CN103887989A - 矩阵变换器以及矩阵变换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

矩阵变换器以及矩阵变换器的控制方法。实施方式中一方式的矩阵变换器具备多个双向开关和控制部。多个双向开关连接交流电源的各相与旋转电机的各相。控制部分别控制构成多个双向开关的多个单向开关元件，进行交流电源与旋转电机之间的电力变换控制。另外，控制部进行使构成双向开关的多个单向开关元件接通的时刻比120度通电控制时提前且使单向开关元件接通的期间比120度通电控制时延长的开关控制。

Description

矩阵变换器以及矩阵变换器的控制方法

技术领域

公开的实施方式涉及矩阵变换器。

背景技术

矩阵变换器因为能够进行高次谐波电流的抑制或再生电力的有效利用，所以作为新的电力变换装置而受到关注。该矩阵变换器具有连接交流电源的各相与旋转电机的各相的多个双向开关，并控制这些双向开关进行电力变换。

在该矩阵变换器中，已知当交流电源由于某些原因而成为低电压时停止电力变换动作的技术。例如，具有如下这样的技术：在通过双向开关控制交流电源的各相电压来驱动发动机的状态下，当交流电源成为低电压时，停止向发动机供电（例如，参照日本特开2005-287200号公报）。

但是，在将旋转电机作为负载的矩阵变换器中，希望即使在交流电源成为低电压时，也不停止电力变换动作而继续进行。

发明内容

实施方式的一方式是鉴于上述情况而完成的，其目的是提供即使在交流电源成为低电压时也能够继续进行电力变换动作的矩阵变换器以及矩阵变换器的控制方法。

实施方式中的一方式的矩阵变换器具备多个双向开关和控制部。多个双向开关连接交流电源的各相与旋转电机的各相。控制部控制上述多个双向开关进行上述交流电源与上述旋转电机之间的电力变换控制。另外，上述控制部具备：第1驱动控制部，其使分别构成上述多个双向开关的多个单向开关元件共同接通，进行上述电力变换控制；以及第2驱动控制部，其使构成上述多个双向开关的单向开关元件中的在上述交流电源侧的任意2相之间流过电流的单向开关元件始终接通，而且切换是使在上述旋转电机侧的任意1组的2相之间流过电流的单向开关元件始终接通、还是使在任意2组的2相之间流过电流的单向开关元件接通，来进行上述电力变换控制。

实施方式中的另一方式的矩阵变换器的控制方法包括以下步骤：检测交流电源的电压；判断所述交流电源的电压是否为预定值以下；在所述交流电源的电压超过预定值的情况下，使分别构成连接所述交流电源的各相与旋转电机的各相的多个双向开关的多个单向开关元件共同接通而进行电力变换控制；以及在所述交流电源的电压为预定值以下的情况下，使构成所述多个双向开关的单向开关元件中的在所述交流电源侧的任意2相之间流过电流的单向开关元件始终接通，而且切换是使在所述旋转电机侧的任意1组的2相之间流过电流的单向开关元件始终接通还是使在任意2组的2相之间流过电流的单向开关元件接通，来进行电力变换控制。

根据实施方式，可提供即使在交流电源为低电压时也能够继续电力变换动作的矩阵变换器以及矩阵变换器的控制方法。

附图说明

关于对本发明更完全的认识及与其相伴的优点，只要对照附图阅读以下发明的详细说明，就能够容易地理解。

图1是示出实施方式的矩阵变换器的结构例的图。

图2是示出图1所示的双向开关的结构例的图。

图3是示出图1所示的第2驱动控制部的具体结构的一例的图。

图4是示出系统无功电流指令与系统电压值的关系的一例的图。

图5是示出电流形逆变器模型的图。

图6是示出系统相位与变换器的开关驱动信号的关系的图。

图7是示出实施方式的发电机脉冲模式生成器的具体结构的一例的图。

图8是示出实施方式的中间信号与发电机相位的关系的图。

图9是示出实施方式的发电机脉冲模式生成器的动作的一例的图。

图10是示出由实施方式的发电机脉冲模式生成器生成的开关驱动信号的脉冲模式的图。

图11是示出图1所示的电力变换部的结构例的图。

图12是示出变形例1的第2驱动控制部的结构的图。

图13是示出变形例1的发电机脉冲模式生成器的结构的图。

图14是示出变形例1的发电机脉冲模式生成器的动作的一例的图。

图15是示出由变形例1的发电机脉冲模式生成器生成的开关驱动信号的脉冲模式的图。

图16是示出变形例2的发电机脉冲模式生成器的结构的图。

图17是示出变形例2的脉冲模式表的图。

图18是示出由变形例2的发电机脉冲模式生成器生成的开关驱动信号的脉冲模式的图。

图19是示出实施方式的串联多重矩阵变换器的结构例的图。

图20是示出图19所示的电力变换单元的具体结构的一例的图。

图21是示出串联多重矩阵变换器中的系统脉冲模式生成器、GeGr开关驱动信号生成器以及GrGe开关驱动信号生成器的结构的图。

图22是示出实施方式的控制部执行的处理的流程图。

具体实施方式

以下，参照附图来详细说明本申请所公开的矩阵变换器以及矩阵变换器的控制方法的实施方式。本发明不被以下所示的实施方式限定。

图1是示出实施方式的矩阵变换器的结构例的图。在以下的实施方式中，举例说明对作为交流发电机（ACG）的旋转电机的发电电力进行转换而向交流电源提供的矩阵变换器，但旋转电机不限于交流发电机，例如可以为交流电动机。另外，作为交流电源，举例说明电力系统（Grid），但交流电源不限于此。

如图1所示，实施方式的矩阵变换器1设置在3相交流的电力系统2与旋转电机3之间，进行电力系统2与旋转电机3之间的电力变换。以下，说明采用同步发电机作为旋转电机3的一例时的例子。

在旋转电机3的旋转轴上设置有检测旋转电机3的旋转位置的位置检测器4，由该位置检测器4检测到的旋转电机3的旋转位置θG被输入到矩阵变换器1。

矩阵变换器1具备电力变换部10、LC滤波器11、电流检测部12、16、电压检测部13、停电检测部14和控制部15。另外，矩阵变换器1具备系统侧端子Tr、Ts、Tt以及发电机侧端子Tu、Tv、Tw，系统侧端子Tr、Ts、Tt与电力系统2连接，发电机侧端子Tu、Tv、Tw与旋转电机3连接。

电力变换部10具备连接电力系统2的R相、S相以及T相的各相与旋转电机3的U相、V相以及W相的各相的多个双向开关Sw1～Sw9。双向开关Sw1～Sw3是分别连接电力系统2的R相、S相、T相与旋转电机3的U相的双向开关。双向开关Sw4～Sw6是分别连接电力系统2的R相、S相以及T相与旋转电机3的V相的双向开关。双向开关Sw7～Sw9是分别连接电力系统2的R相、S相以及T相与旋转电机3的W相的双向开关。

双向开关Sw1～Sw9例如具有图2所示的结构。图2是示出各双向开关Sw1～Sw9的结构例的图。如图2所示，各双向开关Sw1～Sw9是基于单向开关元件31与二极管33的串联连接体和基于单向开关元件32与二极管34的串联连接体反向并联连接而构成。

单向开关元件31、32例如采用IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管）等半导体元件。可通过分别使构成双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件31、32进行通断，来控制通电方向。

双向开关Sw1～Sw9不限于图2所示的结构。例如，双向开关Sw1～Sw9可以是使单向开关元件31、32分别成为逆阻型的开关元件并相互反向并联连接这些开关元件的结构，另外，也可以是后述的图11所示的结构。

LC滤波器11设置在电力系统2的R相、S相以及T相与电力变换部10之间，抑制电力变换部10对电力系统2的噪声影响。具体地说，LC滤波器11由3个电抗器和3个电容器构成，去除由构成电力变换部10的双向开关Sw1～Sw9的开关动作引起的高频成分噪声（PWM成分噪声）。由此，可抑制电力变换部10所产生的高频成分噪声向电力系统2输出。此外，LC滤波器11不限于图1所示的结构，例如也可以是不设置电抗器的结构。

此外，3个电抗器的一端与电力系统2的R相、S相以及T相连接，3个电抗器的另一端与电力变换部10连接。另外，3个电容器连接在不同的2个电抗器的另一端之间。

电流检测部12设置在电力系统2与LC滤波器11之间，检测流过电力系统2的R相、S相、T相的各相与LC滤波器11之间的电流的电流值Ir、Is、It（以下，记载为“系统相电流值Ir、Is、It”）。

另一方面，电流检测部16设置在旋转电机3与电力变换部10之间，检测流过旋转电机3的U相、V相、W相的各相与电力变换部10之间的电流的电流值Iu、Iv、Iw（以下，记载为“发电机电流值Iu、Iv、Iw”）。此外，电流检测部12、16例如是利用作为磁电转换元件的霍尔元件来检测电流的电流传感器。

电压检测部13设置在电力系统2与LC滤波器11之间，检测电力系统2的R相、S相、T相的各相的瞬时电压值Vr、Vs、Vt（以下，记载为“系统相电压值Vr、Vs、Vt”）。

停电检测部14检测系统电压的有功电压值Va（以下，记载为系统电压值Va）是否是电压值V1以下。停电检测部14在系统电压值Va是电压值V1以下时，判定为电力系统2已停电，输出高电平的停电检测信号Sd。另一方面，停电检测部14在系统电压值Va超过电压值V1时，判定为电力系统2没有停电，输出低电平的停电检测信号Sd。

停电检测部14将系统相电压值Vr、Vs、Vt转换为固定坐标上的垂直的2轴的αβ成分，求出α轴方向的系统电压值V_α和β轴方向的系统电压值V_β。并且，停电检测部14运算系统电压值V_α、V_β的平方和的平方根将运算结果作为系统电压值Va。

这里，为了容易理解控制部15的各功能，假设控制部15是具备第1驱动控制部20、第2驱动控制部21和切换部22的结构，但是，应当理解为第1驱动控制部20、第2驱动控制部21和切换部22功能一并由控制部15实现。即，第1驱动控制部20相当于权利要求中的第1驱动控制，第2驱动控制部21相当于权利要求中的第2驱动控制，切换部22相当于权利要求中的切换动作。只要实现控制部15的功能，则不限于该结构。第1驱动控制部20根据指示旋转电机3所产生的转矩量的转矩指令来生成电压指令，并生成用于通过公知的矩阵变换器的PWM控制方法向旋转电机3输出与电压指令相应的电压的开关驱动信号S1～S18，输出到电力变换部10。

此外，根据转矩指令，利用公知的同步发电机的矢量控制法则来生成电压指令。另外，利用开关驱动信号S1～S18，电力变换部10使分别构成多个双向开关Sw1～Sw9的多个单向开关元件31、32同时接通，并且通过PWM控制，输出与电压指令相应的电压，进行流过的电流的大小、通电方向由输出电压与发电电压的关系决定的电力变换。

第2驱动控制部21根据系统相电压值Vr、Vs、Vt、系统相电流值Ir、Is、It以及发电机电流值Iu、Iv、Iw，使分别构成多个双向开关Sw1～Sw9的多个单向开关元件31、32的一部分接通，进行电力变换控制。

通过使分别构成多个双向开关Sw1～Sw9的多个单向开关元件31、32的一部分接通，可控制通电方向。由此，即使在电力系统2的电压是远远低于旋转电机3的电压的停电的情况下，也能够避免大电流持续流过旋转电机3与电力系统2之间，进行电流控制并且进行电力变换动作。

例如，第2驱动控制部21使构成多个双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件31、32中的、在电力系统2侧的任意两相之间流过电流的单向开关元件始终接通。另外，第2驱动控制部21使构成多个双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件31、32中的、在旋转电机3侧的任意两相之间流过电流的单向开关元件始终接通。通过该控制，能够使电流持续流过电力系统2的某两相之间以及旋转电机3的某两相之间。

切换部22根据从停电检测部14输出的停电检测信号Sd，选择并输出向电力变换部10输出的开关驱动信号S1～S18。具体地说，切换部22在从停电检测部14输出的停电检测信号Sd是低电平的情况下，将由第1驱动控制部20生成的开关驱动信号Sa1～Sa18作为开关驱动信号S1～S18输出。

另一方面，切换部22在从停电检测部14输出的停电检测信号Sd是高电平的情况下，将由第2驱动控制部21生成的开关驱动信号Sb1～Sb18作为开关驱动信号S1～S18输出。

因此，在电力系统2为低电压的情况下，进行这样的电力变换控制：利用由第2驱动控制部21生成的开关驱动信号Sb1～Sb18，使分别构成双向开关Sw1～Sw9的多个单向开关元件31、32的一部分接通。由此，即使在电力系统2为低电压的情况下也能够继续电力变换动作。

以下，具体说明第2驱动控制部21的具体结构的一例。图3是示出第2驱动控制部21的具体结构的一例的图。如图3所示，第2驱动控制部21具备有功电流补偿部41、无功电流补偿部42和脉冲模式生成部43。

首先，说明有功电流补偿部41。有功电流补偿部41具备PQ转换器51、低通滤波器（LPF）52、系统有功电流指令器53、减法器54和系统有功电流控制器55。该有功电流补偿部41以使系统有功电流值与系统有功电流指令IPref一致的方式生成系统相位补偿值dθrst，并将生成的系统相位补偿值dθrst输出到脉冲模式生成部43。

PQ转换器51将系统相电流值Ir、Is、It转换为固定坐标上的垂直的2轴的αβ成分，求出α轴方向的系统电流值I_α和β轴方向的系统电流值I_β。此外，PQ转换器51还通过将αβ轴坐标系的成分转换为根据电力系统2的电压相位θrst（以下，记载为“系统相位θrst”）而旋转的旋转坐标系的成分，求出系统有功电流IP和系统无功电流IQ。

PQ转换器51例如通过进行下式（1）的运算，求出系统有功电流IP和系统无功电流IQ。

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{IP}\\ \mathrm{IQ}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θrst}& -\sin \mathrm{\θrst}\\ \sin \mathrm{\θrst}& \cos \mathrm{\θrst}\end{array}\right)\left(\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3/2}& -\sqrt{3/2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{Ir}\\ \mathrm{Is}\\ \mathrm{It}\end{array}\right)\·\·\·\left(1\right)$

LPF52从系统有功电流IP中除去高频成分噪声，向减法器54输出。

减法器54从由系统有功电流指令器53输出的系统有功电流指令IPref中减去LPF52的输出，由此，运算系统有功电流指令IPref与系统有功电流IP的偏差即系统有功电流偏差，向系统有功电流控制器55输出。

系统有功电流控制器55例如由PI（比例积分）控制器构成，以使系统有功电流偏差成为零的方式进行比例积分运算，由此，生成系统相位补偿值dθrst。这里，系统有功电流指令IPref被设定为零，系统有功电流控制器55以使系统有功电流IP成为零的方式生成系统相位补偿值dθrst。

接着，对无功电流补偿部42进行说明。无功电流补偿部42具备低通滤波器（LPF）61、系统无功电流指令器62、减法器63和系统无功电流控制器64。该无功电流补偿部42以使系统无功电流值与系统无功电流指令IQref一致的方式生成发电机相位校正值dθuvw，向脉冲模式生成部43输出所生成的发电机相位校正值dθuvw。

减法器63从由系统无功电流指令器62输出的系统无功电流指令IQref中减去LPF61的输出，由此，运算系统无功电流指令IQref与系统无功电流IQ的偏差即系统无功电流偏差，向系统无功电流控制器64输出。

系统无功电流控制器64例如由PI控制器构成，通过以使系统无功电流偏差成为零的方式进行比例积分运算，生成发电机相位校正值dθuvw。系统无功电流指令IQref例如可以为与系统电压值Va相应的值。

图4是示出系统无功电流指令IQref与系统电压值Va的关系的一例的图。如图4所示，系统无功电流指令器62生成这样的系统无功电流指令IQref，该系统无功电流指令IQref在系统电压值Va超过第2阈值即电压值V2且为第1阈值即电压值V1以下的区域中，其值随着系统电压值Va的增加而直线减少。

另外，系统无功电流指令器62生成这样的系统无功电流指令IQref，该系统无功电流指令IQref在系统电压值Va是第2阈值即电压值V2以下时成为最大值，在超过第1阈值即电压值V1的区域中，成为零值。此外，系统无功电流指令IQref与系统电压值Va的关系不限于图4所示的例子，可以是不同的关系。

接着，对图3所示的脉冲模式生成部43进行说明。脉冲模式生成部43根据系统相电压值Vr、Vs、Vt、旋转位置θG、系统相位补偿值dθrst、发电机相位校正值dθuvw、停电检测信号Sd、发电机电流值Iu、Iv、Iw，生成驱动双向开关Sw1～Sw9的开关驱动信号S1～S18。

脉冲模式生成部43具备系统频率检测器70、保持器71、积分器72、加法器73、发电机相位生成器74、加法器75和限制器75a。另外，脉冲模式生成部43具备系统脉冲模式生成器76、发电机脉冲模式生成器77、GeGr开关驱动信号生成器78和GrGe开关驱动信号生成器79。

系统频率检测器70例如是PLL（Phase Locked Loop：锁相环），根据系统相电压值Vr、Vs、Vt，输出与电力系统2的电压频率同步的系统频率frst。

保持器71在停电检测信号Sd从低电平向高电平变化的时刻，保持从系统频率检测器70输出的系统频率frst，在停电检测信号Sd从高电平向低电平变化的时刻，解除系统频率frst的保持。

积分器72对从保持器71输出的系统频率frst进行积分，生成系统相位θrst，向有功电流补偿部41以及加法器73输出。加法器73使系统相位θrst与系统相位补偿值dθrst相加来生成系统校正相位θrst’，并向系统脉冲模式生成器76输出已生成的系统校正相位θrst’。

发电机相位生成器74通过将旋转位置θG乘以旋转电机3的极对数，生成发电机相位θuvw，向加法器75输出。限制器75a将从无功电流补偿部42输入的发电机相位校正值dθuvw限制为小于30度的值，向加法器75输出。加法器75使发电机相位θuvw与发电机相位校正值dθuvw相加来生成发电机校正相位θuvw’，向发电机脉冲模式生成器77输出已生成的发电机校正相位θuvw’。

脉冲模式生成部43使用图5所示的电流形逆变器模型生成开关驱动信号S1～S18。图5是示出电流形逆变器模型的图。

图5所示的电流形逆变器模型80是具备变换器81和逆变器82的模型。变换器81由与电力系统2的R相、S相、T相进行全桥式连接的多个开关元件构成。利用开关驱动信号Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn（以下，记载为“开关驱动信号Srp～Stn”）驱动该变换器81的各个开关元件。

逆变器82由与旋转电机3的U相、V相、W相进行全桥式连接的多个开关元件构成。利用开关驱动信号Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn（以下，记载为“开关驱动信号Sup～Swn”）驱动该逆变器82的各个开关元件。

系统脉冲模式生成器76具有相对于系统相位θrst而产生120度通电控制的电流的、变换器81的开关驱动信号Srp～Stn的模式，根据系统校正相位θrst’来生成开关驱动信号Srp～Stn。图6是示出系统相位θrst与开关驱动信号Srp～Stn的关系的图，表示用于产生相对于系统相位θrst超前90度的120度通电控制的电流的两者之间的关系。

以使系统有功电流IP成为零的方式求出的系统相位补偿值dθrst与系统相位θrst相加而生成系统校正相位θrst’。因此，系统脉冲模式生成器76根据系统校正相位θrst’，如图6所示地生成开关驱动信号Srp～Stn，由此能够在电力系统2侧流过超前90度且系统有功电流IP为零的无功电流。

系统脉冲模式生成器76生成开关驱动信号Srp～Stn，将使电流流过电力系统2侧的任意两相之间的开关元件始终设为接通。例如，在处于0°≤θrst<30°、330°≤θrst<360°的范围的情况下，开关驱动信号Stn、Ssp是高电平，其它的是低电平。由此，电流流过T相与S相之间。

同样，在处于30°≤θrst<90°的范围的情况下，开关驱动信号Srn、Ssp是高电平，电流流过R相与S相之间。在处于90°≤θrst<150°的范围的情况下，开关驱动信号Srn、Stp是高电平，电流流过R相与T相之间。在处于150°≤θrst<210°的范围的情况下，开关驱动信号Ssn、Stp是高电平，电流流过S相与T相之间。

在处于210°≤θrst<270°的范围的情况下，开关驱动信号Ssn、Srp是高电平，电流流过S相与R相之间。在处于270°≤θrst<330°的范围的情况下，开关驱动信号Stn、Srp是高电平，电流流过T相与R相之间。这样，系统脉冲模式生成器76以产生相对于系统相位θrst超前90度的相位的电流的方式生成脉冲模式。

发电机脉冲模式生成器77生成与发电机校正相位θuvw’以及发电机电流值Iu、Iv、Iw相应的开关驱动信号Sup～Swn。这里，参照图7～图10说明发电机脉冲模式生成器77的结构以及动作的一例。

图7是示出实施方式的发电机脉冲模式生成器77的具体结构的一例的图，图8是示出实施方式的中间信号Sup’～Swn’与发电机相位θuvw的关系的图。另外，图9是示出实施方式的发电机脉冲模式生成器77的动作的一例的图，图10是示出由实施方式的发电机脉冲模式生成器77生成的开关驱动信号Sup～Swn的脉冲模式的图。

如图7所示，发电机脉冲模式生成器77具备移相器771、772、U相用脉冲模式生成器90a、V相用脉冲模式生成器90b和W相用脉冲模式生成器90c。

移相器771从由加法器75（参照图3）输入的发电机校正相位θuvw’减去120度的相位，向V相用脉冲模式生成器90b输出。另外，移相器772从由加法器75输入的发电机校正相位θuvw’减去240度的相位，向W相用脉冲模式生成器90c输出。此外，从加法器75向U相用脉冲模式生成器90a输入发电机校正相位θuvw’。

另外，向U相用脉冲模式生成器90a输入发电机电流值Iu，向V相用脉冲模式生成器90b输入发电机电流值Iv，向W相用脉冲模式生成器90c输入发电机电流值Iw。

U相用脉冲模式生成器90a生成用于控制流过旋转电机3的U相的电流的开关驱动信号Sup、Sun，向GeGr开关驱动信号生成器78以及GrGe开关驱动信号生成器79（参照图3）输出。

V相用脉冲模式生成器90b生成用于控制流过旋转电机3的V相的电流的开关驱动信号Svp、Svn，向GeGr开关驱动信号生成器78以及GrGe开关驱动信号生成器79（参照图3）输出。开关驱动信号Svp、Svn是比开关驱动信号Sup、Sun延迟120度相位的信号。

W相用脉冲模式生成器90c生成用于控制流过旋转电机3的W相的电流的开关驱动信号Swp、Swn，向GeGr开关驱动信号生成器78以及GrGe开关驱动信号生成器79（参照图3）输出。开关驱动信号Swp、Swn是比开关驱动信号Sup、Sun延迟240度相位的信号。

此外，V相用脉冲模式生成器90b以及W相用脉冲模式生成器90c的结构与U相用脉冲模式生成器90a相同。因此，这里详细说明U相用脉冲模式生成器90a的结构以及动作。并且，对V相用脉冲模式生成器90b以及W相用脉冲模式生成器90c附加与U相用脉冲模式生成器90a的构成要素相同的标号简单地进行说明。此外，以下将从旋转电机3向电力变换部10流动的电流的方向设为“正”、将从电力变换部10向旋转电机3流动的电流的方向设为“负”进行说明。

U相用脉冲模式生成器90a生成开关驱动信号Sup、Sun的脉冲模式，该开关驱动信号Sup、Sun抑制由于在电流流过旋转电机3的U相的状态下进行切断U相的电流流动的开关控制而产生浪涌电压。

该U相用脉冲模式生成器90a具备正方向电流脉冲模式生成器91p、负方向电流脉冲模式生成器91n、比较器92p、92n和浪涌抑制脉冲模式生成器93p、93n。

正方向电流脉冲模式生成器91p在使电流沿着正方向流过旋转电机3的U相的相位的范围内，生成与发电机校正相位θuvw’相应的中间信号Sup’，向浪涌抑制脉冲模式生成器93p输出。另外，负方向电流脉冲模式生成器91n在使电流沿着“负”方向流过旋转电机3的U相的相位的范围内，生成与发电机校正相位θuvw’相应的中间信号Sun’，向浪涌抑制脉冲模式生成器93n输出。

正方向电流脉冲模式生成器91p具有成为产生相对于旋转电机3的U相相位延迟90度的120度通电控制的电流中的正方向电流的相位范围的脉冲模式的中间信号Sup’的模式，输出根据发电机校正相位θuvw’而移相的中间信号Sup’。负方向电流脉冲模式生成器91n具有成为产生相对于旋转电机3的U相相位延迟90度的120度通电控制的电流中的负方向电流的相位范围的脉冲模式的中间信号Sun’的模式，输出根据发电机校正相位θuvw’而移相的中间信号Sun’。

以使作为偏差的系统无功电流偏差成为零的方式而求出的发电机相位校正值dθuvw与发电机相位θuvw相加而求出发电机校正相位θuvw’。因此，正方向电流脉冲模式生成器91p通过以发电机校正相位θuvw’为基准，如图8所示地以产生相对于旋转电机3的U相、V相以及W相的电压Vu、Vv、Vw延迟90°-dθuvw的电流的方式输出中间信号Sup’。另外，负方向电流脉冲模式生成器91n输出相对于从正方向电流脉冲模式生成器91p输出的中间信号Sup’延迟180度相位的中间信号Sun’。由此，能够使与系统无功电流指令IQref大小相等的无功电流流过电力系统2侧。

比较器92p对从电流检测部16（参照图1）输入的U相的发电机电流值Iu与预定的阈值thp进行比较。此外，这里，将阈值thp的值设为“0”。该比较器92p在发电机电流值Iu是阈值thp以上的情况下，向浪涌抑制脉冲模式生成器93p输出高电平的参照信号Iup_dir，在发电机电流值Iu小于阈值thp的情况下，向浪涌抑制脉冲模式生成器93p输出低电平的参照信号Iup_dir。

另一方面，比较器92n对从电流检测部16（参照图1）输入的U相的发电机电流值Iu与预定的阈值thn进行比较。此外，这里，将阈值thn的值设为“0”。该比较器92n在发电机电流值Iu低于阈值thn的情况下，向浪涌抑制脉冲模式生成器93n输出高电平的参照信号Iun_dir，在发电机电流值Iu是阈值thn以上的情况下，向浪涌抑制脉冲模式生成器93n输出低电平的参照信号Iun_dir。

如图9所示，浪涌抑制脉冲模式生成器93p在中间信号Sup’从低电平向高电平切换的时刻，生成从低电平向高电平切换的开关驱动信号Sup的脉冲模式。然后，浪涌抑制脉冲模式生成器93p在中间信号Sup’向低电平切换时，对参照信号Iup_dir进行参照。

然后，浪涌抑制脉冲模式生成器93p在参照信号Iup_dir是高电平的情况下，即在中间信号Sup’成为低电平的时刻、正方向的电流流过U相的情况下，使开关驱动信号Sup保持为高电平。

然后，浪涌抑制脉冲模式生成器93p在参照信号Iup_dir从高电平切换为低电平的时刻，生成从高电平向低电平切换的开关驱动信号Sup的脉冲模式。

此外，如果在中间信号Sup’从高电平切换为低电平的时刻，参照信号Iup_dir是低电平，则浪涌抑制脉冲模式生成器93p无条件地生成作为低电平的开关驱动信号Sup的脉冲模式。

另一方面，被输入中间信号Sun’以及参照信号Iun_dir的浪涌抑制脉冲模式生成器93n通过进行与浪涌抑制脉冲模式生成器93p同样的动作来生成开关驱动信号Sun的脉冲模式。

即，浪涌抑制脉冲模式生成器93n生成在中间信号Sun’向高电平切换的时刻切换为高电平、在负方向的电流不再流过U相的时刻切换为低电平的开关驱动信号Sun。

这样，U相用脉冲模式生成器90a如图10所示生成开关驱动信号Sup和相位比开关驱动信号Sup延迟180度的开关驱动信号Sun。

根据该U相用脉冲模式生成器90a，防止在正方向或负方向的电流流过旋转电机3的U相的状态下进行切断U相电流的开关控制，由此抑制由于切断电流而产生浪涌电压。

此外，这里，将预定的阈值thp、thn都设为“0”，但阈值thp可以是能够抑制未给电力变换部10带来影响的范围的浪涌电压的正值。另外，阈值thn可以是能抑制产生浪涌电压的负值。

V相用脉冲模式生成器90b通过进行与U相用脉冲模式生成器90a同样的动作，生成图10所示的开关驱动信号Svp、Svn。W相用脉冲模式生成器90c通过进行与U相用脉冲模式生成器90a同样的动作，生成图10所示的开关驱动信号Swp、Swn。

这样，发电机脉冲模式生成器77使开关驱动信号Sup～Swn成为高电平的时刻比相对于发电机电压相位θuvw延迟90度的120度通电控制的脉冲模式提前。

而且，发电机脉冲模式生成器77在开关驱动信号Sup～Swn成为高电平之后，在发电机电流值Iu、Iv、Iw的绝对值成为预定的阈值thp、thn以下之前，使成为低电平的时刻延迟。由此，能够抑制由于电流切断而产生浪涌电压。

另外，脉冲模式生成部43如上所述利用限制器75a（参照图3）将向加法器75输出的发电机相位校正值dθuvw限制为小于30度的值。由此，不会出现图10所示的开关驱动信号Sup、Sun同时成为高电平的情况，不会出现开关驱动信号Svp、Svn同时成为高电平的情况，不会出现开关驱动信号Swp、Swn同时成为高电平的情况。

另外，发电机脉冲模式生成器77通过输出图10所示的开关驱动信号Sup～Swn，使在旋转电机3侧的任意两相之间流过电流的开关元件始终接通。例如，如图10所示，在处于0°≤θuvw-dθuvw<30°、330°≤θRST<360°范围的情况下，存在3个开关驱动信号的状态。1个状态是开关驱动信号Swp、Sun、Svn为高电平、其它的为低电平。另1个状态是开关驱动信号Swp、Svn为高电平，其它的为低电平。再一个状态是开关驱动信号Sup、Swp、Svn为高电平，其它的为低电平。这些状态是在W相与U相之间以及W相与V相之间流过电流、在W相与V相之间流过电流或者在U相与V相之间以及W相与V相之间流过电流的任意一个。

同样，处于30°≤θuvw-dθuvw<90°范围的情况是开关驱动信号Sup、Swp、Svn为高电平、或开关驱动信号Sup、Svn为高电平、或者开关驱动信号Sup、Svn、Swn为高电平的任意一个，分别在U相与V相之间以及W相与V相之间、U相与V相之间、U相与V相之间以及U相与W相之间流过电流。处于90°≤θuvw-dθuvw<150°范围的情况是开关驱动信号Sup、Svn、Swn为高电平、或开关驱动信号Sup、Swn为高电平、或者开关驱动信号Sup、Svp、Swn为高电平的任意一个，分别在U相与V相之间以及U相与W相之间、U相与W相之间、U相与W相之间以及V相与W相之间流过电流。处于150°≤θuvw-dθuvw<210°范围的情况是开关驱动信号Sup、Svp、Swn为高电平、或开关驱动信号Svp、Swn为高电平、或者开关驱动信号Svp、Sun、Swn为高电平的任意一个，分别在U相与W相之间以及V相与W相之间、V相与W相之间、V相与U相之间以及V相与W相之间流过电流。

处于210°≤θuvw-dθuvw<270°范围的情况是开关驱动信号Svp、Sun、Swn为高电平、或开关驱动信号Svp、Sun为高电平、或者开关驱动信号Svp、Swp、Sun为高电平的任意一个，分别在V相与U相之间以及V相与W相之间、V相与U相之间、V相与U相之间以及W相与U相之间流过电流。处于270°≤θuvw-dθuvw<330°范围的情况是开关驱动信号Svp、Swp、Sun为高电平、或开关驱动信号Swp、Sun为高电平、或者开关驱动信号Swp、Sun、Svn为高电平的任意一个，分别在V相与U相之间以及W相与U相之间、W相与U相之间、W相与U相之间以及W相与V相之间流过电流。

GeGr开关驱动信号生成器78根据开关驱动信号Srn、Ssn、Stn、Sup、Svp、Swp，采用下式（2），生成开关驱动信号Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt、Swr、Sws、Swt。

$\left(\begin{array}{ccc}\mathrm{Sur}& \mathrm{Svr}& \mathrm{Swr}\\ \mathrm{Sus}& \mathrm{Svs}& \mathrm{Sws}\\ \mathrm{Sut}& \mathrm{Svt}& \mathrm{Swt}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}\mathrm{Srn}\\ \mathrm{Ssn}\\ \mathrm{Stn}\end{array}\right)\left(\begin{array}{ccc}\mathrm{Sup}& \mathrm{Svp}& \mathrm{Swp}\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(2\right)$

在上式（2）中，开关驱动信号Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt、Swr、Sws、Swt是如图11所示驱动双向开关Sw1～Sw9中的从旋转电机3侧向电力系统2流过电流的单向开关元件31、32的信号。图11是示出电力变换部10的结构例的图。此外，在图11所示的电力变换部10的结构例中，双向开关Sw1～Sw9的结构与图2所示的例子不同。即，图11所示的双向开关Sw1～Sw9是使图2所示的双向开关Sw1～Sw9中的单向开关元件31、32的集电极与二极管33、34连接而得的结构。即使是此连接结构，图11所示的双向开关Sw1～Sw9的动作与图2所示的双向开关Sw1～Sw9的动作也相同。

GrGe开关驱动信号生成器79根据开关驱动信号Sun、Svn、Swn、Srp、Ssp、Stp，使用下式（3），生成开关驱动信号Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw。

$\left(\begin{array}{ccc}\mathrm{Sru}& \mathrm{Srv}& \mathrm{Srw}\\ \mathrm{Ssu}& \mathrm{Ssv}& \mathrm{Ssw}\\ \mathrm{Stu}& \mathrm{Stv}& \mathrm{Stw}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}\mathrm{Sun}\\ \mathrm{Svn}\\ \mathrm{Swn}\end{array}\right)\left(\begin{array}{ccc}\mathrm{Srp}& \mathrm{Ssp}& \mathrm{Stp}\end{array}\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(3\right)$

在上式（3）中，开关驱动信号Sru、Ssu、Stu、Srv、Ssv、Stv、Srw、Ssw、Stw是如图11所示驱动双向开关Sw1～Sw9中的从电力系统2侧向旋转电机3侧流过电流的单向开关元件31、32的信号。

这样生成的开关驱动信号Sur、Sru、Sus、Ssu、Sut、Stu、Svr、Srv、Svs、Ssv、Svt、Stv、Swr、Srw、Sws、Ssw、Swt、Stw作为开关驱动信号S1～S18按照图11所示的对应关系，从脉冲模式生成部43向电力变换部10输出。

由此，使构成多个双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件31、32中的、在电力系统2侧的任意两相之间流过电流且在旋转电机3侧的任意1组的两相之间、或任意2组的两相之间流过电流的单向开关元件始终接通。

此外，开关驱动信号Srn、Ssn、Stn的任意1个或2个成为高电平，开关驱动信号Sup、Svp、Swp的任意1个始终为高电平。因此，构成多个双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件31、32中的从电力系统2侧向旋转电机3侧流过电流的单向开关元件的任意1个或2个接通。

另外，开关驱动信号Sun、Svn、Swn的任意1个或2个为高电平，开关驱动信号Srp、Ssp、Stp的任意1个为高电平。因此，构成多个双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件31、32中的从旋转电机3侧向电力系统2侧流过电流的单向开关元件的任意1个或2个接通。

此外，开关驱动信号Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn是任意2个为高电平、或任意3个为高电平。因此，关于构成多个双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件31、32，也是任意2个接通或者任意3个接通。

如以上那样，本实施方式的矩阵变换器1的控制部15具备第1驱动控制部20和第2驱动控制部21。第1驱动控制部20利用使分别构成多个双向开关Sw1～Sw9的多个单向开关元件31、32一起接通而进行的电压控制，进行电力变换。另一方面，第2驱动控制部21利用使分别构成多个双向开关Sw1～Sw9的多个单向开关元件31、32的一部分接通而进行的电流控制，进行电力变换。

并且，矩阵变换器1在电力系统2的电压超过预定值的情况下，利用第1驱动控制部20进行电力变换控制，在电力系统2的电压是预定值以下的情况下，利用第2驱动控制部21进行电力变换控制。由此，矩阵变换器1即使在电力系统2成为低电压的情况下，也能够在电力系统2侧流过无功电流并且继续电力变换动作。

此外，矩阵变换器1使单向开关元件31、32接通的时刻比相对于发电相位θuvw延迟90度的120度通电控制的脉冲模式提前，而且使单向开关元件31、32接通的期间比120度通电控制的情况长。由此，能够使与系统无功电流指令IQref大小相等的无功电流流过电力系统2，而且能够抑制浪涌电压对电力变换部10的影响。

另外，矩阵变换器1具备检测旋转电机3的各相中的电流值的电流检测部16，在单向开关元件31、32接通之后、在由电流检测部16检测出的电流的绝对值成为预定的阈值以下之前，延迟使单向开关元件31、32断开的时刻。由此，防止在旋转电机3的各相中流过电流的状态下单向开关元件31、32断开，更可靠地抑制浪涌电压的产生。

在发电系统中，当电力系统2由于停电等而成为低电压时，有时需要向电力系统2提供无功功率，本实施方式的矩阵变换器1可适当地满足该要求。

此外，当从电力系统2的管理者侧发送规定无功功率大小的系统无功电流指令IQref时，可从系统无功电流指令器62向减法器输出该系统无功电流指令IQref。这样，可从外部设定电力系统2侧的无功电流的大小。

另外，第2驱动控制部21将电流形逆变器模型80用作开关模型。对变换器81施加产生相对于电压波形超前90度的电流的120度通电控制的开关模式，对逆变器82施加具有用于产生与系统无功电流指令IQref相应的大小的无功电流的相位的120度通电控制的开关模式。合成对变换器81施加的开关模式与对逆变器82施加的开关模式，作为针对构成双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件31、32的开关驱动信号进行输出。

通过此处理，作为针对构成双向开关Sw1～Sw9的单向开关元件31、32的开关驱动信号进行输出，所以能够容易且高精度地使与系统无功电流指令IQref相应的大小的无功电流流过电力系统2。

另外，在上述的实施方式中，根据120度通电控制的开关模式生成开关模式，驱动电力变换部10，但控制方法不限于此。即，开关模式只要能够通过进行分别控制单向开关元件31、32的电流控制来使无功电流流过电力系统2侧并且继续电力变换动作即可，可进行各种变更。

另外，在上述的实施方式中，将旋转电机3作为同步发电机进行了说明，但也可以将旋转电机3作为感应发电机。在将旋转电机3作为感应发电机的情况下，矩阵变换器1如以下这样构成。

在停电发生后，感应发电机产生由于剩余磁通而引起的发电电压，位置检测器4检测感应发电机的旋转速度。控制部15根据公知的感应发电机的矢量控制法则，使针对感应发电机的转矩指令大致为零，然后根据该转矩指令，生成滑动频率指令，与位置检测器4检测出的旋转速度相加，生成输出频率指令。

然后，控制部15通过对输出频率指令进行积分来生成发电机相位θuvw，并使所生成的发电机相位θuvw与发电机相位校正值dθuvw相加，由此生成发电机校正相位θuvw’。这样，即使在电力系统2成为低电压的情况下，也能够向电力系统2侧流过无功电流并且继续电力变换动作。

另外，在上述实施方式中，对应用发电机作为旋转电机3的例子进行了说明，但也可以应用电动机作为旋转电机3，即使在电力系统2的电压成为低电压的情况下，也能够利用电动机的速度电动势来继续运转。

即，在电力系统2的电压成为低电压的情况下，难以从电力系统2向电动机提供电力，但电动机的转子在减速的同时处于旋转状态。因此，可通过将经由此旋转而产生的电动势例如作为无功功率提供给电力系统2，继续运转。

另外，在上述的实施方式中，作为有功电流补偿部41的一例，说明了图3所示的结构，但有功电流补偿部41也可以是采用表的结构。即，也可以是，在有功电流补偿部41中，设置存储表示系统有功电流IP以及系统无功电流IQ与系统相位补偿值dθrst的关系的二维表的存储部，根据系统相电流值Ir、Is、It从该表中输出系统相位补偿值dθrst。另外，可使用-tan^-1（IQ/IP）的运算值来求出系统相位补偿值dθrst并输出。

另外，在上述的实施方式中，作为无功电流补偿部42的一例，说明了图3所示的结构，无功电流补偿部42也可以是采用表的结构。即，也可以是，在无功电流补偿部42中，设置存储表示系统无功电流指令IQref与发电机相位校正值dθuvw的关系的表的存储部，根据系统无功电流指令IQref从该表中输出发电机相位校正值dθuvw。

另外，图3所示的第2驱动控制部21或图7所示的发电机脉冲模式生成器77的结构仅为一例，还可以利用其它结构来抑制浪涌电压。以下，参照图12～图15说明可抑制浪涌电压的变形例1的第2驱动控制部21a，参照图16～图18说明可抑制浪涌电压的变形例2的发电机脉冲模式生成器77b。

首先，说明变形例1的第2驱动控制部21a。图12是示出变形例1的第2驱动控制部21a的结构的图，图13是示出变形例1的发电机脉冲模式生成器77a的结构的图。

另外，图14是示出变形例1的发电机脉冲模式生成器77a的动作的一例的图，图15是示出由变形例1的发电机脉冲模式生成器77a生成的开关驱动信号的脉冲模式的图。这里，对图12所示的构成要素中的与图3所示的构成要素相同的构成要素附加与图3所示的标号相同的标号，从而省略其说明。

如图12所示，第2驱动控制部21a与图3所示的第2驱动控制部21的不同点在于，脉冲模式生成部43a具有减法器75b；发电机脉冲模式生成器77a的结构。

减法器75b从由发电机相位生成器74输入的发电机相位θuvw减去由限制器75a输入的发电机相位校正值dθuvw来生成发电机校正相位θuvwB，输出到发电机脉冲模式生成器77a。加法器75使发电机相位θuvw与发电机相位校正值dθuvw相加而生成发电机校正相位θuvwA，输出到发电机脉冲模式生成器77a。这里的发电机校正相位θuvwA与图3所示的发电机校正相位θuvw’相同。

发电机脉冲模式生成器77a根据这两个发电机校正相位θuvwA、θuvwB，生成对图5所示的逆变器82的各个开关元件进行驱动的开关驱动信号Sup～Swn的脉冲模式。

具体地说，如图13所示，发电机脉冲模式生成器77a具备移相器773～776、U相用脉冲模式生成器94a、V相用脉冲模式生成器94b和W相用脉冲模式生成器90c。

移相器773从发电机校正相位θuwvA减去120度的相位，输出到V相用脉冲模式生成器94b。移相器774从发电机校正相位θuvwB减去120度的相位，输出到V相用脉冲模式生成器94b。移相器775从发电机校正相位θuvwA减去240度的相位，输出到W相用脉冲模式生成器94c。移相器776从发电机校正相位θuvwB减去240度的相位，输出到W相用脉冲模式生成器94c。

U相用脉冲模式生成器94a具备4个脉冲模式生成器94Ap、94Bp、94An、94Bn和两个OR逻辑电路95p、95n。

脉冲模式生成器94Ap在向旋转电机3的U相流过正方向电流的相位的范围内，生成与发电机校正相位θuvwA相应的中间信号SupA，并向OR逻辑电路95p输出。该中间信号SupA是与图8中的中间信号Sup’相同的信号，如图14所示，是相位相对于在发电机相位θuvw与发电机相位校正值dθuvw不相加的情况下生成的中间信号Sup0超前发电机相位校正值dθuvw的信号。

另外，脉冲模式生成器94Bp在向旋转电机3的U相流过正方向电流的相位的范围内，生成与发电机校正相位θuvwB相应的中间信号SupB，并向OR逻辑电路95p输出。这里，如上所述，发电机校正相位θuvwB是从发电机相位θuvw减去发电机相位校正值dθuvw后的相位。因此，如图14所示，中间信号SupB是相对于在发电机相位θuvw与发电机相位校正值dθuvw不相加的情况下生成的中间信号Sup0延迟发电机相位校正值dθuvw的信号。

OR逻辑电路95p在两个中间信号SupA、SupB的至少任意一方成为高电平的相位区间生成高电平的开关驱动信号Sup。因此，如图14所示，开关驱动信号Sup与中间信号Sup0相比，提前发电机相位校正值dθuvw成为高电平，延迟发电机相位校正值dθuvw成为低电平。

这样，在变形例1中，当使开关驱动信号Sup成为高电平的时刻提前发电机相位校正值dθuvw来增大U相的发电机电流值Iu时，使成为低电平的时刻延迟发电机相位校正值dθuvw。由此，可防止在较大电流朝U相的正方向流过的状态下进行切断电流的开关控制，所以能够抑制由于电流切断而引起的浪涌电压。

另外，脉冲模式生成器94An在朝旋转电机3的U相的负方向流过电流的相位范围内，生成与发电机校正相位θuvwA相应的中间信号SunA并向OR逻辑电路95n输出。另外，脉冲模式生成器94Bn在使负方向电流流过旋转电机3的U相的相位范围内，生成与发电机校正相位θuvwB相应的中间信号SunB并向OR逻辑电路95n输出。

并且，OR逻辑电路95n在两个中间信号SunA、SunB的至少任意一方为高电平的相位区间内生成高电平的开关驱动信号Sun。由此，如图15所示，该开关驱动信号Sun成为比开关驱动信号Sup延迟180度相位的信号。由此，可防止在较大电流朝U相的负方向流过的状态下进行切断电流的开关控制，因此能够抑制由于电流切断而产生浪涌电压。

另外，V相用脉冲模式生成器94b具备与U相用脉冲模式生成器94a相同的结构，通过进行同样的动作来生成开关驱动信号Svp、Svn。其中，向V相用脉冲模式生成器94b输入从发电机校正相位θuvwA、θuvwB分别减去120度相位后的相位。

因此，如图15所示，开关驱动信号Svp以及开关驱动信号Svn分别成为比开关驱动信号Sup以及开关驱动信号Sun延迟120度相位的信号。由此，与U相同样，关于V相，也可防止在流过较大值的发电机电流值Iv的状态下进行切断电流的开关控制，因此能够抑制由于电流切断而产生浪涌电压。

另外，W相用脉冲模式生成器94c具有与U相用脉冲模式生成器94a相同的结构，通过进行同样的动作来生成开关驱动信号Swp、Swn。其中，向W相用脉冲模式生成器94c输入从发电机校正相位θuvwA、θuvwB分别减去240度相位而得的相位。

因此，如图15所示，开关驱动信号Swp以及开关驱动信号Swn分别为比开关驱动信号Sup以及开关驱动信号Sun延迟240度相位的信号。由此，与U相同样，关于W相，也可防止在流过较大值的发电机电流值Iw的状态下进行切断电流的开关控制，因此能够抑制由于电流切断而产生浪涌电压。

这样，发电机脉冲模式生成器77a使开关驱动信号Sup～Swn成为低电平的时刻比120度通电控制时延迟如下期间，该期间与使开关驱动信号Sup～Swn成为高电平的时刻比120度通电控制时提前的期间相同。由此，能够减小成为低电平的时刻的电流，抑制浪涌电压的产生。

接着，说明变形例2的发电机脉冲模式生成器77b。图16是示出变形例2的发电机脉冲模式生成器77b的结构的图，图17是示出变形例2的脉冲模式表97的图。另外，图18是示出由变形例2的发电机脉冲模式生成器77b生成的开关驱动信号Sup～Swn的脉冲模式的图。

发电机脉冲模式生成器77b根据从图3所示的加法器75输入的发电机校正相位θuvw’，生成对图5所示的逆变器82的各个开关元件进行驱动的开关驱动信号Sup～Swn的脉冲模式。

具体地说，如图16所示，发电机脉冲模式生成器77b具备移相器777、778、U相用脉冲模式生成器96a、V相用脉冲模式生成器96b和W相用脉冲模式生成器96c。

移相器777从发电机校正相位θuvw’减去120度的相位，向V相用脉冲模式生成器96b输出。移相器778从发电机校正相位θuvw’减去240度的相位，向W相用脉冲模式生成器96c输出。此外，向U相用脉冲模式生成器96a直接输入从加法器（参照图3）输出的发电机校正相位θuvw’。

U相用脉冲模式生成器96a具备脉冲模式表97。另外，V相用脉冲模式生成器96b以及W相用脉冲模式生成器96c分别具备与U相用脉冲模式生成器96a相同的脉冲模式表97。

脉冲模式表97是使开关驱动信号Sup～Swn成为高电平的时刻比120度通电控制时提前的期间、与开关驱动信号Sup～Swn成为低电平的时刻比120度通电控制时延迟的期间对应起来的表。

具体地说，如图17所示，脉冲模式表97是表示发电机相位校正值dθuvw与浪涌抑制校正值dθ2uvw的对应关系的函数。这里，浪涌抑制校正值dθ2uvw例如是在使开关驱动信号Sup成为高电平的相位提前发电机相位校正值dθuvw时，从开关驱动信号Sup成为低电平到电流不再流过U相为止的相位范围。

通过预先进行试验来获得该浪涌抑制校正值dθ2uvw。例如，进行如下这样的试验，在从“0度”到“30度”之间依次设定变更发电机相位校正值dθuvw的值，使矩阵变换器1进行动作，每次都取得发电机电流值Iu、Iv、Iw为“0”的发电机相位θuvw。

此外，在该试验中，除了发电机相位校正值dθuvw的值之外，还可以设定变更矩阵变换器1、旋转电机3的布线长度、周边的气温或湿度等其它条件，来取得使发电机电流值Iu、Iv、Iw为“0度”的发电机相位θuvw。

然后，根据作为试验结果获得的发电机相位θuvw来计算浪涌抑制校正值dθ2uvw，并计算表示已算出的浪涌抑制校正值dθ2uvw与发电机相位校正值dθuvw的关系的函数（参照图17）。在U相用脉冲模式生成器96a、V相用脉冲模式生成器96b、W相用脉冲模式生成器96c中分别设置这样算出的函数作为脉冲模式表97。

并且，在输入发电机校正相位θuvw’后，如图18所示，U相用脉冲模式生成器96a输出根据发电机校正相位θuvw’和脉冲模式表97生成的脉冲模式的开关驱动信号Sup、Sun。该开关驱动信号Sup、Sun比发电机相位校正值dθuvw为“0度”的情况提前发电机相位校正值dθuwv而成为高电平，延迟浪涌抑制校正值dθ2uvw而成为低电平。

可通过向GeGr开关驱动信号生成器78以及GrGe开关驱动信号生成器79输出该开关驱动信号Sup、Sun，防止在电流流过U相的状态下进行切断电流的开关控制。

另外，V相用脉冲模式生成器96b以及W相用脉冲模式生成器96c进行与U相用脉冲模式生成器96a同样的动作。其中，通过移相器777，将向V相用脉冲模式生成器96b输入的发电机相位校正值θuvw’与120度的相位相加。另外，通过移相器778，将向W相用脉冲模式生成器96c输入的发电机相位校正值θuvw’与240度的相位相加。

因此，V相用脉冲模式生成器96b输出相对于开关驱动信号Sup延迟120度相位的开关驱动信号Svp和相对于开关驱动信号Sun延迟120度相位的开关驱动信号Svn。另外，W相用脉冲模式生成器96c输出相对于开关驱动信号Sup延迟240度相位的开关驱动信号Swp和相对于开关驱动信号Sun延迟240度相位的开关驱动信号Swn。

由此，可防止在电流流过V相的状态下进行切断电流的开关控制，可防止在电流流过W相的状态下进行切断电流的开关控制。

另外，还可以将在上述实施方式、变形例1或变形例2中说明的开关控制应用于串联多重矩阵变换器，该串联多重矩阵变换器按照每相设置有串联地多级连接多个电力变换单元而构成的电力变换单元。

以下，参照图19～图21说明应用了在上述实施方式、变形例1或变形例2中说明的开关控制的串联多重矩阵变换器100。图19是示出实施方式的串联多重矩阵变换器100的结构例的图。

另外，图20是示出图19所示的电力变换单元19a～19i（以下，有时统称为电力变换单元19）的具体结构的一例的图。另外，图21是示出串联多重矩阵变换器100中的系统脉冲模式生成器76a、GeGr开关驱动信号生成器78a以及GrGe开关驱动信号生成器79a的结构的图。此外，这里，对图19～图21所示的构成要件中的与图1或图3所示的构成要件相同的构成要件，附加与图1或图3所示的标号相同的标号，由此省略其说明。

图19所示的串联多重矩阵变换器100与图1所示的矩阵变换器1的不同点是，具备多重变压器10A和电力变换部10B来取代图1所示的矩阵变换器1的电力变换部10；以及控制部15A的开关控制的内容。此外，在串联多重矩阵变换器100中，图1所示的LC滤波器11设置在后述的各个电力变换单元19（参照图20）内。

多重变压器10A具备一次绕组17、9个二次绕组18a～18i（以下，有时统称为二次绕组18），将从电力系统2向一次绕组17输入的交流电力在9个二次绕组18a～18i中变压后输出，这9个二次绕组18a～18i分别与后述的电力变换单元19a～19i连接。

该多重变压器10A是在一次绕组17与至少一部分的二次绕组18之间产生电压相位差的移相变压器。在多重变压器10A中，如下表1所示，与对应于U相、V相、W相的各相设置的电力变换单元部连接的3个二次绕组18的电压相位依次相差20度。下表1示出一次绕组17与二次绕组18之间的电压相位差。

【表1】

	相位差（度）
		第1级（r1、s1、t1）	0
第2级（r2、s2、t2）	20
		第3级（r3、s3、t3）	40

具体地说，在U相中，与位置U2对应的二次绕组18d相对于与位置U1对应的二次绕组18a具有20度的电压相位差，与位置U3对应的二次绕组18g相对于二次绕组18d具有20度的电压相位差。同样，在V相中，与位置V2对应的二次绕组18e相对于与位置V1对应的二次绕组18b具有20度的电压相位差，与位置V3对应的二次绕组18h相对于二次绕组18e具有20度的电压相位差。

另外，在W相中，与位置W2对应的二次绕组18f相对于与位置W1对应的二次绕组18c具有20度的电压相位差，与位置W3对应的二次绕组18i相对于二次绕组18f具有20度的电压相位差。

这里，一次绕组17与二次绕组18a～18c的电压相位差是零。因此，二次绕组18a～18c的r1相、s1相以及t1相的电压相位（以下，记载为“电压相位θrst1”）与系统相位θrst相同。另外，二次绕组18d～18f的r2相、s2相以及t2相的电压相位（以下，记载为“电压相位θrst2”）相对于系统相位θrst相差20度。另外，二次绕组18g～18i的r3相、s3相以及t3相的电压相位（以下，记载为“电压相位θrst3”）相对于系统相位θrst相差40度。

这样，可通过设置电压相位差，降低流过一次绕组17侧的高次谐波电流。此外，上述表1所示的电压相位差仅为一例，可以是其它值的电压相位差。还可以不设置相位差。此外，也可以不采用多重变压器10A，而将各个交流电源与电力变换单元19a～19i连接。

电力变换部10B具备与9个二次绕组18a～18i分别连接的9个电力变换单元19。各个电力变换单元19进行连接于二次绕组18的端子T3（后述的端子T3r、T3s、T3t）与端子T1、T2之间的电力变换。

二次绕组18a～18c与U相、V相以及W相各自的第1级的电力变换单元19a～19c连接，二次绕组18d～18f与U相、V相以及W相各自的第2级的电力变换单元19d～19f连接。另外，二次绕组18g～18i与U相、V相以及W相各自的第3级的电力变换单元19g～19i连接。

在该电力变换部10B中，串联连接3个电力变换单元19的输出而构成各个输出相。即，由电力变换单元19a、19d、19g构成U相的电力变换单元部，由电力变换单元19b、19e、19h构成V相的电力变换单元部，由电力变换单元19c、19f、19i构成W相的电力变换单元部。

具体地说，电力变换单元19a的端子T2与中性点N连接，电力变换单元19a的端子T1与电力变换单元19d的端子T2连接，电力变换单元19d的端子T1与电力变换单元19g的端子T2连接。由此，构成将电力变换单元19g的端子T1作为输出端子的U相的电力变换单元部。

同样，电力变换单元19b的端子T2与中性点N连接，电力变换单元19b的端子T1与电力变换单元19e的端子T2连接，电力变换单元19e的端子T1与电力变换单元19h的端子T2连接。由此，构成将电力变换单元19h的端子T1作为输出端子的V相的电力变换单元部。

另外，电力变换单元19c的端子T2与中性点N连接，电力变换单元19c的端子T1与电力变换单元19f的端子T2连接，电力变换单元19f的端子T1与电力变换单元19i的端子T2连接。由此，构成将电力变换单元19i的端子T1作为输出端子的W相的电力变换单元部。

这里，说明电力变换单元19的结构。图20是示出电力变换单元19的具体结构的一例的图。如图20所示，电力变换单元19具备开关部190和LC滤波器11。也将该电力变换单元19称为单相矩阵变换器。此外，在电力变换单元19中例如设置有未图示的缓冲电路。

开关部190具备双向开关Sw1～Sw6。双向开关Sw1～Sw3连接在端子T3r、T3s、T3t与端子T1之间。另外，双向开关Sw4～Sw6连接在端子T3r、T3s、T3t与端子T2之间。这些双向开关Sw1～Sw6是与图11所示的双向开关Sw1～Sw9同样的结构。另外，LC滤波器11是与图1所示的LC滤波器11同样的结构。此外，LC滤波器11不限于图1所示的结构，例如，也可以是不设置电抗器的结构。

返回图19，控制部15A具备第1驱动控制部20A、第2驱动控制部21A和切换部22。第1驱动控制部20A根据指示旋转电机3所产生的转矩量的转矩指令来生成电压指令，生成用于利用公知的串联多重矩阵变换器的PWM控制方法向旋转电机3输出与电压指令相应的电压的开关驱动信号，并向电力变换部10B输出。

此外，根据转矩指令，利用公知的同步发电机的矢量控制法则来生成电压指令。另外，电力变换部10B利用开关驱动信号使构成各个双向开关Sw1～Sw6的多个单向开关元件共同接通，并且通过PWM控制来输出与电压指令相应的电压，进行流过的电流的大小、通电方向由输出电压与发电电压的关系决定的电力变换。

第2驱动控制部21A根据系统相电压值Vr、Vs、Vt、系统相电流值Ir、Is、It以及发电机电流值Iu、Iv、Iw，使构成电力变换部10B的各个双向开关Sw1～Sw6的多个单向开关元件的一部分接通，进行电力变换控制。

通过使构成各个双向开关Sw1～Sw6的多个单向开关元件的一部分接通，能够控制通电方向。由此，即使在电力系统2的电压远远低于旋转电机3的电压的停电的情况下，也能够避免在旋转电机3与电力系统2之间继续流过大电流，可进行电流控制并且进行电力变换动作。

例如，第2驱动控制部21A使构成电力变换部10B的双向开关Sw1～Sw6的单向开关元件中的、在二次绕组18侧的任意2相之间流过电流的单向开关元件始终接通。另外，第2驱动控制部21A使构成电力变换部10B的双向开关Sw1～Sw6的单向开关元件中的、在旋转电机3侧的任意2相之间流过电流的单向开关元件始终接通。通过该控制，可在二次绕组18侧的任意2相之间以及旋转电机3的任意2相之间继续流过电流。

切换部22是与图1所示的切换部22同样的结构。该切换部22在从停电检测部14输出的停电检测信号Sd是低电平的情况下，向电力变换部10B输出由第1驱动控制部20A生成的开关驱动信号。

另一方面，切换部22在从停电检测部14输出的停电检测信号Sd是高电平的情况下，向电力变换部10B输出由第2驱动控制部21A生成的开关驱动信号。

因此，在电力系统2为低电压的情况下，利用由第2驱动控制部21A生成的开关驱动信号，进行使分别构成双向开关Sw1～Sw6的多个单向开关元件的一部分接通的电力变换控制。由此，即使在电力系统2为低电压的情况下，也能够继续电力变换动作。

此外，在矩阵变换器100中设置的停电检测部14还能够根据二次绕组18a～18i的任意一个的电压，输出停电检测信号Sd。例如，停电检测部14在二次侧电压值Va1是预定的电压值V11以下的情况下，判定为电力系统2已停电，输出高电平的停电检测信号Sd。另一方面，停电检测部26在二次侧电压值Va1超过电压值V11的情况下，判定为电力系统2没有停电，输出低电平的停电检测信号Sd。

在此情况下，停电检测部14例如将二次绕组18a的r1相、s1相以及t1相的电压Vr1、Vs1、Vt1转换为固定坐标上的垂直的2轴的αβ成分，求出α轴方向的系统电压值V_α1和β轴方向的系统电压值V_β1。然后，停电检测部26运算系统电压值V_α1、V_β1的平方和的平方根

将运算结果作为二次侧电压值Va1。

可使用图3所示的第2驱动控制部21或图12所示的第2驱动控制部21a作为该第2驱动控制部21A。此外，在使用图3所示的第2驱动控制部21作为第2驱动控制部21A的情况下，在脉冲模式生成部43中设置图7所示的发电机脉冲模式生成器77或图16所示的发电机脉冲模式生成器77b。

另一方面，在使用图12所示的第2驱动控制部21a作为第2驱动控制部21A的情况下，在脉冲模式生成部43中设置图13所示的发电机脉冲模式生成器77a。此外，当脉冲模式生成部43中设置有图13所示的发电机脉冲模式生成器77a或图16所示的发电机脉冲模式生成器77b时，可省略图19所示的电流检测部16。

但是，在使用图3所示的第2驱动控制部21或图12所示的第2驱动控制部21a的情况下，需要变更系统脉冲模式生成器76、GeGr开关驱动信号生成器78以及GrGe开关驱动信号生成器79的结构。

这里，参照图21，说明当使用图3所示的第2驱动控制部21时设置在第2驱动控制部21A中的系统脉冲模式生成器76a、GeGr开关驱动信号生成器78a以及GrGe开关驱动信号生成器79a的结构。

此外，当使用图12所示的第2驱动控制部21a时，设置图13所示的发电机脉冲模式生成器77a取代图21所示的发电机脉冲模式生成器77。在此情况下，在第2驱动控制部21a中也设置图21所示的系统脉冲模式生成器76a、GeGr开关驱动信号生成器78a以及GrGe开关驱动信号生成器79a。

如图21所示，系统脉冲模式生成器76a具备加法器761～763和模式生成器764～766。加法器761～763使对应于多重变压器10A的一次绕组17与二次绕组18之间的电压相位差（例如，参照表1）的相位相加，分别向模式生成器764～766输出相加结果。具体地说，加法器761将系统校正相位θrst’与0度的相位相加，加法器762将系统校正相位θrst’与20度的相位相加，加法器763将系统校正相位θrst’与40度的相位相加。

如上所述，一次绕组17与二次绕组18之间的电压相位差不限于表1所示的例子。例如，可将一次绕组17与二次绕组18a～18c的相位差设为10度，将一次绕组17与二次绕组18d～18f的相位差设为30度，将一次绕组17与二次绕组18g～18h的相位差设为50度。在此情况下，加法器761使系统校正相位θrst’与10度的相位相加，加法器762使系统校正相位θrst’与30度的相位相加，加法器763使系统校正相位θrst’与50度的相位相加。

模式生成器764～766根据加法器761～763的相加结果，生成相对于各个二次绕组18的电压相位θrst1～θrst3而产生120度通电控制的电流的、变换器81的开关驱动信号Srp～Stn的模式。模式生成器764～766是彼此相同的结构。

具体地说，模式生成器764根据加法器761的相加结果，生成开关驱动信号Srp1、Ssp1、Stp1、Srn1、Ssn1、Stn1（以下，记载为“开关驱动信号Srp1～Stn1”）。

另外，模式生成器765根据加法器762的相加结果，生成开关驱动信号Srp2、Ssp2、Stp2、Srn2、Ssn2、Stn2（以下，记载为“开关驱动信号Srp2～Stn2”）。另外，模式生成器766根据加法器763的相加结果，生成开关驱动信号Srp3、Ssp3、Stp3、Srn3、Ssn3、Stn3（以下，记载为“开关驱动信号Srp3～Stn3”）。

这里，开关驱动信号Srp1～Stn1是使相对于电压相位θrst1超前90度的相位的电流分别流过二次绕组18a～18c的脉冲模式。此外，二次绕组18a～18c的r1相、s1相、t1相的电压相位θrst1与开关驱动信号Srp1～Stn1的关系是将图6所示的Vr、Vs、Vt置换为Vr1、Vs1、Vt1、将Srp～Stn置换为Srp1～Stn1后的关系。

开关驱动信号Srp2～Stn2是相对于开关驱动信号Srp1～Stn1相位超前20度的信号，是使相对于电压相位θrst2超前90度的相位的电流分别流过二次绕组18d～18f的脉冲模式。

开关驱动信号Srp3～Stn3是相对于开关驱动信号Srp1～Stn1相位超前40度的信号，是使相对于电压相位θrst3超前90度的相位的电流分别流过二次绕组18g～18i的脉冲模式。

这样，在二次绕组18a～18i中可分别流过超前90度且有功电流为零的无功电流，由此，在电力系统2侧也可以流过系统有功电流IP为零的无功电流。

GeGr开关驱动信号生成器78a具备信号生成器781～783。信号生成器781～783根据从模式生成器764～766输出的开关驱动信号Srni、Ssni、Stni（1≤i≤3）和从发电机脉冲模式生成器77输出的开关驱动信号Sup～Swn，利用下式（4）生成开关驱动信号S1r、S1s、S1t、S2r、S2s、S2t。开关驱动信号S1r、S1s、S1t、S2r、S2s、S2t是如图20所示那样驱动双向开关Sw1～Sw6中的、从旋转电机3侧向二次绕组18侧流过电流的单向开关元件的信号。在下式（4）中，“*”是“u”、“v”或“w”。

$\left[\begin{array}{cccc}S1r& \mathrm{Sr}1& S2r& \mathrm{Sr}2\\ S1s& \mathrm{Ss}1& S2s& \mathrm{Ss}2\\ S1t& \mathrm{St}1& S2t& \mathrm{St}2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}\mathrm{Srni}& \mathrm{Srpi}& \mathrm{Srni}& \mathrm{Srpi}\\ \mathrm{Ssni}& \mathrm{Sspi}& \mathrm{Ssni}& \mathrm{Sspi}\\ \mathrm{Stni}& \mathrm{Stpi}& \mathrm{Stni}& \mathrm{Stpi}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}S*p& 0& 0& 0\\ 0& S*n& 0& 0\\ 0& 0& S*n& 0\\ 0& 0& 0& S*p\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(4\right)$

具体地说，信号生成器781根据从模式生成器764输出的开关驱动信号Srn1、Ssn1、Stn1和开关驱动信号Sup、Sun，利用下式（5）生成U相的开关驱动信号S1r、S1s、S1t、S2r、S2s、S2t（以下，记载为SAu1）。

$\left[\begin{array}{cc}S1r& S2r\\ S1s& S2s\\ S1t& S2t\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Srnl}& \mathrm{Srnl}\\ \mathrm{Ssnl}& \mathrm{Ssnl}\\ \mathrm{Stnl}& \mathrm{Stnl}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Sup}& 0\\ 0& \mathrm{Sun}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(5\right)$

另外，信号生成器781根据从模式生成器764输出的开关驱动信号Srn1、Ssn1、Stn1和开关驱动信号Svp、Svn，利用下式（6）生成V相的开关驱动信号S1r、S1s、S1t、S2r、S2s、S2t（以下，记载为SAv1）。

$\left[\begin{array}{cc}S1r& S2r\\ S1s& S2s\\ S1t& S2t\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Srnl}& \mathrm{Srnl}\\ \mathrm{Ssnl}& \mathrm{Ssnl}\\ \mathrm{Stnl}& \mathrm{Stnl}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Svp}& 0\\ 0& \mathrm{Svn}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(6\right)$

另外，信号生成器781根据从模式生成器764输出的开关驱动信号Srn1、Ssn1、Stn1和开关驱动信号Swp、Swn，利用下式（7）生成W相的开关驱动信号S1r、S1s、S1t、S2r、S2s、S2t（以下，记载为SAw1）。

$\left[\begin{array}{cc}S1r& S2r\\ S1s& S2s\\ S1t& S2t\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Srnl}& \mathrm{Srnl}\\ \mathrm{Ssnl}& \mathrm{Ssnl}\\ \mathrm{Stnl}& \mathrm{Stnl}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Swp}& 0\\ 0& \mathrm{Swn}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(7\right)$

信号生成器782具有与信号生成器781同样的结构。信号生成器782与信号生成器781同样地根据从模式生成器765输出的开关驱动信号Srn2、Ssn2、Stn2和开关驱动信号Sup～Swn，利用上述（5）～（7）生成U相、V相以及W相各自的开关驱动信号S1r、S1s、S1t、S2r、S2s、S2t（以下，分别记载为SAu2、SAv2、SAw2）。对上述（5）～（7）中的“Srn1”、“Ssn1”、“Stn1”分别设定开关驱动信号Srn2、Ssn2、Stn2的各值。

信号生成器783具有与信号生成器781同样的结构。信号生成器783与信号生成器781同样地根据从模式生成器766输出的开关驱动信号Srn3、Ssn3、Stn3和开关驱动信号Sup～Swn，利用上述（5）～（7）生成U相、V相以及W相各自的开关驱动信号S1r、S1s、S1t、S2r、S2s、S2t（以下，分别记载为SAu3、SAv3、SAw3）。对上述（5）～（7）中的“Srn1”、“Ssn1”、“Stn1”分别设定开关驱动信号Srn3、Ssn3、Stn3的各值。

GrGe开关驱动信号生成器79a具备信号生成器791～793。信号生成器791～793根据从模式生成器764～766输出的开关驱动信号Srpi、Sspi、Stpi（1≤i≤3）和从发电机脉冲模式生成器77输出的开关驱动信号Sup～Swn，利用上式（4）生成开关驱动信号Sr1、Ss1、St1、Sr2、Ss2、St2。开关驱动信号Sr1、Ss1、St1、Sr2、Ss2、St2是如图20所示那样驱动双向开关Sw1～Sw6中的、从二次绕组18侧向旋转电机3侧流过电流的单向开关元件的信号。

具体地说，信号生成器791根据从模式生成器764输出的开关驱动信号Srp1、Ssp1、Stp1和开关驱动信号Sup、Sun，利用下式（8）生成U相的开关驱动信号Sr1、Ss1、St1、Sr2、Ss2、St2（以下，记载为SBu1）。

$\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Sr}1& \mathrm{Sr}2\\ \mathrm{Ss}1& \mathrm{Ss}2\\ \mathrm{St}1& \mathrm{St}2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Srpl}& \mathrm{Srpl}\\ \mathrm{Sspl}& \mathrm{Sspl}\\ \mathrm{Stpl}& \mathrm{Stpl}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Sun}& 0\\ 0& \mathrm{Sup}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(8\right)$

另外，信号生成器791根据从模式生成器764输出的开关驱动信号Srp1、Ssp1、Stp1和开关驱动信号Svp、Svn，利用下式（9）生成V相的开关驱动信号Sr1、Ss1、St1、Sr2、Ss2、St2（以下，记载为SBv1）。

$\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Sr}1& \mathrm{Sr}2\\ \mathrm{Ss}1& \mathrm{Ss}2\\ \mathrm{St}1& \mathrm{St}2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Srpl}& \mathrm{Srpl}\\ \mathrm{Sspl}& \mathrm{Sspl}\\ \mathrm{Stpl}& \mathrm{Stpl}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Svn}& 0\\ 0& \mathrm{Svp}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(9\right)$

另外，信号生成器791根据从模式生成器764输出的开关驱动信号Srp1、Ss1p、Stp1和开关驱动信号Swp、Swn，利用下式（10）生成W相的开关驱动信号Sr1、Ss1、St1、Sr2、Ss2、St2（以下，记载为SBw1）。

$\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Sr}1& \mathrm{Sr}2\\ \mathrm{Ss}1& \mathrm{Ss}2\\ \mathrm{St}1& \mathrm{St}2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Srpl}& \mathrm{Srpl}\\ \mathrm{Sspl}& \mathrm{Sspl}\\ \mathrm{Stpl}& \mathrm{Stpl}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\mathrm{Swn}& 0\\ 0& \mathrm{Swp}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(10\right)$

信号生成器792具有与信号生成器791同样的结构。信号生成器792与信号生成器791同样地根据从模式生成器765输出的开关驱动信号Srp2、Ssp2、Stp2和开关驱动信号Sup～Swn，利用上述（8）～（10）生成U相、V相以及W相各自的开关驱动信号Sr1、Ss1、St1、Sr2、Ss2、St2（以下，分别记载为SBu2、SBv2、SBw2）。对上述（8）～（10）中的“Srp1”、“Ssp1”、“Stp1”分别设定开关驱动信号Srp2、Ssp2、Stp2的各值。

信号生成器793具有与信号生成器791同样的结构。信号生成器793与信号生成器791同样地根据从模式生成器766输出的开关驱动信号Srp3、Ssp3、Stp3和开关驱动信号Sup～Swn，利用上述（8）～（10）生成U相、V相以及W相各自的开关驱动信号Sr1、Ss1、St1、Sr2、Ss2、St2（以下，分别记载为SBu3、SBv3、SBw3）。此外，对上述（8）～（10）中的“Srp1”、“Ssp1”、“Stp1”分别设定开关驱动信号Srp3、Ssp3、Stp3的各值。

这样，从脉冲模式生成部43向电力变换部10B输出针对U相、V相以及W相分别生成的开关驱动信号SAu1～3、SAv1～3、SAw1～3、SBu1～3、SBv1～3、SBw1～3。

具体地说，如图19所示，向构成U相的电力变换单元部的电力变换单元19a、19d、19g输出U相的开关驱动信号SAu1～3、SBu1～3。另外，向构成V相的电力变换单元部的电力变换单元19b、19e、19h输出V相的开关驱动信号SAv1～3、SBv1～3。另外，向构成W相的电力变换单元部的电力变换单元19c、19f、19i输出W相的开关驱动信号SAw1～3、SBw1～3。

由此，使构成电力变换部10B的双向开关Sw1～Sw6的单向开关元件中的、在二次绕组18侧的任意2相之间流过电流且在旋转电机3侧的任意2相之间流过电流的单向开关元件始终接通。

在该串联多重矩阵变换器100中，根据开关驱动信号Sup～Swn，GeGr开关驱动信号生成器78a以及GrGe开关驱动信号生成器79a生成开关驱动信号，并输出到电力变换部10B，其中，所述开关驱动信号Sup～Swn防止在U相、V相、W相中流过电流的状态下切断电流流动的开关控制。

因此，根据串联多重矩阵变换器100，能够抑制由于在U相、V相、W相中流过电流的状态下切断电流流动的开关控制而产生浪涌电压。

此外，在上述实施方式中，U相、V相以及W相的电力变换单元部的结构分别为串联地连接3级的电力变换单元19的结构，但也可以是串联地连接2级的电力变换单元19的结构、或串联地连接4级以上的电力变换单元19的结构。

另外，在上述实施方式中，也可以在电力变换单元19内设置控制部15A的一部分功能。例如，各电力变换单元19可以具备第2驱动控制部21A以及切换部22的一部分或全部功能。

另外，在上述实施方式中，系统脉冲模式生成器76a还可以生成用于产生相对于各个二次绕组18的电压相位θrst1～θrst3延迟90度的120度通电的电流的开关驱动信号Srp1～3～Stn1～3。由此，在电力系统2侧可流过延迟90度且系统有功电流IP为零的无功电流。此外，例如也可根据从外部对系统脉冲模式生成器76a进行的设定来选择在电力系统2侧流过基于90度延迟的无功电流，还是流过基于90度超前的无功电流。

此外，上述串联多重矩阵变换器100根据使系统相位θrst与系统相位补偿值dθrst相加而生成的系统校正相位θrst’，生成开关驱动信号Srp1～Stn1等，但其仅为一例。即，生成开关驱动信号Srp1～Stn1的方法不限于上述的方法，可进行各种变形。

例如，串联多重矩阵变换器100可根据使二次绕组18的各个电压相位θrst1～θrst3与系统相位补偿值dθrst相加而生成的补偿相位θrst1’～θrst3’，生成开关驱动信号Srp1～Stn1等。

在此情况下，在矩阵变换器100中设置检测二次绕组18a、18d、18g的电压并向控制部15A的第2驱动控制部21A输出的电压检测部，第2驱动控制部21A构成为进行以下的处理。

例如，第2驱动控制部21A根据由电压检测部检测出的二次绕组18a、18d、18g的电压，生成上述的各个电压相位θrst1～θrst3。接着，第2驱动控制部21A生成使各个电压相位θrst1～θrst3与系统相位补偿值dθrst分别相加而生成的补偿相位θrst1’～θrst3’。

然后，第2驱动控制部21A将补偿相位θrst1’向图21所示的模式生成器764输入，将补偿相位θrst2’向模式生成器765输入，将补偿相位θrst3’向模式生成器766输入。利用进行该处理的第2驱动控制部21A，也能够生成相对于各个二次绕组18的电压相位θrst1～θrst3而产生120度通电控制的电流的开关驱动信号Srp1～Stn1、Srp2～Stn2、Srp3～Stn3的模式。由此，例如能够在不进行基于多重变压器10A的特性的设定的情况下进行控制。

接着，对上述实施方式中的控制部15、15A所执行的处理进行说明。图22是示出实施方式中的控制部15、15A所执行的处理的流程图。

如图22所示，控制部15、15A检测作为交流电源的电压的系统电压值Va（步骤S101）。接着，控制部15、15A判定检测出的系统电压值Va是否为作为预定值的电压值V1以下（步骤S102）。

并且，控制部15、15A在判定为系统电压值Va为作为预定值的电压值V1以下的情况下（步骤S102，是），执行第2控制模式。具体而言，控制部15、15A使构成多个双向开关Sw1～Sw9、Sw1～Sw6的单向开关元件31、32中的在交流电源侧的任意两相之间流过电流的单向开关元件31、32始终接通，并且切换使在旋转电机侧的任意1组的2相之间流过电流的单向开关元件31、32始终接通或者使在任意2组的2相之间流过电流的单向开关元件31、32接通而进行电力变换控制。

之后，控制部15、15A结束处理，再次从步骤S101开始处理。另外，控制部15、15A在判定为系统电压值Va大于作为预定值的电压值V1的情况下（步骤S102，否），执行第1控制模式（步骤S104）。

具体而言，控制部15、15A使分别构成连接交流电源的各相和旋转电机的各相的多个双向开关Sw1～Sw9、Sw1～Sw6的多个单向开关元件31、32共同接通而进行电力变换控制。之后，控制部15、15A结束处理，再次从步骤S101开始处理。

Claims (11)

1.一种矩阵变换器，其具备：

多个双向开关，它们连接交流电源的各相与旋转电机的各相；以及

控制部，其控制所述多个双向开关，进行所述交流电源与所述旋转电机之间的电力变换控制，

所述控制部进行第1驱动控制和第2驱动控制，

该第1驱动控制是使分别构成所述多个双向开关的多个单向开关元件共同接通而进行所述电力变换控制，

该第2驱动控制是使构成所述多个双向开关的单向开关元件中的在所述交流电源侧的任意2相之间流过电流的单向开关元件始终接通，而且切换是使在所述旋转电机侧的任意1组的2相之间流过电流的单向开关元件始终接通还是使在任意2组的2相之间流过电流的单向开关元件接通，来进行所述电力变换控制。

2.根据权利要求1所述的矩阵变换器，其中，

所述控制部在所述第2驱动控制中，使构成所述多个双向开关的单向开关元件中的从所述交流电源侧向所述旋转电机侧流过电流的单向开关元件的任意1个或2个、和从所述旋转电机侧向所述交流电源侧流过电流的单向开关元件的任意1个或2个接通，使总共2个或3个所述单向开关元件接通。

3.根据权利要求2所述的矩阵变换器，其中，

所述控制部在所述第2驱动控制中，将针对具有变换器和逆变器的电流形逆变器模型中的所述变换器的开关驱动信号与针对所述逆变器的开关驱动信号合成，生成控制所述单向开关元件的开关驱动信号。

4.根据权利要求3所述的矩阵变换器，其中，

利用针对所述变换器的开关驱动信号进行120度通电，使通电的上升比利用针对所述逆变器的开关驱动信号进行120度通电时提前，而且使通电的下降比利用针对所述逆变器的开关驱动信号进行120度通电时延迟。

5.根据权利要求4所述的矩阵变换器，其中，

该矩阵变换器具备检测所述旋转电机的各相中的电流值的电流检测部，

所述控制部在所述通电的上升之后，在所述电流检测部检测出的所述电流的绝对值成为预定的阈值以下之前，使所述通电的下降延迟。

6.根据权利要求4所述的矩阵变换器，其中，

所述控制部使所述通电的下降比利用针对所述逆变器的开关驱动信号进行120度通电控制时延迟的期间与所述通电的上升比利用针对所述逆变器的开关驱动信号进行120度通电控制时提前的期间相同。

7.根据权利要求4所述的矩阵变换器，其中，

该矩阵变换器具有表，该表将所述通电的上升比利用针对所述逆变器的开关驱动信号进行120度通电控制时提前的期间与所述通电的下降比利用针对所述逆变器的开关驱动信号进行120度通电控制时延迟的期间对应起来，

所述控制部根据所述表，控制所述单向开关元件。

8.根据权利要求1～7中的任意一项所述的矩阵变换器，其中，

所述控制部切换地执行第1控制模式和第2控制模式，

该第1控制模式共同控制构成所述双向开关的多个单向开关元件而进行所述电力变换控制，该第2控制模式分别控制构成所述双向开关的多个单向开关元件而进行所述电力变换控制。

9.根据权利要求8所述的矩阵变换器，其中，

该矩阵变换器具备检测所述交流电源的电压的电压检测部，

所述控制部在所述交流电源的电压超过预定值时，通过所述第1控制模式进行所述电力变换控制，在所述交流电源的电压是预定值以下时，通过所述第2控制模式进行所述电力变换控制。

10.根据权利要求1～7中的任意一项所述的矩阵变换器，其中，

该矩阵变换器具有通过所述电力变换控制进行电力变换的电力变换部，

该电力变换部按照所述旋转电机的每一相具有电力变换单元部，该电力变换单元部是串联地多级连接具有所述多个双向开关的电力变换单元而构成的。

11.一种矩阵变换器的控制方法，其包括以下步骤：

检测交流电源的电压；

判断所述交流电源的电压是否为预定值以下；

在所述交流电源的电压超过预定值的情况下，使分别构成连接所述交流电源的各相与旋转电机的各相的多个双向开关的多个单向开关元件共同接通而进行电力变换控制；以及

在所述交流电源的电压为预定值以下的情况下，使构成所述多个双向开关的单向开关元件中的在所述交流电源侧的任意2相之间流过电流的单向开关元件始终接通，而且切换是使在所述旋转电机侧的任意1组的2相之间流过电流的单向开关元件始终接通还是使在任意2组的2相之间流过电流的单向开关元件接通，来进行电力变换控制。

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