CN103765748B - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

具有将可双向开关的多对开关元件与各相连接，将输入的交流电力变换为交流电力的变换电路，计算第1开关时间，并计算第2开关时间，其中，该第1开关时间是将在所述各相中的一个相中包含的所述多对开关元件的上桥臂电路的开关元件设为接通，将在其他相中包含的所述上桥臂电路的开关元件设为断开，并且，将所述其他相的下桥臂电路的至少一个开关元件设为接通，将所述一个相的下桥臂电路的开关元件设为断开的时间，该第2开关时间是将所述各相中的所述一个相的开关元件设为接通，将所述各相中的其他相的开关元件设为断开的时间，作为所述第2开关时间，在从所述变换电路输出的交流电力的1个周期中，在前半部分的半周期中包含的所述第2开关时间和在所述后半部分的半周期中包含的所述第2开关时间相等。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及一种电力变换装置。
背景技术
已知一种电力变换器的控制装置，该控制装置对电力变换器进行控制，该电力变换器由进行交流－直流变换的PWM整流器、和与该PWM整流器连接而进行直流－交流变换的逆变器构成，其特征在于，所述控制装置具有：两相调制单元，其生成用于对逆变器进行两相调制的输出电压指令；第1补偿量运算单元，其运算为了对在逆变器的两相调制时产生的输出电压误差进行补偿而对输出电压指令进行校正的补偿量；逆变器PWM模式生成单元，其基于校正后的输出电压指令，生成对逆变器的半导体开关元件的PWM脉冲；整流器PWM模式生成单元，其基于输入电流指令，生成对PWM整流器的半导体开关元件的PWM脉冲；开关检测单元，其检测有无PWM整流器的开关；电压大小检测单元，其根据各相的输入电压检测最大相的电压、中间相的电压、最小相的电压；以及负载电流的极性判别单元，第1补偿量运算单元利用所述电压大小检测单元的输出、所述极性判别单元的输出、所述开关检测单元的输出、逆变器的开关频率以及死区时间，运算对输出电压指令进行校正的补偿量（专利文献1）。
然而，在现有的电力变换器的控制装置中，仅对由于换流而产生的电压误差进行补偿，存在不能防止换流失败本身的问题。
专利文献1：日本特开2006－20384号公报
发明内容
本发明的目的在于，提供一种能够防止换流失败的电力变换装置。
本发明具有开关时间计算部、和基于第1开关时间及第2开关时间生成开关元件控制信号的控制信号生成部，所述开关时间计算部使用由电压检测单元检测出的检测电压和输出指令值计算第1开关时间，使用载波和所述第1开关时间，计算第2开关时间，其中，该第1开关时间是将在所述各相中的一个相中包含的所述多对开关元件的上桥臂电路的开关元件设为接通，将在其他相中包含的所述多对开关元件的所述上桥臂电路的开关元件设为断开，并且，将在所述其他相中包含的所述多对开关元件的下桥臂电路的至少一个开关元件设为接通，将在所述一个相中包含的所述多对开关元件的下桥臂电路的开关元件设为断开的时间，该第2开关时间是将在所述各相中的所述一个相中包含的所述多对开关元件设为接通，将在所述各相中的其他相的中包含的所述多对开关元件设为断开的时间，在从变换电路输出的交流电力的1个周期中，使得在前半部分的半周期中包含的第2开关时间与在后半部分的半周期中包含的第2开关时间相等，由此实现上述目的。
根据本发明，在该前半部分的半周期以及该后半部分的半周期中均等地分配第2开关时间，因此，避免在第2开关时间的最初时刻和最终时刻之间开关动作重复，其结果，能够避免换流失败。
附图说明
图1是包含本发明的实施方式涉及的电力变换装置的充电系统的框图。
图2是对比例1涉及的充电系统的框图。
图3是对比例2涉及的充电系统的框图。
图4是对图1的电力变换装置进行控制的控制器的框图。
图5是表示图1的r相的开关元件的开关时序的图形。
图6是表示图4的空间矢量调制部中的基本矢量与电压矢量的关系的图。
图7的（a）是在图6的矢量图中附加了开关模式的图，（ｂ）是图1的充电系统中的交流电源1以及矩阵变换器4的电路图。
图8是图4的开关模式对应表的概要图。
图9是用于说明区域1中的图1的开关元件的转换的图。
图10是表示图4的控制器中的载波与输出时间的关系的图形。
图11是表示图1的矩阵变换器的输出电压波形的图形。
图12是表示图1的矩阵变换器的输出电压波形的图形。
图13是表示对比例3的逆变器装置中的载波与指令值的关系、以及输出电压波形的图形。
图14是表示图4的控制器中的载波与输出时间关系以及输出电压波形的图形。
图15是表示本发明的变形例的电力变换装置涉及的载波与输出时间的关系以及输出电压波形的图形。
具体实施方式
以下，基于附图，说明本发明的实施方式。
《第1实施方式》
图1是包含本发明的实施方式涉及的电力变换装置的电池系统的框图。以下，以将本例的电力变换装置应用至充电装置的情况为例子进行了说明，但本例也可以应用于对电动机等进行控制的控制装置或包含电动机的车辆等中。
本例的充电系统具有交流电源1、输入滤波器2、电压传感器31～33、矩阵变换器4、高频变压器电路5、输出滤波器6以及电池7。
交流电源1是三相交流电源，成为充电系统的电力源。输入滤波器2是用于对从交流电源1输入的交流电力进行整流的滤波器，由线圈21～23和电容器24～26的LC电路构成。线圈21～23在交流电源1和矩阵变换器4之间分别与各相连接。电容器24～26分别与线圈21～23连接，并连接在各相间。
电压传感器31～33连接在交流电源1和矩阵变换器4之间，对从交流电源1向矩阵变换器4的各相的输入电压（vr、vs、vt）进行检测，将检测电压发送至后述的控制器10。电压传感器31连接在矩阵变换器4的r相的中间点，电压传感器32连接在矩阵变换器4的s相的中间点，电压传感器33连接在矩阵变换器4的t相的中间点。
矩阵变换器4具有多个可双向开关的开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn，将从交流电源1输入的交流电力变换为高频的交流电力，并向高频变压器电路5输出。矩阵变换器4连接在输入滤波器2和高频变压器电路5之间。为了成为可双向开关的元件，开关元件Srp具有MOSFET或IGBT等晶体管Trrp1及晶体管Trrp2、二极管Drp1及二极管Drp2。晶体管Trrp1及晶体管Trrp2彼此方向相反地串联连接，二极管Drp1及二极管Drp2彼此方向相反地串联连接，晶体管Trrp1及二极管Drp1彼此方向相反地并联连接，晶体管Trrp2及二极管Drp2彼此方向相反地并联连接。其他的开关元件Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn也同样地由晶体管Trrn1、Trrn2和二极管Drn1、Drn2的电桥电路，晶体管Trsp1、Trsp2和二极管Dsp1、Dsp2的电桥电路，晶体管Trsn1、Trsn2和二极管Dsn1、Dsn2的电桥电路，晶体管Trtp1、Trtp2和二极管Dtp1、Dtp2的电桥电路，晶体管Trtn1、Trtn2和二极管Dtn1、Dtn2的电桥电路构成。
即，由将2个开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn串联连接的3对电路与变压器51的一次侧并联连接、并且各对的开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn之间与交流电源1的三相输出部分别电气连接的电桥电路，构成三相单相的矩阵变换器4。
高频变压器电路5具有变压器51和整流电桥电路52，该高频变压器电路5连接在矩阵变换器4和输出滤波器6之间。高频变压器电路5是将从矩阵变换器4输入的交流电力变换为直流电力后，经由输出滤波器6向电池7供给的电路。变压器51对从矩阵变换器4输入的高频交流进行升压后，向整流电桥电路52输出。此外，从矩阵变换器4输出的交流为高频，因此，变压器51可以使用小型变压器。整流电桥电路52是将多个二极管连接为桥状的电路，将变压器51的二次侧的交流变换为直流。
输出滤波器6由具有线圈61及电容器62的LC电路构成，连接在高频变压器电路5和电池7之间。输出滤波器6对从高频变压器电路5输出的直流电力进行整流后，供给至电池7。电池7是通过本例的充电系统进行充电的二次电池，例如由锂离子电池等构成。电池7例如搭载在车辆上，成为车辆的动力源。
由此，本例的充电系统，在利用矩阵变换器4将来自交流电源的交流变换为高频交流后，利用高频变压器电路5进行升压并变换为直流，在此基础上，向电池7供给高压的直流电力。
在这里，与下述的对比例1及2进行对比，说明使用了本例的电力变换装置的图1所示的充电系统的特征。图2示出对比例1涉及的充电系统的框图，图3示出对比例2涉及的充电系统的框图。作为与本例不同的充电系统，例如如图2所示，已知从交流电源1经由变压器101，在整流器102中变换为直流后，经由降压斩波器103向电池7供给的系统（对比例1）。另外，作为与本例不同的其他充电系统，已知从交流电源1利用PWM整流器201变换为直流后，在高频变压器电路202的一次侧的逆变器电路203中将直流变换为交流，利用变压器204进行升压后，在高频变压器电路202的二次侧的整流电桥电路205中变换为直流，并向电池7供给的系统。
在对比例1中可以使用简单的电路结构，但存在下述问题：变压器101变得大型，以及需要在整流器102和降压斩波器103之间连接大容量的电解电容器。另外，在对比例2中，变压器204能够成为小型的变压器，但存在下述问题：由于变压次数多因此损耗增大，以及需要在PWM整流器201和高频变压器202之间连接大容量的电解电容器。
在本例中，如上所述，通过使用矩阵变换器4，从而减少由电力变换导致的损耗，不需要在变压器51的一次侧设置大容量的电解电容器，另外，能够实现变压器51的小型化。
下面，使用图4，说明对在本例的电力变换装置中包含的矩阵变换器4进行控制的控制器10。图4是控制器10的框图。控制器10是对开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn的接通及断开进行切换，通过PWM控制对矩阵变换器4进行控制的控制器。控制器10具有坐标变换部11、空间矢量调制部12、零矢量时间计算部13、开关模式对应表14以及开关信号生成部15。
坐标变换部11对由电压传感器31～33检测出的检测电压进行比较，并掌握大小关系，在此基础上，对固定坐标系的检测电压（vr、vs、vt）进行3相2相变换，计算静止坐标系的电压（vα、vβ），将电压（vα、vβ）向空间矢量调制部12输出。空间矢量调制部12利用空间矢量调制，将三相的电压波形置换为矢量，从而使用电压（vα、vβ）的相位角（θ），计算电压矢量的输出时间（T1、T2）。
零矢量时间计算部13利用三角波等载波信号、和由空间矢量调制部12计算出的时间，计算零矢量的输出时间（Tz）。载波信号的频率设定为比交流电源1的交流电力的频率高的频率。开关模式对应表14将预先设定的用于对开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn进行开关的开关模式，与相位角（θ）对应而作为对应表存储。
开关信号生成部15参照开关模式对应表14，提取与相位角（θ）对应的开关模式，利用提取出的开关模式、电压矢量的输出时间（T1、T2）以及零矢量的输出时间（Tz），将切换开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn的接通以及断开的控制信号（Drp、Drn、Dsp、Dsn、Dtp、Dtn），向在矩阵变换器4中包含的驱动电路（未图示）输出。利用脉冲信号，对开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn进行控制。由此，在矩阵变换器4中包含的开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn的接通及断开利用控制器10的控制而被切换，从而变换电力。
下面，使用图5，说明开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn的切换控制。图5是表示开关元件Srp、Ssp的开关时序的图形。在图5中，高电平表示接通状态，低电平表示断开状态。利用电压换流方式进行开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn的切换，控制器10根据检测电压（vr、vs、vt）监视输入电压的大小关系，并进行换流。晶体管Trrp1、Trrp2、Trsp1、Trsp2的状态，从初始状态开始以i、ii、iii、iv的顺序进行转换。
下面，举出具体例子说明电压换流方式。为了简化说明，仅说明上桥臂电路中的换流控制。作为初始状态，设为在开关元件Srp中包含的晶体管Trrp1、Trrp2处于接通状态，在开关元件Ssp中包含的晶体管Trsp1、Trsp2处于断开状态。而且，针对在开关元件Srp的电压高于开关元件Ssp的电压的状态下，从开关元件Srp的电压向开关元件Ssp的电压进行换流的情况进行说明。
首先，如果从初始状态开始转换为状态（i），则将晶体管Trsp1设为接通，如果从状态（i）转换为状态（ii），则将晶体管Trrp1设为断开，如果从状态（ii）转换为状态（iii），则将晶体管Trsp2设为接通，如果从状态（iii）转换为状态（iv），则将晶体管Trrp2设为断开。由此，进行开关以使得交流电源1不会发生短路，抑制换流失败。
下面，使用图1、图4以及图6～图12，说明控制器10中的控制。
如果通过坐标变换部11进行坐标变换而计算出的静止坐标系的电压（vα、vβ）向空间矢量调制部12输入，则空间矢量调制部12根据输入的电压（vα、vβ），对电压（vα、vβ）的相位角（θ）进行计算。在这里，如果将电压（vα、vβ）及相位角（θ）表示为矢量，则如图6所示。图6是将检测电压（vr、vs、vt）变换为两相的αβ坐标系，在静止坐标系上将输入电压作为电压矢量而观察的图。图6的va表示基本矢量，相当于将αβ坐标系上的输入电压的相位角（θ）作为方向分量而具有的输出指令值。基本矢量对应于各相的输入电压的大小关系，以图6所示的中心点为中心旋转。
在本例中，在静止坐标系中，利用从α轴逆时针旋转并每隔60度划分的6个区域划分坐标。将各区域的边界线分配为V1～V6的轴。在这里，将V1和V2之间的区域设为“区域1”，将V2和V3之间的区域设为“区域2”，将V3和V4之间的区域设为“区域3”，将V4和V5之间的区域设为“区域4”，将V5和V6之间的区域设为“区域5”，将V6和V1之间的区域设为“区域6”。另外，对原点分配V7～V9。V1～V9表示从矩阵变换器4输出的电压的矢量。作为矢量而具有大小（不是零）V1～V6的矢量，表示从矩阵变换器4输出了不是零的电压。即，V1～V6的矢量相当于不是零的电压矢量（以下，称为“电压矢量”。）。另一方面，V7～V9的矢量表示来自矩阵变换器4的输出电压成为零。即，V7～V9的矢量表示电压零的矢量（以下，称为“零矢量”。）。
另外，在本例中，电压矢量V1～V9对应于开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn的各自不同的开关模式，对应于输入电压属于哪一个区域，确定使开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn动作的开关模式。此外，关于电压矢量V1～V9和开关模式的关系将后述。
而且，空间矢量调制部12根据基本矢量va的相位角（θ），判定检测时刻的输入电压属于哪一个区域。在图6的例子中，由于基本矢量va处于区域1内，因此，空间矢量调制部12根据电压（vα、vβ）的相位角（θ），判断输入电压属于区域1。另外，例如，在各相的输入电压（vr、vs、vt）的大小关系改变，通过坐标变换部11进行了坐标变换后的αβ轴电压（vα、vβ）的相位角（θ）成为90度的情况下，空间矢量调制部12确定包含相位角90度的区域2。
如果指定了区域，则空间矢量调制部12根据基本矢量（va）的区域轴分量，计算电压矢量的输出时间。在图6的例子中，基本矢量（va）属于区域1，因此，空间矢量调制部12使用区域1的轴即V1轴及V2轴，对沿着V1轴的分量（Va1）和沿着V2轴的分量（Va2）进行计算。并且，V1轴分量的大小（Va1）成为与V1对应的开关模式的输出时间，V2轴分量的大小（Va2）成为与V2对应的开关模式的输出时间。在这里，将电压矢量（V1～V6）的输出时间设为T1、T2，将零矢量（V7～V9）的输出时间设为Tz。此外，如后述，本例为了相对于载波的前半部分的半周期，输出2个电压矢量，而将该2个电压矢量中的最初的电压矢量的输出时间设为T1，将下一个电压矢量的输出时间设为T2。
各输出时间（T1、T2、Tz）对应于载波的周期表示为标准化的时间，但如后述，在本例中，为了相对于载波的每个半周期，确保零矢量（V7～V9）的输出时间（Tz），对输出时间（T1、T2）施加限制，以使输出2个电压矢量的输出时间（T1、T2）小于或等于规定的下限值的方式，使空间矢量调制部12对输出时间（T1、T2）进行计算。此外，该下限值相当于用于确保输出时间（Tz）的时间，设定为与载波的半周期的时间相比较短的时间。
区域1设为从相位角0度至60度之间的区域。例如，在基本矢量（va）的相位角处于从0度至30度之间的情况下，V1轴分量的大小（Va1）大于V2轴分量的大小（Va2），因此，V1的开关模式的输出时间（T1）与V2的开关模式的输出时间（T2）相比较长。区域4设为从相位角180度至240度之间的区域。例如，在基本矢量（va）的相位角处于从210度至240度之间的情况下，V5轴分量的大小（Va5）大于V4轴分量的大小（Va4），因此，V5的开关模式的输出时间（T2）与V4的开关模式的输出时间（T1）相比较长。由此，空间矢量调制部12使用相当于各相的检测电压的vα、vβ，计算相位角（θ），根据将该相位角（θ）作为方向分量的基本矢量Va，计算电压矢量的输出时间（T1、T2），向零矢量时间计算部13输出。
零矢量时间计算部13通过从预先确定的载波的周期的一半的周期（半周期）中减去输出时间（T1）和输出时间（T2）的合计时间，计算零矢量（Tz）的时间。空间矢量调制部12以使该合计时间小于或等于规定的下限时间的方式，计算输出时间（T1）及输出时间（T2），由此零矢量时间计算部13能够计算零矢量（Tz）的时间。在本例中，为了使矩阵变换器4的输出电力为交流，相对于载波周期，周期性地设定输出不是零的电压的时间和零电压的时间。另外，载波的周期与输出电压的周期对应，因此，零矢量的输出时间（Tz）成为从相当于载波的半周期的时间中减去输出时间（T1）及输出时间（T2）而得到的时间。零矢量时间计算部13将零矢量的时间（Tz）及电压矢量的时间（T1、T2）向开关信号生成部15输出。
开关信号生成部15使用在开关模式对应表14中存储的开关模式、和零矢量的时间（Tz）及电压矢量的时间（T1、T2），生成用于驱动开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn的开关信号。
在详细叙述开关模式对应表14及开关信号生成部15的控制内容之前，使用图7，说明矢量（V1～V9）及相位角（θ）和开关模式的关系。图7（a）是在图6的矢量图上附加了开关模式的图，（b）是对图1的充电系统中的交流电源1及矩阵变换器4的电路图进行了简化而得到的电路图。此外，图7（a）的“1”表示接通状态，“0”表示断开状态。
如图7所示，矢量（V1～V9）对应于开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn的开关模式。电压矢量（V1）将开关元件Srp、Stn设为接通，其他开关元件Srn、Ssp、Ssn、Stp设为断开，电压矢量（V2）将开关元件Ssp、Stn设为接通，其他开关元件Srp、Srn、Ssn、Stp设为断开，电压矢量（V3）将开关元件Srn、Ssp设为接通，其他开关元件Srp、Ssn、Stp、Stn设为断开，电压矢量（V4）将开关元件Srn、Stp设为接通，其他开关元件Srp、Ssp、Ssn、Stn设为断开，电压矢量（V5）将开关元件Ssn、Stp设为接通，其他开关元件Srp、Srn、Ssp、Stn设为断开，电压矢量（V6）将开关元件Srp、Ssn设为接通，其他开关元件Srn、Ssp、Stp、Stn设为断开。即，电压矢量（V1～V6）将各相中的一个相中包含的上桥臂电路的开关元件Srp、Ssp、Stp设为接通，将其他相中包含的上桥臂电路的开关元件Srp、Ssp、Stp设为断开，并且，将该其他相中包含的下桥臂电路中的至少一个开关元件Srn、Ssn、Stn设为接通，将该一个相中包含的下桥臂电路的开关元件Srn、Ssn、Stn设为断开。
并且，在以与电压矢量（V1～V6）对应的开关模式，对开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn进行控制的情况下，在矩阵变换器4的输出侧输出不是零的电压。另外，通过对应于区域，使用成为区域的边界的2个矢量，从而能够从矩阵变换器4输出不同的电压电平的波形。
另外，在图6及图7所示的矢量图中，对以原点示出的零矢量（V7～V9）也分配开关模式。矢量（V7）将开关元件Srp、Srn设为接通，将其他开关元件Ssp、Ssn、Stp、Stn设为断开，矢量（V8）将开关元件Ssp、Ssn设为接通，将其他开关元件Srp、Srn、Stp、Stn设为断开，矢量（V9）将开关元件Stp、Stn设为接通，将其他开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn设为断开。即，零矢量（V7～V9）将各相中的一个相包含的开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn设为接通，将其他相中包含的开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn设为断开。
并且，在以与零矢量（V7～V9）对应的开关模式，对开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn进行控制的情况下，矩阵变换器4的输出成为零。
如上所述，如果通过相位角（θ）确定区域，则所输出的电压矢量（V1～V6）和输出时间（T1、T2）被确定。另外，通过零矢量时间计算部13，还计算零矢量（V7～V9）和输出时间（Tz）。而且，矩阵变换器4将交流电力的输出作为目的而设定，因此，相对于载波的周期的前半部分的半周期中的开关控制，在后半部分的半周期中以相反的方式对开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn进行控制，从而能够获得与前半部分的半周期相反的极性的输出电力。因此，在本例中，开关模式对应表14存储有与图6的区域对应的开关模式。另外，开关信号生成部15根据电压矢量的输出时间（T1、T2）和零矢量的输出时间（Tz），计算相对于载波周期的矢量（V1～V9）的各自的输出时间，生成开关信号。
下面，使用图8，说明存储在开关模式对应表14中的对应表。图8是表示在开关模式对应表14中存储的对应表的概要图。在图8中，区域1～6相当于图6所示的区域1～6，V1～V9相当于矢量（V1～V9），Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn相当于开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn。另外，关于图8的状态（1）～（6），载波的1个周期对应于输出时间（T1、T2、Tz）而划分为6段，因此，从载波的波谷的顶点部分按时间顺序设为从状态（1）至状态（6）。
在开关模式对应表14中，为了将矩阵变换器4的输出设为交流，开关模式设定为，在载波的周期中前半部分的半周期中，依次输出2个电压矢量和1个零矢量，在后半部分的半周期中，依次输出2个电压矢量和1个零矢量。
例如，在基本矢量（va属于区域1的情况下，相对于载波的每1周期，以电压矢量（V1）、电压矢量（V2）、零矢量（V8）、电压矢量（V5）、电压矢量（V4）、零矢量（V7）的顺序对开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn进行控制。在图9中示出区域1中的开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn控制的推移。图9是对图1的充电系统中的交流电源1及矩阵变换器4的电路图进行了简化而得到的电路图，示出各状态（1）～（6）中的各开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn的接通/断开状态、和用箭头示出流过变压器51的1次侧的电流的方向。
如图9所示，在从状态（1）向状态（2）、从状态（2）向状态（3）等，在各状态之间转换的情况下，控制器10将上桥臂电路或下桥臂电路中的某一个桥臂电路的开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn开启（turnon：从断开设为接通），维持另一个桥臂电路的开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn的接通状态。换言之，在处于接通状态的开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn中，将一个开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn关闭（turnoff），但固定另一个开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn的状态。
另外，在状态（1）、（2）、（3）或状态（3）、（4）、（5）等，连续地转换各状态的情况下，不是连续地切换上桥臂电路的开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn或下桥臂电路的开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn。换言之，在上桥臂电路和下桥臂电路之间，交替地切换开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn。
由此，本例减少在转换各状态（1）～（6）时的开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn的开关次数，抑制换流错误。此外，图9说明了区域1的开关模式，但在区域2～6中，也是在与上述相同的条件下，通过减少开关次数的模式，进行开关控制。
如图9所示，在状态（1）～（3）中矩阵变换器4的输出电流为正，在状态（4）～（6）中矩阵变换器4的输出电流为负。由此，基于开关模式对应表14中的区域1的开关模式，对开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn进行控制，从而矩阵变换器4的输出成为交流。此外，在从区域2至区域6中，也同样地以使矩阵变换器4的输出成为交流的方式，通过图8所示的模式进行开关控制。
而且，区域1～6对应于相位角进行分类，因此，开关模式对应表14存储有与相位角（θ）对应的开关模式。
下面，使用图10，说明开关信号生成部15的控制。图10是用于说明载波与输出时间（T1、T2、Tz）之间的关系的图形。首先，开关信号生成部15与载波的周期取得同步，并设定与输出时间（T1～T2）相对应的指令值。控制器10以PWM控制进行控制，因此，电压矢量及零矢量的输出时间（T1、T2、Tz）的长度成为指令值（电压值）。另外，在设定针对输出时间（T1、T2、Tz）的指令值时，以载波的最大振幅成为输入2个电压矢量和1个零矢量的输出时间（T1、T2、Tz）的方式进行标准化。另外，关于电压矢量及零矢量的输出定时，在载波的前半部分的半周期中，以最先输出图6所示的电压矢量（V1～V6）中的在各区域1～6中更靠顺时针侧的电压矢量的方式设定指令值，在输出2个电压矢量后，输出零矢量（V7～V9）。另一方面，在载波的后半部分的半周期中，以与前半部分相比而将2个电压矢量（V1～V6）的输出时间反转输出、然后输出零矢量（V7～V9）的方式设定指令值。
作为具体例子，在相位角（θ）处于0度～30度（区域1）之间的情况下，开关信号生成部15如图10所示，在载波的前半部分的半周期中，相对于载波的低电平，将指令值（T1）设为相当于输出时间（T1）的电平，然后以指令值（T1）作为基准加上相当于输出时间（T2）的电平而设定指令值（T2）。另一方面，在载波的后半部分的半周期中，开关信号生成部15将指令值（T2）设为相对于载波的高电平而下降相当于输出时间（T2）的电平，然后以指令值（T2）作为基准下降相当于输出时间（T1）的电平而而设定指令值（T1）。
而且，开关信号生成部15通过对设定的指令值和载波进行比较，确定电压矢量及零矢量的输出定时。另外，如上所述，如果相对于输出时间（T1、T2、Tz）设定指令值，并与载波进行比较，则相对于载波的1个周期而分离为6个状态，但该6个状态对应于图8所示的状态（1）～（6）。即，开关信号生成部15通过对输出时间（T1、T2、Tz）和载波进行比较，确定在开关载波对应表中存储的开关模式的输出定时。
开关信号生成部15如果利用载波与输出时间（T1～T2、Tz）的比较，确定图10所示的输出定时，则从开关模式对应表14中提取与相位角（θ）对应的开关模式，以根据提取出的模式在该输出定时下驱动开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn的方式，生成开关信号，并向各开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn输出。
具体而言，在相位角（θ）处于0度～30度的情况下，使用图8的区域1的开关模式，将载波的波谷的顶点作为起点，在输出时间（T1）期间，进行输出电压矢量（V1）的开关控制，在之后的输出时间（T2）期间，进行输出电压矢量（V2）的开关控制，在之后的输出时间（Tz）期间，进行输出零矢量（V8）的开关控制。然后，进入载波的后半部分的半周期，将载波的波峰的顶点作为起点，在输出时间（T2）期间，进行输出电压矢量（V5）的开关控制，在之后的输出时间（T1）期间，进行输出电压矢量（V4）的开关控制，在之后的输出时间（Tz）的期间，进行输出零矢量（V7）的开关控制。
使用图11及图12，说明矩阵变换器4的输出电压波形。图11示出输出时间（T1）比输出时间（T2）长的情况下的输出电压波形的时间特性，图12示出输出时间（T2）比输出时间（T1）长的情况下的输出电压波形的时间特性。在相位角（θ）处于0度～30度的情况下，输出时间（T1）比输出时间（T2）长，从矩阵变换器4输出的电压波形如图11所示地推移。另外，在相位角（θ）处于30度～60度的情况下，输出时间（T2）比输出时间（T1）长，从矩阵变换器4输出的电压波形如图12所示地推移。
如上所述，本例是使用输出电压矢量的输出时间（T1、T2）和输出零矢量的输出时间（Tz），对开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn进行控制，使得包含在载波的前半部分的半周期中的输出时间（Tz）与包含在载波的后半部分的半周期中的输出时间（Tz）相等。由此，通过设置零矢量的输出时间（Tz），确保零矢量的输出时间（Tz）的最初时刻的开关动作与输出时间（Tz）的最终时刻的开关动作的间隔，因此，能够避免在该最初时刻与该最终时刻之间的开关动作的重复，防止换流失败。
然而，与本例不同地，已知下述逆变器装置，其在由多个开关元件的电桥电路形成的三相逆变器电路中，通过将各相的中间电压的检测电压设为指令值（vu*、vv*、vw*），并与三角波载波进行比较，从而对该开关元件进行控制（对比例3）。图13是载波及指令值（vu*、vv*、vw*）的波形和逆变器电路的输出电压的波形。此外，如图13所示，对比例3是使用在载波超过了指令值时对输出电压的电平进行控制的逻辑式，并且以载波的波峰及波谷为边界使该逻辑式反转。即，在对比例中，通过检测电压与载波的比较设定输出电压的电平，进行输出交流的控制，因此，相对于载波的周期，零电压期间（相当于图13的α1、β1）偏于一方。而且，一个零电压期间（图13的α1）较短，因此，零电压期间的最初时刻及最终时刻的开关动作的间隔变短，因此，会发生换流失败。另外，在对比例中，相对于载波的周期，没有零电压期间作为规定期间进行标准化，因此，还存在用于输出零电压的时间的控制变得复杂的问题。
在本例中，相对于载波的周期，确保零矢量的输出时间（Tz），因此，能够防止零电压期间的最初时刻及最终时刻的开关动作的间隔变短，防止换流失败。即，如图14所示，在载波的每个半周期，零矢量的输出期间被均等地分配，因此，零矢量的输出时间（Tz）不会极端地变短，能够防止换流失败。另外，能够减少在控制开关元件Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn时生成短脉冲的次数，还能够防止对元件集中施加负载。而且，本例能够自由地设定进行PWM控制时的开关信号的占空比或开关模式。此外，图14是用于说明本例中的载波与输出时间（T1、T2、Tz）的关系的图形，以及表示矩阵变换器4的输出电压的时间特性的图形。
另外，在本例中，将输出时间（Tz）设定为从相当于载波的半周期的时间中减去输出时间（T1、T2）的量而得到的时间。由此，通过设置零矢量的输出时间（Tz），确保零矢量的输出时间（Tz）的最初时刻的开关动作与输出时间（Tz）的最终时刻的开关动作的间隔，因此，能够避免在该最初时刻与该最终时刻之间的开关动作的重复，防止换流失败。
另外，本例是利用将在上桥臂电路中包含的开关元件中的一个开关元件设为接通且将在下桥臂电路中包含的开关元件中的一个开关元件设为接通的输出时间（T1）、和将在上桥臂电路中包含的开关元件中的另一个开关元件设为接通且将在下桥臂电路中包含的开关元件中的另一个开关元件设为接通的输出时间（T2），对开关元件进行控制。由此，确保零矢量的输出时间，因此，能够避免在该最初时刻和该最终时间之间开关动作重复，防止换流失败。
另外，本例在载波的前半部分的半周期中，在输出时间（T2）之前设置输出时间（T1）的时间，在载波的后半部分的半周期中，在输出时间（T2）之后设置输出时间（T1）的时间。由此，能够在矩阵变换器4的输出电压的正侧和负侧，实现零矢量的输出时间的均匀化。
另外，本例是根据由坐标变换部13变换后的电压，计算输出时间（T1、T2、Tz），参照开关模式对应表14，基于与变换后的电压的相位对应的开关模式，对开关元件（Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn）进行控制。由此，确保零矢量的输出时间（Tz），因此，能够防止换流失败。
此外，在本例中，相对于载波的半周期，将载波的波谷的顶点设为起点，最初配置2个电压矢量的输出时间（T1、T2），然后配置零矢量的输出时间（Tz），但并不是一定以该顺序配置。例如，也可以如图15所示，相对于载波的半周期，将载波的波谷的顶点设为起点，排列零矢量的输出时间（Tz）的一半的时间，然后排列2个电压矢量的输出时间（T1、T2），最后排列剩下的输出时间（Tz）的一半的时间。另外，本例是对应于载波的半周期，分配了输出时间（T1、T2）及输出时间（Tz），但并不是必须设为载波的半周期，也可以比该半周期短，也可以更长。另外，空间矢量调制部12中的规定的下限时间并不是必须设为比载波的半周期短的时间，只要是比载波的周期的一部分对应的时间短的时间即可。
另外，本例是以相对于载波的每个半周期，输出2个电压矢量（V1～V6）的方式对输出时间（T1、T2）进行控制，但并不是必须是2个电压矢量（V1～V6），可以是1个电压矢量（V1～V6），也可以是3个电压矢量（V1～V6）。另外，图8所示的开关模式只不过是一个例子，可以替换为各自的电压矢量及零矢量的模式，另外，也可以使用用于输出电压矢量及零矢量的其他开关模式。
上述矩阵变换器4相当于本发明的“变换电路”，电压传感器31～33相当于“电压检测单元”，控制器10相当于“控制单元”，空间矢量调制部12及零矢量时间计算部13相当于“开关时间计算部”，开关信号生成部15相当于“控制信号生成部”，输出时间（T1、T2）相当于“第1开关时间”，输出时间（Tz）相当于“第2开关时间”，开关模式对应表14相当于“对应表”，坐标变换部11相当于“坐标变换单元”。

Claims (5)

1.一种电力变换装置，其具有：
变换电路，其将可双向开关的多对开关元件与各相连接，将输入的交流电力变换为交流电力；
电压检测单元，其检测所述变换电路的输入电压；以及
控制单元，其切换所述开关元件的接通及断开，对所述变换电路进行控制，
所述控制单元具有：
开关时间计算部，其使用由所述电压检测单元检测出的检测电压和输出指令值，计算第1开关时间，使用载波和所述第1开关时间，计算第2开关时间，其中，该第1开关时间是将在所述各相中的一个相中包含的所述多对开关元件的上桥臂电路的开关元件设为接通，将在其他相中包含的所述多对开关元件的所述上桥臂电路的开关元件设为断开，并且，将在所述其他相中包含的所述多对开关元件的下桥臂电路的至少一个开关元件设为接通，将在所述一个相中包含的所述多对开关元件的下桥臂电路的开关元件设为断开的时间，该第2开关时间是将在所述各相中的所述一个相中包含的所述多对开关元件设为接通，将在所述各相中的其他相中包含的所述多对开关元件设为断开的时间；以及
控制信号生成部，其使用所述第1开关时间及所述第2开关时间，生成对所述开关元件的接通及断开进行切换的控制信号，
作为所述第2开关时间，在从所述变换电路输出的交流电力的1个周期中，在前半部分的半周期中包含的所述第2开关时间与在后半部分的半周期中包含的所述第2开关时间相等。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，
所述第2开关时间，是从相当于载波的半周期的时间中减去所述第1开关时间而得到的时间。
3.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，
所述第1开关时间包含：
将在所述上桥臂电路中包含的所述开关元件中的一个开关元件设为接通，将在所述下桥臂电路中包含的所述开关元件中的一个开关元件设为接通的第3开关时间；以及
在所述上桥臂电路中包含的所述开关元件或在所述下桥臂电路中包含的所述开关元件中，至少将某一个桥臂电路的所述一个开关元件设为接通，并且，将所述一个桥臂电路中的另一个开关元件设为接通的第4开关时间。
4.根据权利要求3所述的电力变换装置，
在所述前半部分的半周期中包含的所述第3开关时间是在所述第4开关时间之前的时间，
在所述后半部分的半周期中包含的所述第3开关时间是在所述第4开关时间之后的时间。
5.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，
所述控制单元还具有：
坐标变换部，其对由所述电压检测单元检测出的检测电压进行旋转坐标变换；以及
对应表，其表示相位角与所述开关元件的开关模式之间的关系，
所述开关时间计算部基于根据由所述坐标变换部变换后的旋转坐标系的电压获得的相位和所述输出指令值，计算第1开关时间，
所述控制信号生成部，基于与所述旋转坐标系的电压的所述相位角对应的所述开关模式，生成对所述开关元件的接通及断开进行切换的所述控制信号。
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