CN102694481B - 控制电路、逆变装置和系统互联逆变器系统 - Google Patents

控制电路、逆变装置和系统互联逆变器系统 Download PDF

Info

Publication number
CN102694481B
CN102694481B CN201210080504.XA CN201210080504A CN102694481B CN 102694481 B CN102694481 B CN 102694481B CN 201210080504 A CN201210080504 A CN 201210080504A CN 102694481 B CN102694481 B CN 102694481B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
value
phase
waveform
instruction value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201210080504.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN102694481A (zh
Inventor
服部将之
大堀彰大
宗近裕树
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Daihen Corp
Original Assignee
Daihen Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2011155692A external-priority patent/JP5753742B2/ja
Priority claimed from JP2011219713A external-priority patent/JP5865657B2/ja
Application filed by Daihen Corp filed Critical Daihen Corp
Publication of CN102694481A publication Critical patent/CN102694481A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102694481B publication Critical patent/CN102694481B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

一种控制电路、逆变装置和系统互联逆变器系统。提供一种控制电路，其使开关元件的开关动作周期性地停止，能够降低开关损耗，而且，能够减小正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态的时间之差。包括：从线间电压指令值信号(Xuv、Xvw、Xwu)生成指令值信号(Xu1、Xv1、Xw1)的指令值信号生成单元、基于指令值信号(Xu1、Xv1、Xw1)生成PWM信号的PWM信号生成单元。指令值信号(Xu1、Xv1、Xw1)在规定的期间持续“0”，在其它规定的期间持续规定值“2”。因此，能够减小生成的PWM信号持续低电平的期间与持续高电平的期间之差。

Description

控制电路、逆变装置和系统互联逆变器系统
技术领域
本发明涉及用PWM信号控制电力转换电路的控制电路、具有该控制电路的逆变装置和具有该逆变装置的系统互联(电力系统互联)逆变器系统。
背景技术
近年来，使用太阳光等自然能源的分散型电源有普及扩大的倾向。正在开发具有将由该分散型电源生成的直流电力转换为交流电力的逆变器电路，将转换后的交流电力向所连接的负载或电力系统供给的系统互联逆变器系统。
图48是用于说明向三相电力系统B(以下，简称为“系统B”。)供给电力的一般的系统互联逆变器系统A’的框图。
系统互联逆变器系统A’具有直流电源100、逆变器电路200、滤波器电路300、变压电路400和控制电路500。逆变器电路200是三相全桥型逆变器，通过切换6个开关元件的导通状态和断开状态，将从直流电源100输出的直流电压转换为交流电压。控制电路500基于从各种传感器输入的信号，生成用于控制逆变器电路200的PWM信号。逆变器电路200基于从控制电路500输入的PWM信号，切换开关元件的导通状态和断开状态。以下，将该切换作为“开关动作(switching)”。滤波器电路300从由逆变器电路200输入的交流电压去除因开关动作引起的高频成分。变压电路400将从滤波器电路300输入的交流电压升压或降压为与系统B的系统电压大致相同的电平。
由开关元件的开关动作消耗的电力称为开关损耗(switching loss)，使逆变器电路200的电力转换效率降低。为了提高电力转换效率，正在开发减少开关损耗的方法。例如，正在开发在PWM信号中周期性地设置不发生脉冲的期间，由此使开关动作周期性地停止，由此降低开关损耗的方法。
该方法是通过使三相的中性点电位在每个1/3周期位移，在各个1/3周期将各相的电位固定于负极侧电位，由此使各相的开关动作在固定于负极侧电位的期间停止的控制，被称为NVS(Neutral Voltage Shift：中性点电压位移)控制。NVS控制由于能够削减开关动作次数，所以能够降低开关损耗。在本说明书中，将三相的各相作为U相、V相、W相，V相的系统电压的相位比U相滞后2π/3，W相的系统电压的相位比U相滞后4π/3(超前2π/3)。
NVS控制具体地讲，生成成为周期的1/3是“0”的特殊波形的指令值信号(以下，称为“NVS指令值信号”。)，通过用基于该NVS指令值信号生成的PWM信号控制逆变器电路200来进行。NVS指令值信号通过切换用于对系统互联逆变器系统A’的输出线间电压的波形作出指令的线间电压指令值信号、使该线间电压指令值信号的极性反转的信号、值为“0”的零信号而生成。线间电压指令值信号根据用于对系统互联逆变器系统A’的输出相电压的波形作出指令的相电压指令值信号的差分而生成。
图49用于说明NVS指令值信号的波形。
该图(a)所示的波形Xuv是用于对U相对于V相的线间电压的波形作出指令的线间电压指令值信号Xuv的波形。线间电压指令值信号Xuv是用于对U相的相电压的波形作出指令的相电压指令值信号Xu与用于对V相的相电压的波形作出指令的相电压指令值信号Xv的差分信号。由于使相电压指令值信号Xu的振幅为“1”，所以线间电压指令值信号Xuv的振幅成为另外，波形Xvw是用于对V相相对于W相的线间电压的波形作出指令的线间电压指令值信号Xvw的波形。线间电压指令值信号Xvw是用于对V相的相电压的波形作出指令的相电压指令值信号Xv与用于对W相的相电压的波形作出指令的相电压指令值信号Xw的差分信号。另外，波形Xwu是用于对W相相对于U相的线间电压的波形作出指令的线间电压指令值信号Xwu的波形。线间电压指令值信号Xwu是用于对W相的相电压的波形作出指令的相电压指令值信号Xw与用于对U相的相电压的波形作出指令的相电压指令值信号Xu的差分信号。该图中，以U相的相电压指令值信号Xu的相位为基准进行记载。
该图(b)所示的波形Xvu是使线间电压指令值信号Xuv的极性反转的信号Xvu的波形。另外，波形Xwv是使线间电压指令值信号Xvw的极性反转的信号Xwv的波形。另外，波形Xuw是使线间电压指令值信号Xwu的极性反转的信号Xuw的波形。
该图(c)所示的波形Xu’是U相的NVS指令值信号Xu’的波形。NVS指令值信号Xu’切换线间电压指令值信号Xuv、信号Xvu和零信号而生成。波形Xu’在-π/6≤θ≤π/2(＝3π/6)的期间成为波形Xuv，在3π/6≤θ≤7π/6的期间成为波形Xuw，在7π/6≤θ≤11π/6的期间成为“0”。其中，设相电压指令值信号Xu的相位为θ。同样，作为V相的NVS指令值信号Xv’的波形Xv’在-π/6≤θ≤π/2(＝3π/6)的期间成为“0”，在3π/6≤θ≤7π/6的期间成为波形Xvw，在7π/6≤θ≤11π/6的期间成为波形Xvu。另外，作为W相的NVS指令值信号Xw’的波形Xw’在-π/6≤θ≤π/2(＝3π/6)的期间成为波形Xwv，在3π/6≤θ≤7π/6的期间成为“0”，在7π/6≤θ≤11π/6的期间成为波形Xwu。NVS指令值信号Xu’与Xv’的差分信号的波形，与线间电压指令值信号Xuv的波形Xuv(参照该图(a))一致。因此，系统互联逆变器系统A’能够输出与线间电压指令值信号Xuv相同波形的线间电压。
控制逆变器电路200的PWM信号通过将NVS指令值信号Xu’、Xv’、Xw’分别与载波信号进行比较而生成。
图50是用于说明根据NVS指令值信号Xu’和载波信号生成U相的PWM信号的方法的图。该图中，用波形X表示NVS指令值信号Xu’，用波形C表示载波信号。PWM信号生成为在NVS指令值信号Xu’比载波信号大的期间为高电平，在NVS指令值信号Xu’为载波信号以下的期间为低电平的脉冲信号。该图所示的波形P1是根据NVS指令值信号Xu’和载波信号生成的U相的PWM信号的波形。在波形X比波形C大的期间波形P1为高电平，在波形X为波形C以下的期间波形P1为低电平。U相的PWM信号被输入到U相的正极侧的开关元件中，控制开关动作。另一方面，使U相的PWM信号反转的PWM信号(参照该图所示的波形P4)，被输入到U相的负极侧的开关元件中，控制开关动作。另外，V相和W相的PWM信号也同样生成。
如该图的波形P1所示，U相的PWM信号(波形P1)由于在NVS指令值信号Xu’(波形X)为“0”的期间持续低电平，所以该期间的开关元件的开关动作停止。因此，由于开关元件的开关动作的次数被削减到2/3，所以能够降低开关损耗。
先行技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2010-136547号公报
专利文献2：日本特开2010-68630号公报
专利文献3：日本特开2009-27818号
发明内容
发明要解决的课题
然而，在上述方法的情况下，在正极侧的开关元件与负极侧的开关元件中，存在成为导通状态的时间不同的问题。即，在NVS指令值信号Xu’(波形X)为“0”的期间，由于输入到正极侧的开关元件的PWM信号(波形P1)持续低电平，所以正极侧的开关元件固定为断开状态。另一方面，由于输入到负极侧的开关元件的PWM信号(波形P4)持续高电平，所以负极侧的开关元件固定为导通状态。因此，正极侧的开关元件成为断开状态的时间长，负极侧的开关元件成为导通状态的时间长。开关元件因流过电流而产生热量，由此不断劣化。负极侧的开关元件由于成为导通状态的时间长，电流流过的时间增加，所以比正极侧的开关文件劣化严重。因此，负极侧的开关元件的寿命比正极侧的开关元件短。另外，为了进一步对从负极侧的开关元件产生的热量进行散热，冷却部件的设计变得复杂。
本发明是在上述的情况下考虑出来的，目的在于提供一种控制电路，其能够使开关元件的开关动作周期性地停止，降低开关损耗，而且能够减少正极侧的开关元件成为导通状态的时间和负极侧的开关元件成为导通状态的时间之差。
用于解决课题的方法
为了解决上述课题，在本发明中采用了以下的技术方法。
由本发明第一方面提供的控制电路，其利用PWM信号对与三相交流电力有关的电力转换电路内的多个开关单元的驱动进行控制，该控制电路的特征在于：生成并输出上述PWM信号，使得上述电力转换电路的输出或输入的交流相电压的波形成为在规定的期间持续规定的下限电压值，在另外的规定的期间持续规定的上限电压值的波形。
在本发明的优选实施方式中，上述规定的期间和另外的规定的期间分别是1个周期的1/6的期间。
在本发明的优选实施方式中，包括：指令值信号生成单元，其生成如下信号：1个周期的波形为在1/6的期间是规定的上限值，在另外的1/6的期间是规定的下限值的波形的第一指令值信号、相对于上述第一指令值信号相位(整整)滞后了2π/3的第二指令值信号和相对于上述第一指令值信号相位滞后了4π/3的第三指令值信号；和基于各上述指令值信号生成PWM信号的PWM信号生成单元。
在本发明的优选实施方式中，上述第一指令值信号的1个周期的波形，在1/6的期间是“0”，在接着的1/6的期间是将相位为5π/3到2π的区间的正弦波的波形向上方移动了规定值的波形，在接着的1/6的期间是相位为π/3到2π/3的区间的正弦波的波形，在接着的1/6的期间是上述规定值，在接着的1/6的期间是相位为2π/3到π的区间的正弦波的波形，在接着的1/6的期间是将相位为4π/3到5π/3的区间的正弦波的波形向上方移动了上述规定值的波形。
在本发明的优选实施方式中，上述指令值信号生成单元，使用为了分别对从上述电力转换电路输出的三相的相电压的波形作出指令而生成的3个相电压指令值信号，和作为上述各相电压指令值信号的差分信号(差信号)的3个线间电压指令值信号，以如下方法生成上述第一至第三指令值信号：
(a)将上述三相记为U相、相位比上述U相滞后2π/3的V相、相位比上述U相滞后4π/3的W相，将U相、V相、W相的相电压指令值信号分别记为Xu、Xv、Xw，将从Xu减去Xv而得的线间电压指令值信号记为Xuv，将从Xv减去Xw而得的线间电压指令值信号记为Xvw，将从Xw减去Xu而得的线间电压指令值信号记为Xwu；
(b)在Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xu为正的值时，使上述第一指令值信号Xu1为Xuv，使上述第二指令值信号Xv1为“0”，使上述第三指令值信号Xw1为Xvw的负值；
(c)在Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xu是负的值时，使Xu1为上述规定值加上Xuv而得的值，使Xv1为上述规定值，使Xw为从上述规定值减去Xvw而得的值；
(d)在Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xv是正的值时，使Xu1为Xwu的负值，使Xv1为Xvw，使Xw1为“0”；
(e)在Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xv是负的值时，使Xu1为从上述规定值减去Xwu而得的值，使Xv1为上述规定值加上Xvw而得的值，使Xw1为上述规定值；
(f)在Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xw是正的值时，使Xu1为“0”，使Xv1为Xuv的负值，使Xw1为Xwu；
(g)在Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xw是负的值时，使Xu1为上述规定值，使Xv1为从上述规定值减去Xuv而得的值，使Xw1为上述规定值加上Xwu而得的值。
在本发明的优选实施方式中，上述第一指令值信号的1个周期的波形，在1/6的期间是“0”，在接着的1/6的期间，是将相位为4π/3到5π/3的区间的正弦波的波形向上方移动了规定值而得的波形，在接着的1/6的期间，是相位为0到π/3的区间的正弦波的波形，在接着的1/6的期间，是上述规定值，在接着的1/6的期间，是相位为π/3到2π/3的区间的正弦波的波形，在接着的1/6的期间，是将相位为π到4π/3的区间的正弦波的波形向上方移动了上述规定值而得的波形。
上述指令值信号生成单元，使用为了分别对从上述电力转换电路输出的三相的相电压的波形作出指令而生成的3个相电压指令值信号，和作为上述各相电压指令值信号的差分信号的3个线间电压指令值信号，以如下方法生成上述第一至第三指令值信号：
(a)将上述三相记为U相、相位比上述U相滞后2π/3的V相、相位比上述U相滞后4π/3的W相，将U相、V相、W相的相电压指令值信号分别记为Xu、Xv、Xw，将从Xu减去Xv而得的线间电压指令值信号记为Xuv，将从Xv减去Xw而得的线间电压指令值信号记为Xvw，将从Xw减去Xu而得的线间电压指令值信号记为Xwu；
(b)在Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xu为正的值时，使上述第一指令值信号Xu2为上述规定值，使上述第二指令值信号Xv2为从上述规定值减去Xuv而得的值，使上述第三指令值信号Xw2为上述规定值加上Xwu而得的值；
(c)在Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xu是负的值时，使Xu2为“0”，使Xv2为Xuv的负值，使Xw2为Xwu；
(d)在Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xv是正的值时，使Xu2为上述规定值加上Xuv而得的值，使Xv2为上述规定值，使Xw2为从上述规定值减去Xvw而得的值；
(e)在Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xv是负的值时，使Xu2为Xuv，使Xv2为“0”，使Xw2为Xvw的负值；
(f)在Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xw是正的值时，使Xu2为从上述规定值减去Xwu而得的值，使Xv2为上述规定值加上Xvw而得的值，使Xw2为上述规定值；
(g)在Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xw是负的值时，使Xu2为Xwu的负值，使Xv2为Xvw，使Xw2为“0”。
在本发明的优选实施方式中，上述第一指令值信号的1个周期的波形，在1/6的期间是“0”，在接着的1/6的期间，是将相位为3π/2到11π/6的区间的正弦波的波形向上方移动了规定值而得的波形，在接着的1/6的期间，是相位为π/6到π/2的区间的正弦波的波形，在接着的1/6的期间，是上述规定值，在接着的1/6的期间，是相位为π/2到5π/6的区间的正弦波的波形，在接着的1/6的期间，是将相位为7π/6到3π/2的区间的正弦波的波形向上方移动了上述规定值而得的波形。
上述指令值信号生成单元，使用为了分别对从上述电力转换电路输出的三相的相电压的波形作出指令而生成的3个相电压指令值信号，和作为上述各相电压指令值信号的差分信号的3个线间电压指令值信号，以如下方法生成上述第一至第三指令值信号：
(a)将上述三相记为U相、相位比上述U相滞后2π/3的V相、相位比上述U相滞后4π/3的W相，将U相、V相、W相的相电压指令值信号分别记为Xu、Xv、Xw，将从Xu减去Xv而得的线间电压指令值信号记为Xuv，将从Xv减去Xw而得的线间电压指令值信号记为Xvw，将从Xw减去Xu而得的线间电压指令值信号记为Xwu；
(b)在Xu的绝对值比Xv的绝对值和Xw的绝对值大的情况下，当Xu为正的值时，使上述第一指令值信号Xu3为上述规定值，使上述第二指令值信号Xv3为从上述规定值减去Xuv而得的值，使上述第三指令值信号Xw3为上述规定值加上Xwu而得的值；
(c)在Xu的绝对值比Xv的绝对值和Xw的绝对值大的情况下，当Xu是负的值时，使Xu3为“0”，使Xv3为Xuv的负值，使Xw3为Xwu；
(d)在Xv的绝对值比Xu的绝对值和Xw的绝对值大的情况下，当Xv是正的值时，使Xu3为上述规定值加上Xuv而得的值，使Xv3为上述规定值，使Xw3为从上述规定值减去Xvw而得的值；
(e)在Xv的绝对值比Xu的绝对值和Xw的绝对值大的情况下，当Xv是负的值时，使Xu3为Xuv，使Xv3为“0”，使Xw3为Xvw的负值；
(f)在Xw的绝对值比Xu的绝对值和Xv的绝对值大的情况下，当Xw是正的值时，使Xu3为从上述规定值减去Xwu而得的值，使Xv3为上述规定值加上Xvw而得的值，使Xw3为上述规定值；
(g)在Xw的绝对值比Xu的绝对值和Xv的绝对值大的情况下，当Xw是负的值时，使Xu3为Xwu的负值，使Xv3为Xvw，使Xw3为“0”。
在本发明的优选实施方式中，生成并输出上述PWM信号，使得上述电力转换电路的输出或输入的交流相电压的波形成为在1个周期的1/12的期间持续上述规定的上限电压值，在另外的1/12的期间持续上述规定的下限电压值，此外，在又一1/12的期间持续上述上限电压值，进而在另一1/12的期间持续上述下限电压值的波形。
在本发明的优选实施方式中，包括：
指令值信号生成单元，其生成如下信号：1个周期的波形，在1/12的期间是“0”，在接着的1/12的期间，是相位为0到π/6的区间的正弦波的波形，在接着的1/12的期间，是将相位为11π/6到2π的区间的正弦波的波形向上方移动了规定值而得的波形，在接着的1/12的期间，是上述规定值，在接着的1/12的期间，是相位为π/2到2π/3的区间的正弦波的波形，在接着的1/12的期间，是相位为π/3到π/2的区间的正弦波的波形，在接着的1/12的区间中，是上述规定值，在接着的1/12的期间，是将相位为π到7π/6的区间的正弦波的波形向上方移动了规定值而得的波形，在接着的1/12的期间，是相位为5π/6到π的区间的正弦波的波形，在接着的1/12的期间是“0”，在接着的1/12的期间，是将相位为3π/2到5π/3的区间的正弦波的波形向上方移动了规定值而得的波形，在接着的1/12的期间，是将相位为4π/3到3π/2的区间的正弦波的波形向上方移动的规定值的波形的第一指令值信号、相对于上述第一指令值信号相位滞后了2π/3的第二指令值信号和相对于上述第一指令值信号相位滞后了4π/3的第三指令值信号；和基于各上述指令值信号生成PWM信号的PWM信号生成单元。
上述指令值信号生成单元，使用为了分别对从上述电力转换电路输出的三相的相电压的波形作出指令而生成的3个相电压指令值信号，和作为上述各相电压指令值信号的差分信号的3个线间电压指令值信号，以如下方法生成上述第一至第三指令值信号：
(a)将上述三相记为U相、相位比上述U相滞后2π/3的V相、相位比上述U相滞后4π/3的W相，将U相、V相、W相的相电压指令值信号分别记为Xu、Xv、Xw，将从Xu减去Xv而得的线间电压指令值信号记为Xuv，将从Xv减去Xw而得的线间电压指令值信号记为Xvw，将从Xw减去Xu而得的线间电压指令值信号记为Xwu；
(b)在Xu的绝对值为Xv的绝对值与Xw的绝对值之间的大小的情况下，当Xu为正的值时，使上述第一指令值信号Xu4为上述规定值，使上述第二指令值信号Xv4为从上述规定值减去Xuv而得的值，使上述第三指令值信号Xw4为上述规定值加上Xwu而得的值；
(c)在Xu的绝对值为Xv的绝对值与Xw的绝对值之间的大小的情况下，当Xu是负的值时，使Xu4为“0”，使Xv4为Xuv的负值，使Xw4为Xwu；
(d)在Xv的绝对值为Xu的绝对值与Xw的绝对值之间的大小的情况下，当Xv是正的值时，使Xu4为上述规定值加上Xuv而得的值，使Xv4为上述规定值，使Xw4为从上述规定值减去Xvw而得的值；
(e)在Xv的绝对值为Xu的绝对值与Xw的绝对值之间的大小的情况下，当Xv是负的值时，使Xu4为Xuv，使Xv4为“0”，使Xw4为Xvw的负值；
(f)在Xw的绝对值为Xu的绝对值与Xv的绝对值之间的大小的情况下，当Xw是正的值时，使Xu4为从上述规定值减去Xwu而得的值，使Xv4为上述规定值加上Xvw而得的值，使Xw4为上述规定值；
(g)在Xw的绝对值为Xu的绝对值与Xv的绝对值之间的大小的情况下，当Xw是负的值时，使Xu4为Xwu的负值，使Xv4为Xvw，使Xw4为“0”。
在本发明的优选实施方式中，包括：指令值信号生成单元，其生成将第一信号和第二信号组合而成的第一指令值信号、将相对于上述第一信号相位滞后了2π/3的信号和相对于上述第二信号相位滞后了2π/3的信号组合而成的第二指令值信号、以及将相对于上述第一信号相位滞后了4π/3的信号和相对于上述第二信号相位滞后了4π/3的信号组合而成的第三指令值信号；和基于各上述指令值信号生成PWM信号的PWM信号生成单元，上述第一信号的1个周期的波形在1/3的期间是规定的下限值，在接着的1/3的期间是将相位为0到2π/3的区间的正弦波的波形向上方移动了上述规定的下限值而得的波形，在剩余的1/3的期间是将相位为π/3到π的区间的正弦波的波形向上方移动了上述规定的下限值而得的波形，上述第二信号的1个周期的波形是在1/3的期间是规定的上限值，在接着的1/3的期间是将相位为π到5π/3的期间的正弦波的波形向上方移动了上述规定的上限值而得的波形，在剩余的1/3的期间是将相位为4π/3到2π的区间的正弦波的波形向上方移动了上述规定的上限值而得的波形。
在本发明的优选实施方式中，上述指令值信号生成单元，生成以规定的周期反复(重复)高电平和低电平的标志信号，通过基于上述标志信号切换上述第一信号和第二信号来生成上述第一指令值信号。
在本发明的优选实施方式中，上述指令值信号生成单元，使用作为为了分别对从上述电力转换电路输出的三相的相电压的波形作出指令而生成的3个相电压指令值信号的差分信号的3个线间电压指令值信号，和上述标志信号，以如下方法生成上述第一至第三指令值信号：
(a)将上述三相记为U相、相位比上述U相滞后2π/3的V相、相位比上述U相滞后4π/3的W相，将U相、V相、W相的相电压指令值信号分别记为Xu、Xv、Xw，将从Xu减去Xv而得的线间电压指令值信号记为Xuv，将从Xv减去Xw而得的线间电压指令值信号记为Xvw，将从Xw减去Xu而得的线间电压指令值信号记为Xwu；
(b1)在上述标志信号是低电平，Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xuv是正的值时，使上述第一指令值信号Xu5为Xuv，使上述第二指令值信号Xv5为“0”，使上述第三指令值信号Xw5为Xvw的负值；
(c1)在上述标志信号是低电平，Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xuv是负的值时，使Xu5为“0”，使Xv5为Xuv的负值，使Xw5为Xwu；
(d1)在上述标志信号是低电平，Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xvw是正的值时，使Xu5为Xwu的负值，使Xv5为Xvw，使Xw5为“0”；
(e1)在上述标志信号是低电平，Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xvw是负的值时，使Xu5为Xuv，使Xv5为“0”，使Xw5为Xvw的负值；
(f1)在上述标志信号是低电平，Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xwu是正的值时，使Xu5为“0”，使Xv5为Xuv的负值，使Xw5为Xwu；
(g1)在上述标志信号是低电平，Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xwu是负的值时，使Xu5为Xwu的负值，使Xv5为Xvw，使Xw5为“0”；
(b2)在上述标志信号是高电平，Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xuv是正的值时，使Xu5为上述规定值，使Xv5为从上述规定值减去Xuv而得的值，使Xw5为上述规定值加上Xwu而得的值；
(c2)在上述标志信号是高电平，Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xuv是负的值时，使Xu5为上述规定值加上Xuv而得的值，使Xv5为上述规定值，使Xw5为从上述规定值减去Xvw而得的值；
(d2)在上述标志信号是高电平，Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xvw是正的值时，使Xu5为上述规定值加上Xuv而得的值，使Xv5为上述规定值，使Xw5为从上述规定值减去Xvw的值；
(e2)在上述标志信号是高电平，Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xvw是负的值时，使Xu5为从上述规定值减去Xwu而得的值，使Xv5为上述规定值加上Xvw而得的值，使Xw5为上述规定值；
(f2)在上述标志信号是高电平，Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xwu是正的值时，使Xu5为从上述规定值减去Xwu而得的值，使Xv5为上述规定值加上Xvw而得的值，使Xw5为上述规定值；
(g2)在上述标志信号是高电平，Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xwu是负的值时，使Xu5为上述规定值，使Xv5为从上述规定值减去Xuv而得的值，使Xw5为上述规定值加上Xwu而得的值。
在本发明的优选实施方式中，上述标志信号的周期是上述相电压指令值信号的周期的偶数倍。
在本发明的优选实施方式中，上述标志信号的频率是上述相电压指令值信号的频率的3/4的倍数。
在本发明的优选实施方式中，上述标志信号的高电平的期间与低电平的期间的长度相同。
在本发明的优选实施方式中，上述PWM信号生成单元，通过将上述3个指令值信号分别与规定的载波信号进行比较，生成上述PWM信号。
在本发明的优选实施方式中，上述载波信号是在上述规定的上限值与上述规定的下限值之间变化的信号。
由本发明第二方面提供的逆变装置的特征是具有作为上述电力转换电路的逆变器电路和由本发明的第一方面提供的控制电路。
在本发明的优选实施方式中，上述逆变器电路是多电平逆变器电路。
在本发明的优选实施方式中，上述指令值信号生成单元包括：设定上述标志信号的周期的周期设定部；和占空比设定部，其设定作为高电平的期间相对于上述标志信号的周期的比例的占空比。
在本发明的优选实施方式中，上述指令值信号生成单元还具有变更占空比设定部所设定的占空比的占空比变更单元。
在本发明的优选实施方式中，上述多电平逆变器电路是3电平逆变器电路。
在本发明的优选实施方式中，上述PWM信号生成单元包括：第一载波信号生成单元，其生成在上述规定的上限值和上述规定的下限值的中间值与上述规定的上限值之间变动的第一载波信号；生成在上述中间值与上述规定的下限值之间变动的第二载波信号的第二载波信号生成单元；将各上述指令值信号与上述第一载波信号进行比较，生成第一脉冲信号的第一脉冲信号生成单元；将各上述指令值信号与上述第二载波信号进行比较，生成第二脉冲信号的第二脉冲信号生成单元；和基于上述第一脉冲信号与上述第二脉冲信号的逻辑或非，生成第三脉冲信号的第三脉冲信号生成单元，将上述第一脉冲信号、第二脉冲信号和第三脉冲信号作为PWM信号输出。
在本发明的优选实施方式中，上述第一载波信号的频率和上述第二载波信号的频率相同。
在本发明的优选实施方式中，上述多电平逆变器电路构成为，各相的电压成为直流电源的负极侧电位、正极侧的电位和上述负极侧电位与上述正极侧的电位的中间电位。
由本发明第三方面提供的系统互联逆变器系统具有由本发明第二方面提供的逆变装置。
在本发明的优选实施方式中，对上述逆变器电路供给电力的电源具有太阳能电池。
附图说明
图1是用于用矢量说明三相平衡状态的三相交流的各相的相电压信号和线间电压信号的图。
图2是用于用矢量说明NVS控制的考虑方法的图。
图3是用于用矢量说明第一实施方式的控制的考虑方法的图。
图4是用于说明第一实施方式的指令值信号的波形的图。
图5是用于说明具有第一实施方式的控制电路的系统互联逆变器系统的框图。
图6是用于说明逆变器电路的内部结构的电路图。
图7是用于说明控制电路的内部结构的框图。
图8是用于说明第一实施方式的指令值信号生成处理的流程图。
图9是用于说明其它的指令值信号生成处理的流程图。
图10是用于说明根据指令值信号和载波信号生成PWM信号的方法的图。
图11是用于用矢量说明第二实施方式的控制的考虑方法的图。
图12是用于说明第二实施方式的指令值信号生成处理的流程图。
图13是用于说明第二实施方式的指令值信号的波形的图。
图14是用于用矢量说明第三实施方式的控制的考虑方法的图。
图15是用于说明第三实施方式的指令值信号生成处理的流程图。
图16是用于说明第三实施方式的指令值信号的波形的图。
图17是用于用矢量说明第四实施方式的控制的考虑方法的图。
图18是用于用矢量说明第四实施方式的控制的考虑方法的图。
图19是用于说明第四实施方式的指令值信号生成处理的流程图。
图20是用于说明第四实施方式的指令值信号的波形的图。
图21是用于说明第五实施方式的指令值信号生成部的内部结构的框图。
图22是用于用矢量说明第五实施方式的控制的考虑方法的图。
图23是用于说明第五实施方式的指令值信号的波形的图。
图24是用于说明第五实施方式的指令值信号的波形的图。
图25是用于说明第五实施方式的指令值信号生成处理的流程图。
图26是用于说明第五实施方式的指令值信号的模拟结果的图。
图27是用于说明第五实施方式的指令值信号的模拟结果的图。
图28是用于说明第五实施方式的指令值信号的模拟结果的图。
图29是用于说明第五实施方式的指令值信号的模拟结果的图。
图30是用于说明第五实施方式的指令值信号的模拟结果的图。
图31是用于说明第六实施方式的逆变器电路的内部结构的电路图。
图32是用于说明第六实施方式的控制电路的内部结构的框图。
图33是用于说明第六实施方式的指令值信号生成部的内部结构的框图。
图34是用于说明第六实施方式的PWM信号生成部的内部结构的框图。
图35是用于说明根据指令值信号和载波信号生成PWM信号的方法的图。
图36是用于说明根据正极侧开关的PWM信号和负极侧开关的PWM信号生成中间侧开关的PWM信号的方法的图。
图37是用于说明指令值信号的模拟结果的图。
图38是用于说明指令值信号的模拟结果的图。
图39是用于说明指令值信号的模拟结果的图。
图40是用于说明指令值信号的模拟结果的图。
图41是用于说明指令值信号的模拟结果的图。
图42是用于说明指令值信号的模拟结果的图。
图43是用于说明指令值信号的模拟结果的图。
图44是用于说明第七实施方式的逆变器电路的内部结构的电路图。
图45是用于说明第七实施方式的PWM信号生成部的内部结构的框图。
图46是用于说明第八实施方式的逆变器电路和直流电源的框图。
图47是用于说明第八实施方式的指令值信号生成部的框图。
图48是用于说明一般的系统互联逆变器系统的框图。
图49是用于说明NVS指令值信号的波形的图。
图50是用于说明根据NVS指令值信号和载波信号生成PWM信号的方法的图。
具体实施方式
以下，参照附图，以在系统互联逆变器系统中使用了本发明的控制电路的情况为例，具体说明本发明的第一实施方式。
首先，说明本发明的基本考虑方法。
图1是用矢量说明三相平衡状态的三相交流的各相的相电压信号和线间电压信号的图。
如果将U相的相电压信号设为Vu＝A·sin(ωt)，则由于V相的相位比U相滞后2π/3，所以V相的相电压信号成为Vv＝A·sin(ωt-2π/3)。另外，由于W相的相位比U相滞后4π/3(超前2π/3)，所以成为Vw＝A·sin(ωt+2π/3)。另外，U相对于V相的线间电压信号成为 Vuv = Vu - Vv = ( 3 ) · A · sin ( ωt + π / 6 ) , V相对于W相的线间电压信号成为 Vvw = Vv - Vw = ( 3 ) · A · sin ( ωt - π / 2 ) , W相对于U相的线间电压信号成为 Vwu = Vw - Vu = ( 3 ) · A · sin ( ωt - 7 π / 6 ) .
图1用矢量Pu、Pv、Pw表示相电压信号Vu、Vv、Vw，用矢量Puv、Puw、Pwu表示线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu。另外，用虚线表示连接有以中性点N为起点的矢量Pu、Pv、Pw的终点的正三角形T，用u、v、w表示各顶点。在该图中，X轴作为相位的基准(θ＝0°)，表示与U相的相电压信号Vu相对应的矢量Pu与X轴一致时的状态。另外，矢量Pvu、Pwv、Puw分别是将矢量Puv、Pvw、Pwu的方向相反的矢量。因此，与矢量Pvu、Pwv、Puw的信号相对应的信号Vvu、Vwv、Vuw成为各个线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu的相位错开π的信号，成为 Vvu = - Vuv ( 3 ) · A · sin ( ωt + 7 π / 6 ) , Vwv = - Vvw = ( 3 ) · A · sin ( ωt + π / 2 ) , Vuw = - Vwu = ( 3 ) · A · sin ( ωt - π / 6 ) .
图1中，矢量Pu、Pv、Pw相互保持2π/3的相位差，以中性点N为中心沿着逆时针方向以角速度ω旋转的状态表示三相平衡状态。一般而言，由于中性点N设定为0[v]的基准电压，所以各相电压信号Vu、Vv、Vw成为矢量Pu、Pv、Pw在Y轴上的投影，如上所述成为相位相互错开2π/3的正弦波信号。
图2与图1相同，是用于用矢量说明NVS控制的考虑方法的图。NVS控制不是将中性点N固定为0[v]，而是使其在每个1/3周期位移，在各1/3周期，将各相的电位固定到负极侧电位(例如，0[v])。
图2中，表示中性点N和矢量Pu，除了该图(a)的左面的图以外，省略矢量Pv、Pw的记载。另外，用虚线表示连接有以中性点N为起点的矢量Pu、Pv、Pw的终点的正三角形T，用u、v、w表示各顶点。另外，在各图中，在固定的顶点上标注空心圆。
该图(a)表示矢量Pu与X轴所成角度(以下作为“角度θ”。)从-π/6到π/2变化时的状态。-π/6≤θ≤π/2时，V相的电位固定为0[v]。将该状态作为“模式1”。模式1通过正三角形T的顶点v固定到原点，以顶点v为中心，正三角形T沿着逆时针旋转(是图所示的虚线箭头的方向，以下也相同。)旋转2π/3来表示。左面的图表示θ＝-π/6时的情况，中央的图表示θ＝π/6时的情况，右面的图表示θ＝π/2时的情况。当θ＝π/2时，W相的电位固定为0[v]。右面的图表示被固定的相从V相变化为W相，表示正三角形T以使顶点w与原点一致的方式移动，中性点N位移。
该图(b)表示角度θ从π/2到7π/6变化时的状态。π/2≤θ≤7π/6时，W相的电位固定为0[v]。将该状态作为“模式2”。模式2通过正三角形T的顶点w固定到原点，以顶点w为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转2π/3来表示。左面的图表示θ＝π/2时的情况，中央的图表示θ＝5π/6时的情况，右面的图表示θ＝7π/6时的情况。左面的图是与图2(a)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝7π/6时，U相的电位固定为0[v]。右面的图表示被固定的相从W相变化为U相，表示正三角形T以使顶点u与原点一致的方式移动，中性点N位移。
该图(c)表示角度θ从7π/6到11π/6(＝-π/6)变化时的状态。7π/6≤θ≤11π/6时，U相的电位固定为0[v]。将该状态作为“模式3”。模式3通过正三角形T的顶点u固定到原点，以顶点u为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转2π/3来表示。左面的图表示θ＝7π/6时的情况，中央的图表示θ＝3π/2时的情况，右面的图表示θ＝11π/6时的情况。左面的图是与图2(b)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝11π/6时，V相的电位固定为0[v]。右面的图表示被固定的相从U相变化到V相，表示正三角形T以使顶点v与原点一致的方式移动，中性点N位移。该位移后的图与图2(a)的左面的图相同。以后，反复进行模式1～3。
在图2所示的矢量图中，各相的相电压用正三角形T的各顶点的Y坐标表示。例如，U相的相电压用顶点u的Y坐标表示。在模式1中，由于顶点v固定到原点，所以从顶点v向顶点u的矢量，即从矢量Pu减去矢量Pv的矢量Puv在Y轴上的正投影成为U相的相电压(参照该图(a))。因此，模式1中的NVS控制的U相的相电压信号Vu’成为U相对于V相的线间电压信号Vuv。
在模式2中，由于顶点w固定到原点，所以从顶点w向顶点u的矢量，即从矢量Pu减去矢量Pw的矢量Puw在Y轴上的正投影成为U相的相电压(参照该图(b))。因此，模式2中的NVS控制的U相的相电压信号Vu’成为信号Vuw(＝-Vwu)。在模式3中，由于顶点u固定到原点，所以U相的相电压成为“0”(参照该图(c))。因此，模式3中的NVS控制的U相的相电压信号Vu’成为值是“0”的零信号。
同样，NVS控制的V相的相电压信号Vv’在模式1中成为零信号，在模式2中成为线间电压信号Vvw，在模式3中成为信号Vvu。另外，NVS控制的W相的相电压信号Vw’在模式1中成为信号Vwv，在模式2中成为零信号，在模式3中成为线间电压信号Vwu。
根据上述，NVS指令值信号Xu’与各模式相对应地，通过切换线间电压指令值信号Xuv、信号Xuw和零信号而生成。NVS指令值信号Xv’、Xw’也相同。所生成的NVS指令值信号Xu’、Xv’、Xw’的波形成为图49(c)所示。
如图49(c)所示，NVS指令值信号Xu’、Xv’、Xw’在周期的1/3固定为“0”。因此，通过NVS指令值信号Xu’、Xv’、Xw’与载波信号进行比较而生成的PWM信号，在NVS指令值信号Xu、’、Xv’、Xw’固定为“0”的期间，持续低电平或者高电平。PWM信号由于成为仅持续低电平或者高电平的某一方，所以在正极侧的开关元件和负极侧的开关元件中，产生成为导通状态的时间不同的问题。
为了解决该问题，可以使PWM信号中的低电平的持续时间与高电平的持续时间成为同等的长度。即，可以将用于与载波信号进行比较的指令值信号不是仅固定为“0”，而是在同等长度的期间固定为最小值(例如“0”)和最大值。如果用与图2相同的矢量图考虑这一点，则可以不是仅将正三角形T的各顶点固定到原点，而是在与固定到原点同样长度的期间，固定到X坐标是“0”，Y坐标是规定值的点。
图3是用于用矢量说明第一实施方式的控制的考虑方法的图，是用于说明将正三角形T的各顶点固定在原点和X坐标是“0”，Y坐标是B的点(以下记为“最大点”。)的情况的图。
图3中，与图2相同，表示中性点N、矢量Pu和正三角形T，除了图3(a)的左面的图以外，省略矢量Pv、Pw的记载。另外，各图中，在固定的顶点上标注空心圆。
该图(a)表示角度θ(矢量Pu与X轴所成角度)从-π/6到π/6变化时的状态。-π/6≤θ≤π/6时，正三角形T的顶点w固定到最大点，以顶点w为中心，正三角形T沿着逆时针方向(是图所示的虚线箭头的方向，以下也相同。)旋转π/3。将该状态作为“模式1”。该图(a)表示在模式1中，W相的电位固定为B。左面的图表示θ＝-π/6时的情况，中央的图表示θ＝0时的情况，右面的图表示θ＝π/6时的情况。当θ＝π/6时，正三角形T以使顶点v与原点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从W相的电位固定到固定位B的状态变化到V相的电位固定为“0”的状态。
该图(b)表示角度θ从π/6到π/2(＝3π/6)变化时的状态。π/6≤θ≤π/2时，正三角形T的顶点v固定到原点，以顶点v为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式2”。该图(b)表示在模式2中，V相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝π/6时的情况，中央的图表示θ＝π/3(＝2π/6)时的情况，右面的图表示θ＝π/2(＝3π/6)时的情况。左面的图是与该图(a)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝π/2时，正三角形T以使顶点u与最大点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从V相的电位固定为“0”的状态变化到U相的电位固定为B的状态。
该图(c)表示角度θ从π/2(＝3π/6)到5π/6变化时的状态。π/2≤θ≤5π/6时，正三角形T的顶点u固定到最大点，以顶点u为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式3”。该图(c)表示在模式3中，U相的电位固定为B。左面的图表示θ＝π/2(＝3π/6)时的情况，中央的图表示θ＝2π/3(＝4π/6)时的情况，右面的图表示θ＝5π/6时的情况。左面的图是与该图(b)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝5π/6时，正三角形T以使顶点w与原点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从U相的电位固定为B的状态变化到W相的电位固定为“0”的状态。
该图(d)表示角度θ从5π/6到7π/6变化时的状态。5π/6≤θ≤7π/6时，正三角形T的顶点w固定到原点，以顶点w为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式4”。该图(d)表示在模式4中，W相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝5π/6时的情况，中央的图表示θ＝π(＝6π/6)时的情况，右面的图表示θ＝7π/6时的情况。左面的图是与该图(c)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝7π/6时，正三角形T以使顶点v与最大点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从W相的电位固定为“0”的状态变化到V相的电位固定为B的状态。
该图(e)表示角度θ从7π/6到3π/2(＝9π/6)变化时的状态。7π/6≤θ≤3π/2时，正三角形T的顶点v固定到最大点，以顶点v为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式5”。该图(e)表示在模式5中，V相的电位固定为B。左面的图表示θ＝7π/6时的情况，中央的图表示θ＝4π/3(＝8π/6)时的情况，右面的图表示θ＝3π/2(＝9π/6)时的情况。左面的图是与该图(d)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝3π/2时，正三角形T以使顶点u与原点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从V相的电位固定为B的状态变化到U相的电位固定为“0”的状态。
该图(f)表示角度θ从3π/2(＝9π/6)到11π/6(＝-π/6)变化时的状态。3π/2≤θ≤11π/6时，正三角形T的顶点u固定到原点，以顶点u为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式6”。该图(f)表示在模式6中，U相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝3π/2(＝9π/6)时的情况，中央的图表示θ＝5π/3(＝10π/6)时的情况，右面的图表示θ＝11π/6时的情况。左面的图是与该图(e)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝11π/6时，正三角形T以使顶点w与最大点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从U相的电位固定为“0”的状态变化到W相的电位固定为B的状态。该位移后的图与该图(a)的左面的图相同。以后，反复进行模式1～6。
在图3所示的矢量图中，各相的相电压用正三角形T的各顶点的Y坐标表示。例如，U相的相电压用顶点u的Y坐标表示。在模式1中，由于顶点w固定到最大点，所以从顶点w向顶点u的矢量Puw在Y轴上的正投影加上B的值成为U相的相电压(参照该图(a))。因此，在模式1中，可以将用于对U相的相电压的波形作出指令的指令值信号Xu1取为信号Xuw(＝-Xwu)加上B的信号。在模式2中，由于顶点v固定到原点，所以从顶点v向顶点u的矢量Puv在Y轴上的正投影成为U相的相电压(参照该图(b))。因此，在模式2中，可以将指令值信号Xu1取为线间电压指令值信号Xuv。在模式3中，由于顶点u固定到最大点，所以U相的相电压成为B(参照该图(c))。因此，在模式3中，可以将指令值信号Xu1取为值是B的信号。在模式4中，由于顶点w固定到原点，所以从顶点w向顶点u的矢量Puw在Y轴上的正投影成为U相的相电压(参照该图(d))。因此，在模式4中，可以将指令值信号Xu1取为信号Xuw(＝-Xwu)。在模式5中，由于顶点v固定到最大点，所以从顶点v向顶点u的矢量Puv在Y轴上的正投影加上B的值成为U相的相电压(参照该图(e))。因此，在模式5中，可以将指令值信号Xu1取为线间电压指令值信号Xuv加上B的信号。在模式6中，由于顶点u固定到原点，所以U相的相电压成为“0”(参照该图(f))。因此，在模式6中，可以将指令值信号Xu1取为值是“0”的零信号。
同样，可以将用于指令V相的相电压的波形的指令值信号Xv1在模式1中取为线间电压指令值信号Xvw加上B的信号，在模式2中取为零信号，在模式3中取为信号Xuv加上B的信号，在模式4中取为线间电压指令值信号Xvw，在模式5中取为值是B的信号，在模式6中取为信号Xvu。另外，可以将用于对W相的相电压的波形作出指令的指令值信号Xw1在模式1中取为值是B的信号，在模式2中取为信号Xwv，在模式3中取为线间电压指令值信号Xwu加上B的信号，在模式4中取为零信号，在模式5中取为信号Xwv加上B的信号，在模式6中取为线间电压指令值信号Xwu。
图4是用于说明指令值信号Xu1、Xv1、Xw1的图。
由于图4(a)所示的波形Xuv、Xvw、Xwu与图49(a)所示的波形Xuv、Xvw、Xwu相同，图4(b)所示的波形Xvu、Xwu、Xuw与图49(b)所示的波形Xvu、Xwv、Xuw相同，所以省略说明。图4中也以相电压指令值信号Xu的相位为基准进行记载。在图3等矢量图中的说明的角度θ，是矢量Pu与X轴所成角度，表示相电压指令值信号Xu的相位。因此，图4所示的相位与角度θ相对应。
图4(c)所示的波形Xu1是U相的指令值信号Xu1的波形。指令值信号Xu1如在图3中说明过的那样，分为模式1～6生成。图4(c)中表示B＝2时的各波形。波形Xu1在模式1(-π/6≤θ≤π/6)中成为将波形Xuw向上方移动了“2”的波形，在模式2(π/6≤θ≤π/2)中成为波形Xuv，在模式3(π/2≤θ≤5π/6)中成为固定为“2”的波形，在模式4(5π/6≤θ≤7π/6)成为Xuw，在模式5(7π/6≤θ≤3π/2)中成为使波形Xuv向上方移动了“2”的波形，在模式6(3π/2≤θ≤11π/6)中成为固定为“0”的波形。同样，波形Xv1在模式1中成为使波形Xvw向上方移动了“2”的波形，在模式2中成为固定为“0”的波形，在模式3中成为使波形Xvu向上方移动了“2”的波形，在模式4中成为波形Xvw，在模式5中成为固定为“2”的波形，在模式6中成为Xvu。另外，波形Xw1在模式1中成为固定为“2”的波形，在模式2中成为Xwv，在模式3中成为使波形Xwu向上方移动了“2”的波形，在模式4中成为固定为“0”的波形，在模式5中成为使波形Xwv向上方移动了“2”的波形，在模式6中成为波形Xwu。
指令值信号Xu1、Xv1、Xw1在周期的1/6固定为“0”，在周期的1/6固定为“2”。因此，PWM信号在指令值信号Xu1、Xv1、Xw1固定为“0”的期间持续低电平(或者高电平)，在指令值信号Xu1、Xv1、Xw1固定为“2”的期间持续高电平(或者低电平)。由于PWM信号的低电平持续时间与高电平持续时间成为相同，所以在正极侧的开关元件和负极侧的开关元件中，成为导通状态的时间相同。
接着，说明生成上述的指令值信号Xu1、Xv1、Xw1，将基于它们的PWM信号输出到逆变器电路的控制电路。
图5是用于说明具有本发明的控制电路的系统互联逆变器系统的框图。
如图5所示，系统互联逆变器系统A具有直流电源1、逆变器电路2、滤波器电路3、变压电路4和控制电路5。直流电源1连接到逆变器电路2。逆变器电路2是三相逆变器，逆变器电路2、滤波器电路3和变压电路4按此顺序由U相、V相、W相的输出电压的输出线串联连接。输出线经由未图示的开闭器连接到三相电力系统B(系统B)。在逆变器电路2连接有控制电路5。系统互联逆变器系统A通过开闭器与系统B互联，将直流电源1输出的直流电力由逆变器电路2转换成交流电力，供给到系统B。另外，在系统互联逆变器系统A设置有各种传感器，控制电路5基于该传感器的检测值进行控制。但是，图5中，省略各种传感器的记载。另外，系统互联逆变器系统A的结构不限于此。例如，代替变压电路4也可以是在直流电源1与逆变器电路2之间设置有DC/DC转换器电路的所谓的无变压器方式。
直流电源1输出直流电力，例如具有太阳能电池。太阳能电池通过将太阳光能转换成电能，生成直流电力。直流电源1将所生成的直流电力输出到逆变器电路2。另外，直流电源1不限于由太阳能电池生成直流电力。例如，直流电源1也可以是燃料电池、蓄电池、双电层电容器或者锂离子电池电池等。另外，也可以是将由柴油机发电机、小型蒸汽涡轮发电机或风力涡轮发电机等生成的交流电力转换成直流电力输出的装置。
逆变器电路2是具有6个开关元件的三相全桥型逆变器，通过基于从控制电路5输入的PWM信号P切换各开关元件的导通和断开，将从直流电源1输入的直流电压转换成交流电压。另外，PWM信号P由输入到各开关元件的6个PWM信号构成。
图6是用于说明逆变器电路2的内部结构的电路图。
如该图所示，逆变器电路2具有6个开关元件S1～S6、环流二极管D1～D6和平滑电容器C。在本实施形态中，作为开关元件S1～S6使用IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅极双极晶体管)。另外，开关元件S1～S6不限于IGBT，也可以是双极晶体管、MOSFET、反向阻断晶闸管等。另外，环流二极管D1～D6和平滑电容器C的种类也没有限定。
开关元件S1和S4连接到开关元件S1的发射极端子和开关元件S4的集电极端子，串联连接。开关元件S1的集电极端子连接到直流电源1的正极侧，开关元件S4的发射极端子连接到直流电源1的负极侧，形成桥形结构。同样，开关元件S2和S5串联连接形成桥形结构，开关元件S3和S6串联连接形成桥形结构。以由开关元件S1和S4形成的桥形结构作为U相臂，以由开关元件S2和S5形成的桥形结构作为V相臂，以由开关元件S3和S6形成的桥形结构作为W相臂。在U相臂的开关元件S1和S4的连接点连接有U相的输出线，在V相臂的开关元件S2和S5的连接点连接有V相的输出线，在W相臂的开关元件S3和S6的连接点连接有W相的输出线。在各开关元件S1～S6的基极端子输入从控制电路5输出的PWM信号P。
各开关元件S1～S6基于PWM信号P切换导通状态和断开状态。在各臂的两端由于分别与直流电源1的正极和负极连接，所以在正极侧的开关元件是导通的状态，负极侧的开关元件是断开状态的情况下，该相的输出线的电位成为直流电源1的正极侧的电位。另一方面，在正极侧的开关元件是断开状态，负极侧的开关元件是导通状态的情况下，该相的输出线的电位成为直流电源1的负极侧电位。由此，从各输出线输出切换了直流电源1的正极侧的电位和负极侧电位的脉冲形的电压信号，作为输出线之间的电压的线间电压为交流电压。
环流二极管D1～D6分别反并联在开关元件S1～S6的集电极端子与发射极端子之间。即，环流二极管D1～D6的阳极端子分别连接到开关元件S1～S6的发射极端子，环流二极管D1～D6的阴极端子分别连接到开关元件S1～S6的集电极端子。在各开关元件S1～S6产生由开关动作引起的反电动势。环流二极管D1～D6是为了使由该反电动势引起的反方向的高电压不会施加到开关元件S1～S6而设置的。
平滑电容器C将从直流电源1输入的直流电压平滑化。
另外，逆变器2的结构不限于此。例如，逆变器2也可以是3电平逆变器等多电平逆变器，还可以是应用了软开关技术的逆变器。另外，逆变器电路2不限于全桥型逆变器，也可以是半桥型逆变器。
滤波器电路3从由逆变器电路2输入的交流电压去除因开关动作产生的高频成分。滤波器电路3具有由电感器和电容器构成的低通滤波器(未图示。)。由滤波器电路3去除了高频成分的交流电压输出到变压电路4。另外，滤波器电路3的结构不限于此，可以是用于去除高频成分的公知的滤波器电路。变压电路4将从滤波器电路3输出的交流电压升压或降压成与系统B的系统电压大致相同的电平。
控制电路5生成对逆变器电路2的开关元件的开关动作进行控制的PWM信号P。控制电路5从未图示的各种传感器输入检测信号，向逆变器电路2输出PWM信号P。
控制电路5基于从各种传感器输入的检测信号生成用于对系统互联逆变器系统A输出的输出电压的波形作出指令的指令值信号Xu1、Xv1、Xw1，基于该指令值信号Xu1、Xv1、Xw1生成PWM信号P。逆变器电路2基于所输入的PWM信号P，切换各开关元件的导通和断开，由此输出与指令值信号Xu1、Xv1、Xw1相对应的电压信号。控制电路5使指令值信号Xu1、Xv1、Xw1的波形变化，使逆变器电路2的输出电压信号变化，由此控制输出电流。由此，控制电路5进行各种反馈控制。另外，控制电路5还有检测过电流、接地、短路、单独运转等而使逆变器电路2的运转停止的结构，或者用于跟随最大电力的结构等，但由于与本发明的说明无关，所以省略对图5的记载和说明。
接着，参照图7～图10，进行控制电路5的内部结构和指令值信号Xu1、Xv1、Xw1和PWM信号P的生成方法的详细说明。
图7是用于说明控制电路5的内部结构的框图。
控制电路5具有反馈控制部51、指令值信号生成部52和PWM信号生成部53。
反馈控制部51基于从各种传感器输入的检测信号与预先设定的目标值的偏差进行反馈控制，将为了对系统互联逆变器系统A的输出相电压的波形作出指令而生成的相电压指令值信号Xu、Xv、Xw，输出到指令值信号生成部52。关于在反馈控制部51中进行的反馈控制的详细内容省略记载。反馈控制部51进行的反馈控制既可以是对系统互联逆变器系统A输出的输出电流或者输出电压、输出有效电力、输出无效电力进行控制的控制，也可以是对从直流电源1输出的直流电压进行控制的控制。
指令值信号生成部52基于从反馈控制部51输入的相电压指令值信号Xu、Xv、Xw，生成指令值信号Xu1、Xv1、Xw1，输出到PWM信号生成部53。指令值信号Xu1、Xv1、Xw1是实际上用于对系统互联逆变器系统A输出的相电压的波形作出指令的信号。指令值信号Xu1、Xv1、Xw1的波形，如图4(c)所示的波形Xu1、Xv1、Xw1那样，是特殊形状的波形。即，指令值信号生成部52将相电压指令值信号Xu、Xv、Xw转换成指令值信号Xu1、Xv1、Xw1。
指令值信号生成部52从相电压指令值信号Xu、Xv、Xw生成线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu。即，根据相电压指令值信号Xu与Xv的差分生成线间电压指令值信号Xuv，根据相电压指令值信号Xv与Xw的差分生成线间电压指令值信号Xvw，根据相电压指令值信号Xw与Xu的差分生成线间电压指令值信号Xwu。线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu是用于对系统互联逆变器系统A输出的线间电压的波形作出指令的信号。
另外，指令值信号生成部52生成使线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu的极性反转的信号Xvu、Xwv、Xuw。另外，也可以不是使极性反转，而是根据相电压指令值信号Xv与Xu的差分生成信号Xvu，根据相电压指令值信号Xw与Xv的差分生成信号Xwv，根据相电压指令值信号Xu与Xw的差分生成信号Xuw。
指令值信号生成部52使用线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu、信号Xvu、Xwv、Xuw、值是“0”的零信号和值是“2”的信号，生成指令值信号Xu1、Xv1、Xw1。在本实施形态中，由于为了归一化将相电压指令值信号Xu、Xv、Xw的振幅取为“1”，所以线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu的振幅成为(参照图4(a))。指令值信号Xu1、Xv1、Xw1的上限值需要成为线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu的振幅以上的值。因此，在本实施形态中，由于将该上限值取为“2”，所以使用值是“2”的信号。另外，由于该上限值只要是线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu的振幅以上的值即可，所以根据所设定的调制度，设定以上的规定的值作为上限值。后述的载波信号的振幅根据上限值设定。
图8是用于说明由指令值信号生成部52进行的从线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu生成指令值信号Xu1、Xv1、Xw1的处理(以下记为“指令值信号生成处理”。)的流程图。指令值信号生成处理在规定的时刻执行。
首先，取得相电压指令值信号Xu、Xv、Xw和线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu(S1)。接着，判别Xuv的绝对值是否大于Xvw的绝对值(S2)。在Xuv的绝对值较大的情况下(S2：“是(YES)”)，判别Xuv的绝对值是否大于Xwu的绝对值(S3)。在Xuv的绝对值较大的情况下(S3：“是”)，即Xuv的绝对值最大的情况下，进入到步骤S5。另一方面，在Xuv的绝对值为Xwu的绝对值以下的情况下(S3：“否(NO)”)，即Xwu的绝对值最大的情况下，进入到步骤S6。在步骤S2中，在Xuv的绝对值为Xvw的绝对值以下的情况下(S2：“否”)，判别Xvw的绝对值是否大于Xwu的绝对值(S4)。在Xvw的绝对值较大的情况下(S4：“是”)，即Xvw的绝对值最大的情况下，进入到步骤S7。另一方面，在Xvw的绝对值为Xwu的绝对值以下的情况下(S4：“否”)，即Xwu的绝对值最大的情况下，进入到步骤S6。在步骤S2～S4中，在Xuv、Xvw、Xwu中判定绝对值最大的信号。
在Xuv的绝对值判定为最大，进入到步骤S5的情况下，判别Xu是否是正的值(S5)。在Xu是正的值的情况下(S5：“是”)，使指令值信号Xu1成为Xuv，使指令值信号Xv1成为“0”，使指令值信号Xw1成为Xvw的负值(S8)。另一方面，在Xu为“0”以下的情况下(S5：“否”)，使Xu1成为“2”加上Xuv的值，使Xv1成为“2”，使Xw1成为从“2”减去Xvw的值(S9)。
在判定为Xwu的绝对值最大，进入到步骤S6的情况下，判别Xw是否是正的值(S6)。在Xw是正的值的情况下(S6：“是”)，使Xu1成为“0”，使Xv1成为Xuv的负值，使Xw1成为Xwu(S10)。另一方面，在Xw为“0”以下的情况下(S6：“否”)，使Xu1成为“2”，使Xv1成为从“2”减去Xuv的值，使Xw1成为“2”加上Xwu的值(S11)。
在判定为Xvw的绝对值最大，进入到步骤S7的情况下，判别Xv是否是正的值(S7)。在Xv是正的值的情况下(S7：“是”)，使Xu1成为Xwu的负值，使Xv1成为Xvw，使Xw1成为“0”(S12)。另一方面，在Xv为“0”以下的情况下(S7：“否”)，使Xu1成为从“2”减去Xwu的值，使Xv1成为“2”加上Xvw的值，使Xw1成为“2”(S13)。
即，在指令值信号生成处理中，在线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu中判定绝对值最大的信号，判定与绝对值最大的信号相对应的相电压指令值信号的正负，根据其判定结果决定指令值信号Xu1、Xv1、Xw1。即，判定图3所示的矢量图的某一种模式的状态，决定各相的指令值信号Xu1、Xv1、Xw1以使与所判定的模式的矢量图相对应。
在图3(a)所示的模式1的状态的情况下，连接正三角形T的顶点v和顶点w的边vw在Y轴上的正投影的长度为其它的边wu、uv在Y轴上的正投影的长度以上。即，矢量Pvw在Y轴上的正投影的长度为矢量Pwu、Puv在Y轴上的正投影的长度以上(各矢量未图示。)。这表示线间电压指令值信号Xvw的绝对值为线间电压指令值信号Xwu、Xuv的绝对值以上。另外，在模式1的状态的情况下，矢量Pv的Y坐标成为负的值。这表示相电压指令值信号Xv是负的值。即，在模式1的状态下，线间电压指令值信号Xvw的绝对值为最大，相电压指令值信号Xv为负的值。
另外，在模式1的状态的情况下，正三角形T的顶点u的Y坐标成为B(图8中，由于说明B＝“2”的情况，所以以下作为“2”。)加上矢量Puw的Y坐标(即，从“2”减去矢量Pwu的Y坐标的值)。这表示相电压指令值信号Xu1成为从“2”减去线间电压指令值信号Xwu的值。另外，正三角形T的顶点v的Y坐标成为“2”加上矢量Pvw的Y坐标的值。这表示相电压指令值信号Xv1成为“2”加上线间电压指令值信号Xvw的值。另外，正三角形T的顶点w由于固定在最大点，所以顶点w的Y坐标固定为“2”。这表示相电压指令值信号Xw1成为“2”。
因此，在图8所示的流程图中，Xvw的绝对值最大且Xv是负的值的情况(S7：“否”)是模式1的状态，此时，使Xu1成为从“2”减去Xwu的值，使Xv1成为“2”加上Xvw的值，使Xw1成为“2”(S13)。
同样，在图3(b)所示的模式2的状态的情况下，矢量Puv在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pu的Y坐标值成为正的值。即，线间电压指令值信号Xuv的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xu成为正的值(图8中，S5：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为矢量Puv的Y坐标的值、“0”、矢量Pvw的Y坐标的负值。因此，使Xu1成为Xuv，使Xv1成为“0”，使Xw1成为Xvw的负值(图8中的S8)。
在图3(c)所示的模式3的状态的情况下，矢量Pwu在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pw的Y坐标值成为负的值。即，线间电压指令值信号Xwu的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xw成为负的值(图8中，S6：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“2”、从“2”减去矢量Puv的Y坐标的值、“2”加上矢量Pwu的Y坐标的值。因此，使Xu1成为“2”，使Xv1成为从“2”减去Xuv的值，使Xw1成为“2”加上Xwu的值(图8中的S11)。
在图3(d)所示的模式4的状态的情况下，矢量Pvw在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pv的Y坐标值成为正的值。即，线间电压指令值信号Xvw的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xv成为正的值(图8中，S7：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为矢量Pwu的Y坐标的负值、矢量Pvw的Y坐标的值、“0”。因此，使Xu1成为Xwu的负值，使Xv1成为Xvw，使Xw1成为“0”(图8中的S12)。
在图3(e)所示的模式5的状态的情况下，矢量Puv在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pu的Y坐标值成为负的值。即，线间电压指令值信号Xuv的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xu成为负的值(图8中，S5：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“2”加上矢量Puv的Y坐标的值、“2”、从“2”减去矢量Pvw的Y坐标的值。因此，使Xu1成为“2”加上Xuv的值，使Xv1成为“2”，使Xw1成为从“2”减去Xvw的值(图8中的S9)。
在图3(f)所示的模式6的状态的情况下，矢量Pwu在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pw的Y坐标值成为正的值。即，线间电压指令值信号Xwu的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xw成为正的值(图8中，S6：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“0”、矢量Puv的Y坐标的负值、矢量Pwu的Y坐标的值。因此，使Xu1成为“0”，使Xv1成为Xuv的负值，使Xw1成为Xwu(图8中的S10)。
由指令值信号生成处理生成的指令值信号Xu1、Xv1、Xw1的波形成为如图4(c)所示的波形Xu1、Xv1、Xw1那样的波形。即，在模式1中，由于在图8的流程图中进入到步骤S13，所以波形Xu1成为使波形Xuw(参照图4(b))向上方移动了“2”的波形，波形Xv1成为使波形Xvw(参照图4(a))向上方移动了“2”的波形，波形Xw1成为固定为“2”的波形。另外，在模式2中，由于在图8的流程图中进入到步骤S8，所以波形Xu1成为波形Xuv，波形Xv1成为固定为“0”的波形，波形Xw1成为波形Xwv。在模式3中，由于在图8的流程图中进入到步骤S11，所以波形Xu1成为固定为“2”的波形，Xv1成为使波形Xvu向上方移动了“2”的波形，波形Xw1成为使波形Xwu向上方移动了“2”的波形。在模式4中，由于在图8的流程图中进入到步骤S12，所以波形Xu1成为波形Xuw，波形Xv1成为波形Xvw，波形Xw1成为固定为“0”的波形。在模式5中，由于在图8的流程图中进入到步骤S9，所以波形Xu1成为使波形Xuv向上方移动了“2”的波形，波形Xv1成为固定为“2”的波形，波形Xw1成为使波形Xwv向上方移动了“2”的波形。在模式6中，由于在图8的流程图中进入到步骤S10，所以波形Xu1成为固定为“0”的波形，波形Xv1成为波形Xvu，波形Xw1成为波形Xwu。
另外，图8所示的流程图是指令值信号生成处理的1个例子，但不限于该例。例如，也可以利用由各相电压指令值信号Xu、Xv、Xw的差分计算出各线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu的情况，使用相电压指令值信号Xu、Xv、Xw计算步骤S8～S13中的指令值信号Xu1、Xv1、Xw1。例如，在步骤S8的情况下，也可以为Xu1＝Xu-Xv，Xv1＝0，Xw1＝Xw-Xv，在步骤S9的情况下，也可以为Xu1＝2+Xu-Xv，Xv1＝2，Xw1＝2+Xw-Xv。
另外，也可以根据U相的相电压指令值信号Xu的相位，生成指令值信号Xu1、Xv1、Xw1。
图9是用于说明其它的指令值信号生成部处理的流程图。在该指令值信号生成处理中，根据相电压指令值信号Xu的相位生成指令值信号Xu1、Xv1、Xw1。
首先，取得线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu和相电压指令值信号Xu的相位θ(S21)。将相位θ调整成-π/6≤θ＜11π/6。接着，判别相位θ是否大于等于-π/6且小于π/6(S22)。在相位θ符合该范围的情况下(S22：“是”)，使Xu1成为从“2”减去Xwu的值，使Xv1成为“2”加上Xvw的值，使Xw1成为“2”(S23)。即，在-π/6≤θ＜π/6的情况下，判定为是图3所示的矢量图的模式1的状态，决定各相的指令值信号以使与模式1的矢量图相对应。
在相位θ不符合步骤S22的范围的情况下(S22：“否”)，判别相位θ是否大于等于π/6且小于π/2(S24)。在相位θ符合该范围的情况下(S24：“是”)，使Xu1成为Xuv，使Xv1成为“0”，使Xw1成为Xvw的负值(S25)。即，在π/6≤θ＜π/2的情况下，判定为是图3所示的矢量图的模式2的状态，决定各相的指令值信号以使与模式2的矢量图相对应。
在相位θ不符合步骤S24的范围的情况下(S24：“否”)，判别相位θ是否大于等于π/2且小于5π/6(S26)。在相位θ符合该范围的情况下(S26：“是”)，使Xu1成为“2”，使Xv1成为从“2”减去Xuv的值，使Xw1成为“2”加上Xwu的值(S27)。即，在π/2≤θ＜5π/6的情况下，判定为是图3所示的矢量图的模式3的状态，决定各相的指令值信号以使与模式3的矢量图相对应。
在相位θ不符合步骤S26的范围的情况下(S26：“否”)，判别相位θ是否大于等于5π/6且小于7π/6(S28)。在相位θ符合该范围的情况下(S28：“是”)，使Xu1成为Xwu的负值，使Xv1成为Xvw，使Xw1成为“0”(S29)。即，在5π/6≤θ＜7π/6的情况下，判定为是图3所示的矢量图的模式4的状态，决定各相的指令值信号以使与模式4的矢量图相对应。
在相位θ不符合步骤S28的范围的情况下(S28：“否”)，判别相位θ是否大于等于7π/6且小于3π/2(S30)。在相位θ符合该范围的情况下(S30：“是”)，使Xu1成为“2”加上Xuv的值，使Xv1成为“2”，使Xw1成为从“2”减去Xvw的值(S31)。即，在7π/6≤θ＜3π/2的情况下，判定为是图3所示的矢量图的模式5的状态，决定各相的指令值信号以使与模式5的矢量图相对应。
在相位θ不符合步骤30的范围的情况下(S30：“否”)，即在相位θ大于等于7π/6且小于11π/6的情况下，使Xu1成为“0”，使Xv1成为Xuv的负值，使Xw1成为Xwu(S32)。即，在7π/6≤θ＜11π/6的情况下，判定为是图3所示的矢量图的模式6的状态，决定各相的指令值信号以使与模式6的矢量图相对应。
另外，指令值信号生成部52不限于分别单独生成指令值信号Xu1、Xv1、Xw1。指令值信号生成部52例如也可以仅生成指令值信号Xu1，将使指令值信号Xu1的相位滞后2π/3的信号作为指令值信号Xv1，将使指令值信号Xu1的相位滞后4π/3的信号作为指令值信号Xw1输出。
返回到图7，PWM信号生成部53基于在其内部生成的规定频率(例如4kHz)的载波信号(例如三角波信号)、从指令值信号生成部52输入的指令值信号Xu1、Xv1、Xw1，生成PWM信号P，输出到逆变器电路2。PWM信号生成部53将下限值作为指令值信号Xu1、Xv1、Xw1的下限值(即“0”)，将上限值作为指令值信号Xu1、Xv1、Xw1的上限值(即“2”)，将在该期间变化的三角波信号生成为载波信号。另外，在本实施形态中，使载波信号的上限值和下限值分别与指令值信号Xu1、Xv1、Xw1的上限值和下限值一致，但不限于这种情况。例如，也可以使载波信号的振幅比指令值信号Xu1、Xv1、Xw1的振幅小。但是，在这种情况下由于成为过调制，调制的精度差，所以优选上限值和下限值分别一致。
PWM信号生成部53，将在指令值信号Xu1为载波信号以上的期间成为高电平，在指令值信号Xu1小于载波信号的期间成为低电平的脉冲信号，生成为输入到逆变器电路2的开关元件S1(参照图6)的PWM信号P1。另外，在PWM信号P1的生成时，去除脉冲宽度比规定值小的脉冲。因此，在指令值信号Xu1被固定为“0”期间，即使载波信号成为“0”，也不会瞬间成为高电平，持续低电平。另外，PWM信号生成部53同样根据指令值信号Xv1与载波信号的比较，生成输入到开关元件S2的PWM信号P2，根据指令值信号Xw1与载波信号的比较，生成输出到开关元件S3中的PWM信号P3。另外，PWM信号生成部53使PWM信号P1、P2、P3的极性反转，生成分别输入到开关元件S4、S5、S6的PWM信号P4、P5、P6。所生成的PWM信号P1～P6分别输入到逆变器电路2的开关元件S1～S6的基极端子。
图10是用于说明从指令值信号Xu1和载波信号生成PWM信号P1、P4的方法的图。该图中，用波形X表示指令值信号Xu1，用波形C表示载波信号，用波形P1、P4表示PWM信号P1、P4。图10中，在波形X为波形C以上的期间，波形P1成为高电平，在波形X比波形C小的期间，波形P1成为低电平。另外，波形P4成为将波形P1的极性反转的波形。
另外，PWM信号生成部53的结构不限于上述的结构。只要是能够从指令值信号Xu1、Xv1、Xw1生成PWM信号P的结构，也可以使用其它的方法。例如，也可以代替三角波信号，使载波信号成为锯齿波信号。另外，也可以使用与载波信号进行比较的方法以外的方法。另外，也可以使用PWM保持法，从线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu计算脉冲宽度(以下，记为“针对线间电压的脉冲宽度”。)，根据规定的算法，将针对线间电压的脉冲宽度转换为针对相电压的脉冲宽度，基于针对相电压的脉冲宽度生成PWM信号P(参照特开2010-68630号公报)。
另外，控制电路5既可以作为模拟电路实现，也可以作为数字电路实现。另外，也可以用程序设计各部分进行的处理，通过执行该程序，使计算机作为控制电路5起作用。另外，也可以预先在记录介质中记录该程序，使计算机进行读取。另外，以下有时将逆变器电路2和控制电路5合在一起记载为逆变装置。
在本实施形态中，控制电路5的指令值信号生成部52输出成为图4(c)所示的波形那样的指令值信号Xu1、Xv1、Xw1，PWM信号生成部53基于指令值信号Xu1、Xv1、Xw1生成PWM信号P，输出到逆变器电路2。逆变器电路2基于PWM信号P，进行开关元件S1～S6的开关动作。由此，直流电源1输出的直流电力转换为交流电力并输出。
系统互联逆变器系统A输出的相电压信号Vu1、Vv1、Vw1的波形，与图4(c)所示的指令值信号Xu1、Xv1、Xw1的波形相同。根据图4可知，指令值信号Xu1与Xv1的差分信号，与线间电压指令值信号Xuv一致。例如，在模式1中，由于Xu1＝2-Xwu，Xv1＝2+Xvw， Xwu = ( 3 ) · sin ( ωt - 7 π / 6 ) , Xvw = ( 3 ) · sin ( ωt - 2 / π ) , 所以其差分为 Xu 1 - Xv 1 = 2 - Xwu - 2 - Xvw = - ( 3 ) · sin ( ωt - 7 π / 6 ) - ( 3 ) · sin ( ωt - π / 2 ) = ( 3 ) · sin ( ωt - π / 6 ) = Vuv . 即，指令值信号Xu1与Xv1的差分信号与线间电压指令值信号Xuv一致，这一点通过计算也能够确认。在模式2～6中也同样能够确认Xu1-Xv1＝Xuv。同样，指令值信号Xv1与Xw1的差分信号与线间电压指令值信号Xvw一致，指令值信号Xw1与Xu1的差分信号与线间电压指令值信号Xwu一致。因此，作为相电压信号Vu1、Vv1、Vw1的差分信号的线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu的波形，与图4(a)所示的线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu的波形Xuv、Xvw、Xwu相同。即，由于线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu为三相平衡的正弦波信号，所以能够与系统B的系统电压同步。因此，能够将系统互联逆变器系统A输出的交流电力供给到系统B。
如图10的波形P1所示的那样，PWM信号P1在指令值信号Xu1(波形X)固定为“0”的期间持续低电平，在固定为“2”的期间持续高电平。在这些期间，开关元件S1停止开关动作。因此，由于能够削减开关元件的开关动作的次数，所以能够降低开关损耗。另外，PWM信号P1持续高电平的时间与持续低电平的时间相同。另外，PWM信号P4是使PWM信号P1的极性反转的信号。因此，PWM信号P1持续高电平的时间与PWM信号P4持续高电平的时间相同。由此，开关S1为导通状态的时间与开关元件S4为导通状态的时间相同。因此，开关元件S1和开关元件S4的劣化同样地进行，两者的寿命相同。另外，由于两者的发热量也相同，所以容易设计冷却部件。
本实施形态的控制电路5的反馈控制电路51和PWM信号生成部53与现有的控制电路500(参照图48)的部分共通。因此，仅在现有的控制电路500中追加指令值信号生成部52就能够实现。
在上述实施形态中，说明了指令值信号Xu1、Xv1、Xw1的下限值是“0”，上限值是“2”的情况，但不限于这种情况。例如，也可以如下限值是“-1”，上限值是“1”那样，生成指令值信号Xu1、Xv1、Xw1。在这种情况下，在PWM信号生成部53中使用的载波信号的下限值和上限值也需要设定成与指令值信号Xu1、Xv1、Xw1的下限值和上限值相对应的值。
在上述实施形态中，说明了直流电源1的负极接地，负极的电位是“0”的情况，但不限于这种情况。例如，在直流电源1的正极接地，正极的电位是“0”的情况，或者正极的电位是正的电位，负极的电位是负的电位的情况等中，也能够应用本发明。
在上述实施形态中，生成成为图4(c)所示的波形Xu1、Xv1、Xw1的指令值信号Xu1、Xv1、Xw1，进行逆变器电路2的控制，但不限于此。也可以生成其它波形的指令值信号，进行逆变器电路2的控制。将生成其它波形的指令值信号的控制方法作为第二至第四实施方式，在以下进行说明。将第二实施方式的指令值信号记为Xu2、Xv2、Xw2，将第三实施方式的指令值信号记为Xu3、Xv3、Xw3，将第四实施方式的指令值信号记为Xu4、Xv4、Xw4。第二至第四实施方式仅是在指令值信号生成部52中进行的指令值信号生成处理与第一实施方式不同。由于其它的结构与第一实施方式相同，所以省略说明。
图11是用矢量图说明第二实施方式的控制的考虑方法的图。
图11所示的第二实施方式的控制的考虑方法与图3所示的第一实施方式的控制的考虑方法相同，将正三角形T的各顶点固定在原点和最大点(X坐标是“0”且Y坐标是B的点)。但是，在第二实施方式和第一实施方式中，固定的顶点不同。在图11中，与图3相同，表示中性点N、矢量Pu和正三角形T，除了图11(a)的左面的图以外，省略矢量Pv、Pw的记载。另外，在各图中，在固定的顶点上标注空心圆。
该图(a)表示角度θ(矢量Pu与X轴所成角度)从-π/6到π/6变化时的状态。-π/6≤θ≤π/6时，正三角形T的顶点v固定到原点，以顶点v为中心，正三角形T沿着逆时针方向(是图中表示的虚线箭头的方向，以下也相同。)旋转π/3。将该状态作为“模式1”。该图(a)表示在模式1中，V相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝-π/6时的情况，中央的图表示θ＝0时的情况，右面的图表示θ＝π/6时的情况。当θ＝π/6时，正三角形T以使顶点u与最大点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从V相的电位固定为“0”的状态变化到U相的电位固定为B的状态。
该图(b)表示角度θ从π/6到π/2(＝3π/6)变化时的状态。π/6≤θ≤π/2时，正三角形T的顶点u固定到最大点，以顶点u为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式2”。该图(b)表示在模式2中，U相的电位固定为B。左面的图表示θ＝π/6时的情况，中央的图表示θ＝π/3(＝2π/6)时的情况，右面的图表示θ＝π/2(＝3π/6)时的情况。左面的图是与该图(a)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝π/2时，正三角形T以使顶点w与原点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从U相的电位固定为B的状态变化到W相的电位固定为“0”的状态。
该图(c)表示角度θ从π/2(＝3π/6)到5π/6变化时的状态。π/2≤θ≤5π/6时，正三角形T的顶点w固定到原点，以顶点w为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式3”。该图(c)表示在模式3中，W相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝π/2(＝3π/6)时的情况，中央的图表示θ＝2π/3(＝4π/6)时的情况，右面的图表示θ＝5π/6时的情况。左面的图是与该图(b)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝5π/6时，正三角形T以使顶点v与最大点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从W相的电位固定为“0”的状态变化到V相的电位固定为B的状态。
该图(d)表示角度θ从5π/6到7π/6变化时的状态。5π/6≤θ≤7π/6时，正三角形T的顶点v固定到最大点，以顶点v为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式4”。该图(d)表示在模式4中，V相的电位固定为B。左面的图表示θ＝5π/6时的情况，中央的图表示θ＝π(＝6π/6)时的情况，右面的图表示θ＝7π/6时的情况。左面的图是与该图(c)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝7π/6时，正三角形T以使顶点u与原点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从V相的电位固定为B的状态变化到U相的电位固定为“0”的状态。
该图(e)表示角度θ从7π/6到3π/2(＝9π/6)变化时的状态。7π/6≤θ≤3π/2时，正三角形T的顶点u固定到原点，以顶点u为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式5”。该图(e)表示在模式5中，U相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝7π/6时，中央的图表示θ＝4π/3(＝8π/6)时的情况，右面的图表示θ＝3π/2(＝9π/6)时的情况。左面的图是与该图(d)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝3π/2时，正三角形T以使顶点w与最大点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从U相的电位固定为“0”的状态变化到W相的电位固定为B的状态。
该图(f)表示角度θ从3π/2(＝9π/6)到11π/6(＝-π/6)变化时的状态。3π/2≤θ≤11π/6时，正三角形T的顶点w固定到最大点，以顶点w为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式6”。该图(f)表示在模式6中，W相的电位固定为B。左面的图表示θ＝3π/2(＝9π/6)时的情况，中央的图表示θ＝5π/3(＝10π/6)时的情况，右面的图表示θ＝11π/6时的情况。左面的图是与该图(e)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝11π/6时，正三角形T以使顶点v与原点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从W相的电位固定为B的状态变化到V相的电位固定为“0”的状态。位移后的图与该图(a)的左面的图相同。以后，反复进行模式1～6。
在图11所示的矢量图中，各相的相电压用正三角形T的各顶点的Y坐标表示。在模式1中，由于顶点v固定到原点，所以从顶点v向顶点u的矢量Puv在Y轴上的正投影成为U相的相电压(参照该图(a))。因此，在模式1中，可以将指令值信号Xu2取为线间电压指令值信号Xuv。在模式2中，由于顶点u固定到最大点，所以U相的相电压成为B(参照该图(b))。因此，在模式2中，可以将指令值信号Xu2取为值是B的信号。在模式3中，由于顶点w固定到原点，所以从顶点w向顶点u的矢量Puw在Y轴上的正投影成为U相的相电压(参照该图(c))。因此，在模式3中，可以将指令值信号Xu2取为信号Xuw(＝-Xwu)。在模式4中，由于顶点v固定到最大点，所以从顶点v向顶点u的矢量Puv在Y轴上的正投影加上B的值成为U相的相电压(参照该图(d))。因此，在模式4中，可以将指令值信号Xu2取为信号Xuv加上B的值。在模式5中，由于顶点u固定到原点，所以U相的相电压成为“0”(参照该图(e))。因此，在模式5中，可以将指令值信号Xu2取为值是“0”的零信号。在模式6中，由于顶点w固定到最大点，所以从顶点w向顶点u的矢量Puw在Y轴上的正投影加上B的值成为U相的相电压(参照该图(f))。因此，在模式6中，可以将指令值信号Xu2取为信号Xuw(＝-Xwu)加上B的值。
同样，V相的指令值信号Xv2在模式1中取为零信号，在模式2中取为Xvu加上B的值，在模式3中取为线间电压指令值信号Xvw，在模式4中取为值是B的信号，在模式5中取为信号Xvu，在模式6取为线间电压指令值信号Xvw加上B的值。另外，可以将W相的指令值信号Xw2在模式1中取为信号Xwv，在模式2中取为线间电压指令值信号Xwu加上B的值，在模式3中取为零信号，在模式4中取为信号Xwv加上B的值，在模式5中取为线间电压指令值信号Xwu，在模式6中取为值是B的信号。
图12是用于说明在第二实施方式的指令值信号生成部52中进行的指令值信号生成处理的流程图。指令值信号生成处理在规定的时刻执行。
在该图所示的流程图中，步骤S41～47与第一实施方式的指令值信号生成处理的流程图(参照图8)的步骤S1～S7相同。因此，省略步骤S41～47的详细说明。步骤S41～47判定线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu中绝对值最大的信号，判定与绝对值最大的信号相对应的相电压指令值信号的正负。然后，在步骤S48～S53中，根据判定结果决定指令值信号Xu2、Xv2、Xw2。即，判定是图11所示的矢量图的哪一种模式的状态，决定各相的指令值信号Xu2、Xv2、Xw2以使与所判定的模式的矢量图相对应。
在判定为Xuv的绝对值最大、Xu是正的值的情况下(S45：“是”)，指令值信号Xu2成为“2”，指令值信号Xv2成为从“2”减去Xuv的值，指令值信号Xw2成为“2”加上Xwu的值(S48)。在判定为Xuv的绝对值最大、Xu是负的值的情况下(S45：“否”)，指令值信号Xu2成为“0”，指令值信号Xv2成为Xuv的负值，指令值信号Xw2成为Xwu(S49)。在判定为Xwu的绝对值最大、Xw是正的值的情况下(S46：“是”)，指令值信号Xu2成为从“2”减去Xwu的值，指令值信号Xv2成为“2”加上Xvw的值，指令值信号Xw2成为“2”(S50)。在判定为Xwu的值绝对值最大、Xw是负的值的情况下(S46：“否”)，指令值信号Xu2成为Xwu的负值，指令值信号Xv2成为Xvw，指令值信号Xw2成为“0”(S51)。在判定为Xvw的绝对值最大、Xv是正的值的情况下(S47：“是”)，指令值信号Xu2成为“2”加上Xuv的值，指令值信号Xv2成为“2”，指令值信号Xw2成为从“2”减去Xvw的值(S52)。在判定为Xvw的绝对值最大、Xv是负的值的情况下(S47：“否”)，指令值信号Xu2成为Xuv，指令值信号Xv2成为“0”，指令值信号Xw2成为Xvw的负值(S53)。
在图11(a)所示的模式1的状态的情况下，矢量Pvw在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pv的Y坐标成为负的值。即，线间电压指令值信号Xvw的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xv成为负的值(图12中，S47：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为矢量Puv的Y坐标的值、“0”、矢量Pvw的Y坐标的负值。因此，将Xu2取为Xuv，将Xv2取为“0”，将Xw2取为Xvw的负值(图12中的S53)。
在图11(b)所示的模式2的状态的情况下，矢量Puv在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pu的Y坐标成为正的值。即，线间电压指令值信号Xuv的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xu成为正的值(图12中，S45：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为B(另外，图12中由于说明了B＝“2”的情况，所以以下作为“2”)、“2”加上矢量Pvu的Y坐标的值(即，从“2”减去矢量Puv的Y坐标的值)、“2”加上矢量Pwu的Y坐标的值。因此，将Xu2取为“2”，将Xv2取为从“2”减去Xuv的值，将Xw2取为“2”加上Xwu的值(图12中的S48)。
在图11(c)所示的模式3的状态的情况下，矢量Pwu在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pw的Y坐标成为负的值。即，线间电压指令值信号Xwu的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xw成为负的值(图12中，S46：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为矢量Pwu的Y坐标的负值、矢量Pvw的Y坐标的值、“0”。因此，将Xu2取为Xwu的负值，将Xv2取为Xvw，将Xw2取为“0”(图12中的S51)。
在图11(d)所示的模式4的状态的情况下，矢量Pvw在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pv的Y坐标成为正的值。即，线间电压指令值信号Xvw的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xv成为正的值(图12中，S47：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“2”加上矢量Puv的Y坐标的值、“2”、从“2”减去矢量Pvw的Y坐标的值。因此，将Xu2取为“2”加上Xuv的值，将Xv2取为“2”，将Xw2取为从“2”减去Xvw的值(图12中的S52)。
在图11(e)所示的模式5的状态的情况下，矢量Puv在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pu的Y坐标成为负的值。即，线间电压指令值信号Xuv的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xu成为负的值(图12中，S45：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“0”、矢量Puv的Y坐标的负值、矢量Pwu的Y坐标的值。因此，将Xu2取为“0”，将Xv2取为Xuv的负值，将Xw2取为Xwu(图12中的S49)。
在图11(f)所示的模式6的状态的情况下，矢量Pwu在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pw的Y坐标成为正的值。即，线间电压指令值信号Xwu的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xw成为正的值(图12中，S46：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为从“2”减去矢量Pwu的Y坐标的值、“2”加上矢量Pvw的Y坐标的值、“2”。因此，将Xu2取为从“2”减去Xwu的值，将Xv2取为“2”加上Xvw的值，将Xw2取为“2”(图12中的S50)。
另外，图12所示的流程是指令值信号生成处理的一个例子，并不限于该例。
由第二实施方式的指令值信号生成处理生成的指令值信号Xu2、Xv2、Xw2的波形，成为图13(c)所示的波形Xu2、Xv2、Xw2那样的波形。
图13用于说明指令值信号Xu2、Xv2、Xw2的波形。
由于图13(a)所示的波形Xuv、Xvw、Xwu与图49(a)所示的波形Xuv、Xvw、Xwu相同，图13(b)所示的波形Xuv、Xwv、Xuw与图49(b)所示的波形Xvu、Xwv、Xuw相同，所以省略说明。图13中也以相电压指令值信号Xu的相位为基准进行记载。
图13(c)所示的波形Xu2、Xv2、Xw2分别是指令值信号Xu2、Xv2、Xw2的波形。如在图11和图12中说明过的那样，分为模式1～6生成指令值信号Xu2、Xv2、Xw2。图13(c)中，表示B＝2时的各波形。
在模式1(-π/6≤θ≤π/6)中，由于在图12的流程图中进入到步骤S53，所以波形Xu2成为波形Xuv(参照图13(a))，波形Xv2成为固定为“0”的波形，波形Xw2成为波形Xwv(参照图13(b))。另外，在模式2(π/6≤θ≤π/2)中，由于在图12的流程图中进入到步骤S48，所以波形Xu2成为固定为“2”的波形，波形Xv2成为使波形Xvu向上方移动了“2”的波形，波形Xw2成为使波形Xwu向上方移动了“2”的波形。在模式3(π/2≤θ≤5π/6)中，由于在图12的流程图中进入到步骤S51，所以波形Xu2成为波形Xuw，波形Xv2成为波形Xvw，波形Xw2成为固定为“0”的波形。在模式4(5π/6≤θ≤7π/6)中，由于在图12的流程图中进入到步骤S52，所以波形Xu2成为使波形Xuv向上方移动了“2”的波形，Xv2成为固定为“2”的波形，Xw2成为使波形Xwv向上方移动了“2”的波形。在模式5(7π/6≤θ≤3π/2)中，由于在图12的流程图中进入到步骤S49，所以波形Xu2成为固定为“0”的波形，Xv2成为波形Xvu，波形Xw2成为波形Xwu。在模式6(3π/2≤θ≤11π/6)中，由于在图12的流程图中进入到步骤S50，所以波形Xu2成为使波形Xuw向上方移动了“2”的波形，波形Xv2成为使波形Xvw向上方移动了“2”的波形，波形Xw2成为固定为“2”的波形。
根据图13可知，指令值信号Xu2与Xv2的差分信号、Xv2与Xw2的差分信号、Xw2与Xu2的差别信号，分别与线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu一致。因此，系统互联逆变器系统A输出的作为相电压信号Vu2与Vv2的差分信号的线间电压信号Vuv、作为Vv2与Vw2的差分信号的线间电压信号Vvw、作为Vw2与Vu2的差分信号线间电压信号Vwu的波形，与图13(a)所示的波形Xuv、Xvw、Xwu相同。即，线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu由于成为三相平衡的正弦波信号，所以能够与系统B的系统电压同步。因此，能够将系统互联逆变器系统A输出的交流电力供给到系统B。
另外，指令值信号Xu2、Xv2、Xw2在周期的1/6固定为“0”，在周期的1/6固定为“2”(参照图13(c)的波形Xu2、Xv2、Xw2)。因此，能够起到与第一实施方式相同的效果。
在第二实施方式中也与第一实施方式相同，不限定指令值信号Xu2、Xv2、Xw2的上限值和上限值。例如，也可以使下限值为“-1”，上限值为“1”那样生成指令值信号Xu2、Xv2、Xw2。在这种情况下，在PWM信号生成部53中使用载波信号的下限值和上限值也需要设定与指令值信号Xu2、Xv2、Xw2的下限值和上限值相对应的值。
接着，说明第三实施方式。
图14是用于用矢量说明第三实施方式的控制的考虑方法的图。
图14所示的第三实施方式的控制的考虑方法与图3所示的第一实施方式的控制的考虑方法相同，将正三角形T的各顶点固定到原点和最大点(X坐标是“0”，Y坐标是B的点)。但是，第三实施方式和第一实施方式中切换所固定的顶点的时刻不同。在图14中，与图3相同，表示中性点N、矢量Pu和正三角形T。除了图14(a)的左面的图以外，省略矢量Pv、Pw的记载。另外，各图中在固定的顶点上标注空心圆。
该图(a)表示角度θ(矢量Pu与X轴所成角度)从0到π/3变化时的状态。0≤θ≤π/3时，正三角形T的顶点v固定到原点，以顶点v为中心，正三角形T沿着逆时针方向(是图中表示的虚线箭头的方向，以下也相同。)旋转π/3。将该状态作为“模式1”。该图(a)表示在模式1中，V相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝0时的情况，中央的图表示θ＝π/6时的情况，右面的图表示θ＝π/3时的情况。当θ＝π/3时，正三角形T以使顶点u与最大点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从V相的电位固定为“0”的状态变化到U相的电位固定为B的状态。
该图(b)表示角度θ从π/3到2π/3变化时的状态。π/3≤θ≤2π/3时，正三角形T的顶点u固定到最大点，以顶点u为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式2”。该图(b)表示在模式2中，U相的电位固定为B。左面的图表示θ＝π/3时的情况，中央的图表示θ＝π/2时的情况，右面的图表示θ＝2π/3时的情况。左面的图是与该图(a)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝2π/3时，正三角形T以使顶点w与原点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从U相的电位固定为B的状态变化到W相的电位固定为“0”的状态。
该图(c)表示角度θ从2π/3到π(＝3π/3)变化时的状态。2π/3≤θ≤π时，正三角形T的顶点w固定到原点，以顶点w为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式3”。该图(c)表示在模式3中，W相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝2π/3时的情况，中央的图表示θ＝5π/6时的情况，右面的图表示θ＝π时的情况。左面的图是与该图(b)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝π时，正三角形T以使顶点v与最大点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从W相的电位固定为“0”的状态变化到V相的电位固定为B的状态。
该图(d)表示角度θ从π到4π/3变化时的状态。π≤θ≤4π/3时，正三角形T的顶点v固定到最大点，以顶点v为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式4”。该图(d)表示在模式4中，V相的电位固定为B。左面的图表示θ＝π时的情况，中央的图表示θ＝7π/6时的情况，右面的图表示θ＝4π/3时的情况。左面的图是与该图(c)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝4π/3时，正三角形T以使顶点u与原点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从V相的电位固定为B的状态变化到U相的电位固定为“0”的状态。
该图(e)表示角度θ从4π/3到5π/3变化时的状态。4π/3≤θ≤5π/3时，正三角形T的顶点u固定到原点，以顶点u为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式5”。该图(e)表示在模式5中，U相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝4π/3时的情况，中央的图表示θ＝3π/2(＝9π/6)时的情况，右面的图表示θ＝5π/3时的情况。左面的图是与该图(d)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝5π/3时，正三角形T以使顶点w与最大点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从U相的电位固定为“0”的状态变化到W相的电位固定为B的状态。
该图(f)表示角度θ从5π/3到2π(＝6π/3＝0)变化时的状态。5π/3≤θ≤2π时，正三角形T的顶点w固定到最大点，以顶点w为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/3。将该状态作为“模式6”。该图(f)表示在模式6中，W相的电位固定为B。左面的图表示θ＝5π/3时，中央的图表示θ＝11π/6时的情况，右面的图表示θ＝2π时的情况。左面的图是与该图(e)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝2π时，正三角形T以使顶点v与原点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从W相的电位固定为B的状态变化到V相的电位固定为“0”的状态。该位移后的图与该图(a)的左面的图相同。以后，反复进行模式1～6。
在图14所示的矢量图中，各相的相电压用正三角形T的各顶点的Y坐标表示。在模式1中，由于顶点v固定到原点，所以从顶点v向顶点u的矢量Puv在Y轴上的正投影成为U相的相电压(参照该图(a))。因此，在模式1中，可以将指令值信号Xu3取为线间电压指令值信号Xuv。在模式2中，由于顶点u固定到最大点，所以U相的相电压成为B(参照该图(b))。因此，在模式2中，可以将指令值信号Xu3取为值是B的信号。在模式3中，由于顶点w固定到原点，所以从顶点w向顶点u的矢量Puw在Y轴上的正投影成为U相的相电压(参照该图(c))。因此，在模式3中，可以将指令值信号Xu3取为信号Xuw(＝-Xwu)。在模式4中，由于顶点v固定到最大点，所以从顶点v向顶点u的矢量Puv在Y轴上的正投影加上B的值成为U相的相电压(参照该图(d))。因此，在模式4中，可以将指令值信号Xu3取为信号Xuv加上B的值。在模式5中，由于顶点u固定到原点，所以U相的相电压成为“0”(参照该图(e))。因此，在模式5中，可以将指令值信号Xu2取为值是“0”的零信号。在模式6中，由于顶点w固定到最大点，所以从顶点w向顶点u的矢量Puw在Y轴上的正投影加上B的值成为U相的相电压(参照该图(f))。因此，在模式6中，可以将指令值信号Xu3取为信号Xuw(＝-Xwu)加上B的值。
同样，V相的指令值信号Xv3在模式1中取为零信号，在模式2中取为Xvu加上B的值，在模式3中取为线间电压指令值信号Xvw，在模式4中取为值是B的信号，在模式5中取为信号Xvu，在模式6取为线间电压指令值信号Xvw加上B的值。另外，可以将W相的指令值信号Xw3在模式1中取为信号Xwv，在模式2中取为线间电压指令值信号Xwu加上B的值，在模式3中取为零信号，在模式4中取为信号Xwv加上B的值，在模式5中取为线间电压指令值信号Xwu，在模式6中取为值是B的信号。
图15是用于说明在第三实施方式的指令值信号生成部52中进行的指令值信号生成处理的流程图。指令值信号生成处理在规定的时刻执行。
该图所示的流程图在步骤S62～64中判定相电压指令值信号Xu、Xv、Xw中绝对值最大的信号，这一点与第一实施方式的指令值信号生成处理的流程图(参照图8)不同。
首先，取得相电压指令值信号Xu、Xv、Xw和线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu(S61)。接着，判别Xu的绝对值是否大于Xv的绝对值(S62)。在Xu的绝对值较大的情况下(S62：“是”)，判别Xu的绝对值是否大于Xw的绝对值(S63)。在Xu的绝对值较大的情况下(S63：“是”)，即Xu的绝对值最大的情况下，进入到步骤S65。另一方面，在Xu的绝对值为Xw的绝对值以下的情况下(S63：“否”)，即Xw的绝对值最大的情况下，进入到步骤S66。在步骤S62中，在Xu的绝对值为Xv的绝对值以下的情况下(S62：“否”)，判别Xv的绝对值是否大于Xw的绝对值(S64)。在Xv的绝对值较大的情况下(S64：“是”)，即Xv的绝对值最大的情况下，进入到步骤S67。另一方面，在Xv的绝对值为Xw的绝对值以下的情况下(S64：“否”)，即Xw的绝对值最大的情况下，进入到步骤S66。在步骤S62～S64中，判定Xu、Xv、Xw中绝对值最大的信号。
在判定为Xu的绝对值最大，进入到步骤S65的情况下，判别Xu是否是正的值(S65)。在Xu是正的值的的情况下(S65：“是”)，将指令值信号Xu3取为“2”，将指令值信号Xv3取为从“2”减去Xuv的值，将指令值信号Xw3取为“2”加上Xwu的值(S68)。另一方面，在Xu为“0”以下的情况下(S65：“否”)，将Xu3取为“0”，将Xv3取为Xuv的负值，将Xw3取为Xwu(S69)。
在判定为Xw的绝对值最大，进入到步骤S66的情况下，判别Xw是否是正的值(S66)。在Xw是正的值的的情况下(S66：“是”)，将Xu3取为从“2”减去Xwu的值，将Xv3取为“2”加上Xvw的值，将指令值信号Xw3取为“2”(S70)。另一方面，在Xw为“0”以下的情况下(S66：“否”)，将Xu3取为Xwu的负值，将Xv3取为Xvw，将Xw3取为“0”(S71)。
在判定为Xv的绝对值最大，进入到步骤S67的情况下，判别Xv是否是正的值(S67)。在Xv是正的值的的情况下(S67：“是”)，将Xu3取为“2”加上Xuv的值，将Xv3取为“2”，将Xw3取为从“2”减去Xvw的值(S72)。另一方面，在Xv为“0”以下的情况下(S67：“否”)，将Xu3取为Xuv，将Xv3取为“0”，将Xw3取为Xvw的负值(S73)。
即，在第三实施方式的指令值信号生成处理中，判定相电压指令值信号Xu、Xv、Xw中绝对值最大的信号，判定绝对值最大的相电压指令值信号的正负，根据其判定结果，决定指令值信号Xu3、Xv3、Xw3。即，判定是图14所示的矢量图中的哪一种模式的状态，决定各相的指令值信号Xu3、Xv3、Xw3以使与所判定的模式的矢量图相对应。
在图14(a)所示的模式1的状态的情况下，矢量Pv在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pv的Y坐标成为负的值。即，相电压指令值信号Xv的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xv成为负的值(图15中，S67：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为矢量Puv的Y坐标的值、“0”、矢量Pvw的Y坐标的负值。因此，将Xu3取为Xuv，将Xv3取为“0”，将Xw3取为Xvw的负值(图15中的S73)。
在图14(b)所示的模式2的状态的情况下，矢量Pu在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pu的Y坐标成为正的值。即，相电压指令值信号Xu的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xu成为正的值(图15中，S65：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为B(另外，图15中由于说明了B＝“2”的情况，所以以下作为“2”。)、“2”加上矢量Pvu的Y坐标的值(即，从“2”减去矢量Puv的Y坐标的值)、“2”加上矢量Pwu的Y坐标的值。因此，将Xu3取为“2”，将Xv3取为从“2”减去Xuv的值，将Xw3取为“2”加上Xwu的值(图15中的S68)。
在图14(c)所示的模式3的状态的情况下，矢量Pw在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pw的Y坐标成为负的值。即，相电压指令值信号Xw的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xw成为负的值(图15中，S66：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为矢量Pwu的Y坐标的负值、矢量Pvw的Y坐标的值、“0”。因此，将Xu3取为Xwu的负值，将Xv3取为Xvw，将Xw3取为“0”(图15中的S71)。
在图14(d)所示的模式4的状态的情况下，矢量Pv在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pv的Y坐标成为正的值。即，相电压指令值信号Xv的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xv成为正的值(图15中，S67：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“2”加上Puv的Y坐标的值、“2”、从“2”减去矢量Pvw的Y坐标的值。因此，将Xu3取为“2”加上Xuv的值，将Xv3取为“2”，将Xw3取为从“2”减去Xvw的值(图15中的S72)。
在图14(e)所示的模式5的状态的情况下，矢量Pu在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pu的Y坐标成为负的值。即，相电压指令值信号Xu的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xu成为负的值(图15中，S65：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“0”、矢量Puv的Y坐标的负值、矢量Pwu的Y坐标的值。因此，将Xu3取为“0”，将Xv3取为Xuv的负值，将Xw3取为Xwu(图15中的S69)。
在图14(f)所示的模式6的状态的情况下，矢量Pw在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pw的Y坐标成为正的值。即，相电压指令值信号Xw的绝对值成为最大，相电压指令值信号Xw成为正的值(图15中，S66：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为从“2”减去矢量Pwu的Y坐标的值、“2”加上Pvw的Y坐标的值、“2”。因此，将Xu3取为从“2”减去Xwu的值，将Xv3取为“2”加上Xvw的值，将Xw3取为“2”(图15中的S70)。
另外，图15所示的流程图是指令值信号生成处理的1个例子，并不限于该例。
由第三实施方式的指令值信号生成处理生成的指令值信号Xu3、Xv3、Xw3的波形，成为图16(c)所示的波形Xu3、Xv3、Xw3。
图16是用于说明指令值信号Xu3、Xv3、Xw3的波形的图。
由于图16(a)所示的波形Xuv、Xvw、Xwu与图49(a)所示的波形Xuv、Xvw、Xwv相同，图16(b)所示的波形Xvu、Xwv、Xuw与图49(b)所示的波形Xvu、Xwv、Xuw相同，所以省略说明。在图16中也以相电压指令值信号Xu的相位为基准进行记载。
图16(c)所示的波形Xu3、Xv3、Xw3分别是指令值信号Xu3、Xv3、Xw3的波形。如在图14和图15中说明过的那样，分为模式1～6生成指令值信号Xu3、Xv3、Xw3。图16(c)中表示B＝2时的各波形。
在模式1(0≤θ≤π/3)中，由于在图15的流程图中进入到步骤S73，所以波形Xu3成为波形Xuv(参照图16(a))，波形Xv3成为固定为“0”的波形，波形Xw3成为波形Xwv(参照图16(b))。另外，在模式2(π/3≤θ≤2π/3)中，由于在图15的流程图中进入到步骤S68，所以波形Xu3成为固定为“2”的波形，波形Xv3成为使波形Xvu向上方移动了“2”的波形，波形Xw3成为使波形Xwu向上方移动了“2”的波形。在模式3(2π/3≤θ≤π)中，由于在图15的流程图中进入到步骤S71，所以波形Xu3成为波形Xuw，波形Xv3成为波形Xvw，波形Xw3成为固定为“0”的波形。在模式4(π≤θ≤4π/3)中，由于在图15的流程图中进入到步骤S72，所以波形Xu3成为使波形Xuv向上方移动了“2”的波形，Xv3成为固定为“2”的波形，Xw3成为使波形Xwv向上方移动了“2”的波形。在模式5(4π/3≤θ≤5π/3)中，由于在图15的流程图中进入到步骤S69，所以波形Xu3成为固定为“0”的波形，Xv3成为波形Xvu，波形Xw3成为波形Xwu。在模式6(5π/3≤θ≤2π)中，由于在图15的流程图中进入到步骤S70，所以波形Xu3成为使波形Xuw向上方移动了“2”的波形，波形Xv3成为使波形Xvw向上方移动了“2”的波形，波形Xw3成为固定为“2”的波形。
根据图16可知，指令值信号Xu3与Xv3的差分信号、Xv3与Xw3的差分信号、Xw3与Xu3的差别信号，分别与线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu一致。因此，系统互联逆变器系统A输出的作为相电压信号Vu3与Vv3的差分信号的线间电压信号Vuv、作为Vv3与Vw3的差分信号的线间电压信号Vvw、作为Vw3与Vu3的差分信号线间电压信号Vwu的波形，与图16(a)所示的波形Xuv、Xvw、Xwu相同。即，由于线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu成为三相平衡的正弦波信号，所以能够与系统B的系统电压同步。因此，能够将系统互联逆变器系统A输出的交流电力供给到系统B。
另外，指令值信号Xu3、Xv3、Xw3在周期的1/6固定为“0”，在周期的1/6固定为“2”(参照图16(c)的波形Xu3、Xv3、Xw3)。因此，能够起到与第一实施方式相同的效果。
在第三实施方式中也与第一实施方式相同，不限定指令值信号Xu3、Xv3、Xw3的上限值和上限值。例如，也可以使下限值为“-1”，上限值为“1”那样生成指令值信号Xu3、Xv3、Xw3。在这种情况下，在PWM信号生成部53中使用的载波信号的下限值和上限值也需要设定与指令值信号Xu3、Xv3、Xw3的下限值和上限值相对应的值。
在上述第一～三实施形态中，说明了将指令值信号的1个周期分割为6个模式的情况，但不限于该情况。例如，也可以将指令值信号的1个周期分割为12个模式，变更切换模式时固定的相。在这种情况下，指令值信号在2个模式中固定为下限值，在2个模式中固定为上限值。因此，由于所生成的PWM信号持续高电平的时间和持续低电平的时间相同，所以能够使正极侧的开关元件成为导通状态的时间和负极侧的开关元件成为导通状态的时间相同。因此，在这种情况下也能够起到与第一～三实施形态同样的效果。将指令值信号的1个周期分割为24个模式，或者分割为36个模式的情况也相同。另外，由于有时在模式的切换时需要开关动作，所以如果模式数量增加，则开关动作次数增加。因此，模式数量越少越好，模式数量为6个的上述第一～三实施形态更有效。
作为第四实施方式，以下说明将指令值信号的1个周期分割为12个模式的情况。
图17和图18是用于用矢量说明第四实施方式的控制的考虑方法的图。
图17和图18所示的第四实施方式的控制的考虑方法与图3所示的第一实施方式的控制的考虑方法相同，将正三角形T的各顶点固定到原点和最大点(X坐标是“0”，Y坐标是B的点)。但是，在第一实施方式与第四实施方式中，切换固定的顶点的时刻不同。在图17和图18中，与图3相同，表示中性点N、矢量Pu和正三角形T。除了图17(a)的左面的图以外，省略矢量Pv、Pw的记载。另外，各图中，在固定的顶点上标注空心圆。
图17(a)表示角度θ(矢量Pu与X轴所成角度)从0到π/6变化时的状态。0≤θ≤π/6时，正三角形T的顶点w固定到最大点，以顶点w为中心，正三角形T沿着逆时针方向(是图中表示的虚线箭头的方向，以下也相同。)旋转π/6。将该状态作为“模式1”。该图(a)表示在模式1中，W相的电位固定为B。左面的图表示θ＝0时的情况，右面的图表示θ＝π/6时的情况。
图17(b)表示角度θ从π/6到π/3(2π/6)变化时的状态。π/6≤θ≤π/3时，正三角形T的顶点u固定到最大点，以顶点u为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/6。将该状态作为“模式2”。该图(b)表示在模式2中，U相的电位固定为B。左面的图表示θ＝π/6时的情况，右面的图表示θ＝π/3时的情况。左面的图是在图17(a)的右面的图中，将固定到最大点的点从顶点w变更为顶点u。当θ＝π/3时，正三角形T以使顶点v与原点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从U相的电位固定为B的状态变化到V相的电位固定为“0”的状态。
图17(c)表示角度θ从π/3到π/2(＝3π/6)变化时的状态。π/3≤θ≤π/2时，正三角形T的顶点v固定到原点，以顶点v为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/6。将该状态作为“模式3”。该图(c)表示在模式3中，V相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝π/3时的情况，右面的图表示θ＝π/2时的情况。
图17(d)表示角度θ从π/2到2π/3(＝4π/6)变化时的状态。π/2≤θ≤2π/3时，正三角形T的顶点w固定到最大点，以顶点w为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/6。将该状态作为“模式4”。该图(d)表示在模式4中，W相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝π/2时的情况，右面的图表示θ＝2π/3时的情况。左面的图是在图17(c)的右面的图中，将固定到原点的点从顶点v变更为顶点w。当θ＝2π/3时，正三角形T以使顶点u与最大点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从W相的电位固定为“0”的状态变化到U相的电位固定为B的状态。
图17(e)表示角度θ从2π/3到5π/6变化时的状态。2π/3≤θ≤5π/6时，正三角形T的顶点u固定到最大点，以顶点u为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/6。将该状态作为“模式5”。该图(e)表示在模式5中，U相的电位固定为B。左面的图表示θ＝2π/3时的情况，右面的图表示θ＝5π/6时的情况。
图17(f)表示角度θ从5π/6到π(＝6π/6)变化时的状态。5π/6≤θ≤π时，正三角形T的顶点v固定到最大点，以顶点v为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/6。将该状态作为“模式6”。该图(f)表示在模式6中，V相的电位固定为B。左面的图表示θ＝5π/6时的情况，右面的图表示θ＝π时的情况。左面的图是在图17(e)的右面的图中，将固定到最大点的点从顶点u变更为顶点v。当θ＝π时，正三角形T以使顶点w与原点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从V相的电位固定为B的状态变化到W相的电位固定为“0”的状态。
图18(a)表示角度θ从π到7π/6变化时的状态。π≤θ≤7π/6时，正三角形T的顶点w固定到原点，以顶点w为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/6。将该状态作为“模式7”。该图(a)表示在模式7中，W相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝π时的情况，右面的图表示θ＝7π/6时的情况。
图18(b)表示角度θ从7π/6到4π/3(＝8π/6)变化时的状态。7π/6≤θ≤4π/3时，正三角形T的顶点u固定到原点，以顶点u为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/6。将该状态作为“模式8”。该图(b)表示在模式8中，U相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝7π/6时的情况，右面的图表示θ＝4π/3时的情况。左面的图是在图18(a)的右面的图中，将固定到原点的点从顶点w变更为顶点u。当θ＝4π/3时，正三角形T以使顶点v与最大点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从U相的电位固定为“0”的状态变化到V相的电位固定为B的状态。
图18(c)表示角度θ从4π/3到3π/2(＝9π/6)变化时的状态。4π/3≤θ≤3π/2时，正三角形T的顶点v固定到最大点，以顶点v为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/6。将该状态作为“模式9”。该图(c)表示在模式9中，V相的电位固定为B。左面的图表示θ＝4π/3时的情况，右面的图表示θ＝3π/2时的情况。
图18(d)表示角度θ从3π/2到5π/3(＝10π/6)变化时的状态。3π/2≤θ≤5π/3时，正三角形T的顶点w固定到最大点，以顶点w为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/6。将该状态作为“模式10”。该图(d)表示在模式10中，W相的电位固定为B。左面的图表示θ＝3π/2时，右面的图表示θ＝5π/3时。左面的图是在图18(c)的右面的图中，将固定到最大点的点从顶点v变更为顶点w。当θ＝5π/3时，正三角形T以使顶点u与原点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从W相的电位固定为B的状态变化到U相的电位固定为“0”的状态。
图18(e)表示角度θ从5π/3到11π/6变化时的状态。5π/3≤θ≤11π/6时，正三角形T的顶点u固定到原点，以顶点u为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/6。将该状态作为“模式11”。该图(e)表示在模式11中，U相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝5π/3时，右面的图表示θ＝11π/6时。
图18(f)表示角度θ从11π/6到2π(＝12π/6)变化时的状态。11π/6≤θ≤2π时，正三角形T的顶点v固定到原点，以顶点v为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转π/6。将该状态作为“模式12”。该图(f)表示在模式12中，V相的电位固定为“0”。左面的图表示θ＝11π/6时的情况，右面的图表示θ＝2π时的情况。左面的图是在图18(e)的右面的图中，将固定到原点的点从顶点u变更为顶点v。当θ＝2π时，正三角形T以使顶点w与原点一致的方式移动，中性点N位移。这表示从V相的电位固定为“0”的状态变化到W相的电位固定为B的状态。位移后的图与图17(a)的左面的图相同。以后，反复进行模式1～12。
在图17和图18所示的矢量图中，各相的相电压用正三角形T的各顶点的Y坐标表示。在模式1中，由于顶点w固定到最大点，所以从顶点w向顶点u的矢量Puw在Y轴上的正投影加上B的值成为U相的相电压(参照图17(a))。因此，在模式1中，可以将指令值信号Xu4取为信号Xuw(＝-Xwu)加上B的值。在模式2中，由于顶点u固定到最大点，所以U相的相电压成为B(参照该图(b))。因此，在模式2中，可以将指令值信号Xu4取为值是B的信号。在模式3中，由于顶点v固定到原点，所以从顶点v向顶点u的矢量Puv在Y轴上的正投影成为U相的相电压(参照该图(c))。因此，在模式3中，可以将指令值信号Xu4取为线间电压指令值信号Xuv。在模式4中，由于顶点w固定到原点，所以在从顶点w向顶点u的矢量Puw在Y轴上的正投影成为U相的相电压(参照该图(d))。因此，在模式4中，可以将指令值信号Xu4取为信号Xuw。在模式5中，由于顶点u固定到最大点，所以U相的相电压成为B(参照该图(e))。因此，在模式5中，可以将指令值信号Xu4取为值是B的值。在模式6中，由于顶点v固定到最大点，所以从顶点v向顶点u的矢量Puv在Y轴上的正投影加上B的值成为U相的相电压(参照该图(f))。因此，在模式6中，可以将指令值信号Xu4取为线间电压指令值信号Xuv加上B的值。
在模式7中，由于顶点w固定到原点，所以在从顶点w向顶点u的矢量Puw在Y轴上的正投影成为U相的相电压(参照图18(a))。因此，在模式7中，可以将指令值信号Xu4取为在信号Xuw。在模式8中，由于顶点u固定到原点，所以U相的相电压成为“0”(参照该图(b))。因此，在模式8中，可以将指令值信号Xu4取为值是“0”的零信号。在模式9中，由于顶点v固定到最大点，所以从顶点v向顶点u的矢量Puv在Y轴上的正投影加上B的值成为U相的相电压(参照该图(c))。因此，在模式9中，可以将指令值信号Xu4取为线间电压指令值信号Xuv加上B的值。在模式10中，由于顶点w固定到最大点，所以从顶点w向顶点u的矢量Puw在Y轴上的正投影加上B的值成为U相的相电压(参照该图(d))。因此，在模式10中，可以将指令值信号Xu4取为信号Xuw加上B的值。在模式11中，由于顶点u固定到原点，所以U相的相电压成为“0”(参照该图(e))。因此，在模式11中，可以将指令值信号Xu4取为值是“0”的零信号。在模式12中，由于顶点v固定到原点，所以在从顶点v向顶点u的矢量Puv在Y轴上的正投影成为U相的相电压(参照该图(f))。因此，在模式12中，可以将指令值信号Xu4取为线间电压指令值信号Xuv。
同样，可以将V相的指令值信号Xv4在模式1中取为线间电压指令值信号Xvw加上B的值，在模式2中取为信号Xvu加上B的值，在模式3中取为零信号，在模式4中取为线间电压指令值信号Xvw，在模式5中取为信号Xvu加上B的值，在模式6中取为值是B的信号，在模式7中取为线间电压指令值信号Xvw，在模式8中取为信号Xvu，在模式9中取为值是B的信号，在模式10中取为线间电压指令值信号Xvw加上B的值，在模式11中取为信号Xvu，在模式12中取为零信号。另外，可以将W相的指令值信号Xw4在模式1中取为值是B的信号，在模式2中取为线间电压指令值信号Xwu加上B的信号，在模式3中取为信号Xwv，在模式4中取为零信号，在模式5中取为线间电压指令值信号Xwu加上B的值，在模式6中取为信号Xwv加上B的值，在模式7中取为零信号，在模式8中取为线间电压指令值信号Xwu，在模式9中取为信号Xwv加上B的值，在模式10中取为值是B的信号，在模式11中取为线间电压指令值信号Xwu，在模式12中取为信号Xwv。
图19是用于说明在第四实施方式的指令值信号生成部52中进行的指令值信号生成处理的流程图。指令值信号生成处理在规定的时刻执行。
该图所示的流程图在步骤S81～86中判定相电压指令值信号Xu、Xv、Xw的各绝对值中的中间大小的值，这一点与第一实施方式的指令值信号生成处理的流程图(参照图8)不同。
首先，取得相电压指令值信号Xu、Xv、Xw和线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu(S81)。接着，判定Xu的绝对值是否大于Xv的绝对值(S82)。在Xu的绝对值较大的情况下(S82：“是”)，判别Xv的绝对值是否大于Xw的绝对值(S83)。在Xv的绝对值较大的情况下(S83：“是”)，即Xv的绝对值是中间大小的情况下，进入到步骤S87。另一方面，在Xv的绝对值为Xw的绝对值以下的情况下(S83：“否”)，判别Xu的绝对值是否大于Xw的绝对值(S84)。在Xu的绝对值较大的情况下(S84：“是”)，即在Xw的绝对值是中间大小的情况下，进入到步骤S88。另一方面，在Xu的绝对值为Xw的绝对值以下的情况下(S84：“否”)，即在Xu的绝对值是中间大小的情况下，进入到步骤S89。在步骤S82中，在Xu的绝对值为Xv的绝对值以下的情况下(S82：“否”)，判别Xv的绝对值是否大于Xw的绝对值(S85)，在Xv的绝对值较大的情况下(S85：“是”)，判别Xu的绝对值是否大于Xw的绝对值(S86)。在Xu的绝对值较大的情况下(S86：“是”)，即在Xu的绝对值是中间大小的情况下，进入到步骤S89。另一方面，在Xu的绝对值为Xw的绝对值以下的情况下(S86：“否”)，即在Xw的绝对值是中间大小的情况下，进入到步骤S88。在步骤S85中，在Xv的绝对值为Xw的绝对值以下的情况下(S85：“否”)，即在Xv的绝对值是中间大小的情况下，进入到步骤S87。在步骤S82～S86中，在Xu、Xv、Xw的各绝对值中判定中间大小的值。
在判定为Xv的绝对值是中间的大小，进入到步骤S87的情况下，判别Xv是否是正的值(S87)。在Xv是正的值的情况下(S87：“是”)，使指令值信号Xu4成为“2”加上Xuv的值，使指令值信号Xv4成为“2”，使指令值信号Xw4成为从“2”减去Xvw的值(S90)。另一方面，在Xv为“0”以下的情况下(S87：“否”)，使Xu4成为Xuv，使Xv4成为“0”，使Xw4成为Xvw的负值(S91)。
在判定为Xw的绝对值是中间的大小，进入到步骤S88的情况下，判别Xw是否是正的值(S88)。在Xw是正的值的情况下(S88：“是”)，使指令值信号Xu4成为从“2”减去Xwu的值，使指令值信号Xv4成为“2”加上Xvw的值，使指令值信号Xw4成为“2”(S92)。另一方面，在Xw为“0”以下的情况下(S88：“否”)，使Xu4成为Xwu的负值，使Xv4成为Xvw，使Xw4成为“0”(S93)。
在判定为Xu的绝对值是中间的大小，进入到步骤S89的情况下，判别Xu是否是正的值(S89)。在Xu是正的值的情况下(S89：“是”)，使指令值信号Xu4成为“2”，使指令值信号Xv4成为从“2”减去Xuv的值，使指令值信号Xw4成为“2”加上Xwu的值(S94)。另一方面，在Xu为“0”以下的情况下(S89：“否”)，使Xu4成为“0”，使Xv4成为Xuv的负值，使Xw4成为Xwu(S95)。
即，在第四实施方式的指令值信号生成处理中，判定相电压指令值信号Xu、Xv、Xw的各绝对值中的中间大小的那个，判定绝对值是中间大小的相电压指令值信号的正负，根据其判定结果决定指令值信号Xu4、Xv4、Xw4。即，判定是图17和图18所示的矢量图中的哪一种模式的状态，决定各相的指令值信号Xu4、Xv4、Xw4以使与所判定的模式的矢量图相对应。
在图17(a)所示的模式1的状态的情况下，矢量Pw在Y轴上的正投影的长度成为中间的大小，矢量Pw的Y坐标成为正的值。即，相电压指令值信号Xw的绝对值成为中间的大小，相电压指令值信号Xw成为正的值(图19中，S88：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为B(另外，图19中由于说明了B＝“2”的情况，所以以下作为“2”。)加上矢量Puw的Y坐标的值(即，从“2”中矢量Pwu的Y坐标的值)、“2”加上矢量Pvw的Y坐标的值、“2”。因此，将Xu4取为从“2”减去Xwu的值，将Xv4取为“2”加上Xvw的值，将Xw4取为“2”。(图19中的S92)。
在图17(b)所示的模式2的状态的情况下，矢量Pu在Y轴上的正投影的长度成为中间的大小，矢量Pu的Y坐标成为正的值。即，相电压指令值信号Xu的绝对值成为中间的大小，相电压指令值信号Xu成为正的值(图19中，S89：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“2”、从“2”减去矢量Puv的Y坐标的值、“2”加上矢量Pwu的Y坐标的值。因此，将Xu4取为“2”，将Xv4取为从“2”减去Xuv的值，将Xw4取为“2”加上Xwu的值(图19中的S94)。
在图17(c)所示的模式3的状态的情况下，矢量Pv在Y轴上的正投影的长度成为中间的大小，矢量Pv的Y坐标成为负的值。即，相电压指令值信号Xv的绝对值成为中间的大小，相电压指令值信号Xv成为负的值(图19中，S87：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为矢量Puv的Y坐标的值、“0”、矢量Pvw的Y坐标的负值。因此，将Xu4取为Xuv，将Xv4取为“0”，将Xw4取为Xvw的负值(图19中的S91)。
在图17(d)所示的模式4的状态的情况下，矢量Pw在Y轴上的正投影的长度成为中间的大小，矢量Pw的Y坐标成为负的值。即，相电压指令值信号Xw的绝对值成为中间的大小，相电压指令值信号Xw成为负的值(图19中，S88：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为Pwu的Y坐标的负值、矢量Pvw的Y坐标的值、“0”。因此，将Xu4取为Xwu的负值，将Xv4取为Xvw，将Xw4取为“0”(图19中的S93)。
在图17(e)所示的模式5的状态的情况下，矢量Pu在Y轴上的正投影的长度成为中间的大小，矢量Pu的Y坐标成为正的值。即，相电压指令值信号Xu的绝对值成为中间的大小，相电压指令值信号Xu成为正的值(图19中，S89：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“2”、从“2”减去矢量Puv的Y坐标的值、“2”加上Pwu的Y坐标的值。因此，将Xu4取为“2”，将Xv4取为从“2”减去Xuv的值，将Xw4取为“2”加上Xwu的值(图19中的S94)。
在图17(f)所示的模式6的状态的情况下，矢量Pv在Y轴上的正投影的长度成为中间的大小，矢量Pv的Y坐标成为正的值。即，相电压指令值信号Xv的绝对值成为中间的大小，相电压指令值信号Xv成为正的值(图19中，S87：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“2”加上Puv的Y坐标的值、“2”、从“2”减去矢量Pvw的Y坐标的值。因此，将Xu4取为“2”加上Xuv的值，将Xv4取为“2”，将Xw4取为从“2”减去Xvw的值(图19中的S90)。
在图18(a)所示的模式7的状态的情况下，矢量Pw在Y轴上的正投影的长度成为中间的大小，矢量Pw的Y坐标成为负的值。即，相电压指令值信号Xw的绝对值成为中间的大小，相电压指令值信号Xw成为负的值(图19中，S88：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为矢量Pwu的Y坐标的负值、矢量Pvw的Y坐标的值、“0”。因此，将Xu4取为Xwu的负值，将Xv4取为Xvw，将Xw4取为“0”(图19中的S93)。
在图18(b)所示的模式8的状态的情况下，矢量Pu在Y轴上的正投影的长度成为中间的大小，矢量Pu的Y坐标成为负的值。即，相电压指令值信号Xu的绝对值成为中间的大小，相电压指令值信号Xu成为负的值(图19中，S89：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“0”、矢量Puv的Y坐标的负值、矢量Pwu的Y坐标的值。因此，将Xu4取为“0”，将Xv4取为Xuv的负值，将Xw4取为Xwu(图19中的S95)。
在图18(c)所示的模式9的状态的情况下，矢量Pv在Y轴上的正投影的长度成为中间的大小，矢量Pv的Y坐标成为正的值。即，相电压指令值信号Xv的绝对值成为中间的大小，相电压指令值信号Xv成为正的值(图19中，S87：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“2”加上矢量Puv的Y坐标的值、“2”、从“2”减去矢量Pvw的Y坐标的值。因此，将Xu4取为“2”加上Xuv的值，将Xv4取为“2”，将Xw4取为从“2”减去Xvw的值(图19中的S90)。
在图18(d)所示的模式10的状态的情况下，矢量Pw在Y轴上的正投影的长度成为中间的大小，矢量Pw的Y坐标成为正的值。即，相电压指令值信号Xw的绝对值成为中间的大小，相电压指令值信号Xw成为正的值(图19中，S88：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为从“2”减去矢量Pwu的Y坐标的值、“2”加上Pvw的Y坐标的值、“2”。因此，将Xu4取为从“2”减去Xwu的值，将Xv4取为“2”加上Xvw的值，将Xw4取为“2”(图19中的S92)。
在图18(e)所示的模式11的状态的情况下，矢量Pu在Y轴上的正投影的长度成为中间的大小，矢量Pu的Y坐标成为负的值。即，相电压指令值信号Xu的绝对值成为中间的大小，相电压指令值信号Xu成为负的值(图19中，S89：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“0”、矢量Puv的Y坐标的负值、矢量Pwu的Y坐标的值。因此，将Xu4取为“0”，将Xv4取为Xuv的负值，将Xw4取为Xwu(图19中的S95)。
在图18(f)所示的模式12的状态的情况下，矢量Pv在Y轴上的正投影的长度成为中间的大小，矢量Pv的Y坐标成为负的值。即，相电压指令值信号Xv的绝对值成为中间的大小，相电压指令值信号Xv成为负的值(图19中，S87：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为矢量Puv的Y坐标的值、“0”、Pvw的Y坐标的负值。因此，将Xu4取为Xuv，将Xv4取为“0”，将Xw4取为Xvw的负值(图19中的S91)。
另外，图19所示的流程图是指令值信号生成处理的1个例子，并不限于该例。
由第四实施方式的指令值信号生成处理生成的指令值信号Xu4、Xv4、Xw4的波形，成为图20(c)所示的波形Xu4、Xv4、Xw4。
图20是用于说明指令值信号Xu4、Xv4、Xw4的波形的图。
由于图20(a)所示的波形Xuv、Xvw、Xwu与图49(a)所示的波形Xuv、Xvw、Xwv相同，图20(b)所示的波形Xvu、Xwv、Xuw与图49(b)所示的波形Xvu、Xwv、Xuw相同，所以省略说明。在图20中也以相电压指令值信号Xu的相位为基准进行记载。
图20(c)所示的波形Xu4、Xv4、Xw4分别是指令值信号Xu4、Xv4、Xw4的波形。如在图17、图18和图19中说明过的那样，分为模式1～12生成指令值信号Xu4、Xv4、Xw4。图20(c)中表示B＝2时的各波形。
在模式1(0≤θ≤π/6)中，由于在图19的流程图中进入到步骤S92，所以波形Xu4成为使波形Xuw向上方移动了“2”的波形(参照图20(b))，波形Xv4成为使波形Xvw向上方移动了“2”的波形(参照图20(a))，波形Xw4固定为“2”的波形。另外，在模式2(π/6≤θ≤π/3)中，由于在图19的流程图中进入到步骤S94，所以波形Xu4成为固定为“2”的波形，波形Xv4成为使波形Xvu向上方移动了“2”的波形，波形Xw4成为使波形Xwu向上方移动了“2”的波形。在模式3(π/3≤θ≤π/2)中，由于在图19的流程图中进入到步骤S91，所以波形Xu4成为波形Xuv，波形Xv4成为固定为“0”的波形，波形Xw4成为波形Xwv。在模式4(π/2≤θ≤2π/3)中，由于在图19的流程图中进入到步骤S93，所以波形Xu4成为波形Xuw，波形Xv4成为波形Xvw，波形Xw4成为固定为“0”的波形。在模式5(2π/3≤θ≤5π/6)中，由于在图19的流程图中进入到步骤S94，所以波形Xu4成为固定为“2”的波形，波形Xv4成为使波形Xvu向上方移动了“2”的波形，波形Xw4成为使波形Xwu向上方移动了“2”的波形。在模式6(5π/6≤θ≤π)中，由于在图19的流程图中进入到步骤S90，所以波形Xu4成为使波形Xuv向上方移动了“2”的波形，波形Xv4成为固定为“2”的波形，波形Xw4成为使波形Xwv向上方移动了“2”的波形。
在模式7(π≤θ≤7π/6)中，由于在图19的流程图中进入到步骤S93，所以波形Xu4成为波形Xuw，波形Xv4成为波形Xvw，波形Xw4成为固定为“0”的波形。另外，在模式8(7π/6≤θ≤4π/3)中，由于在图19的流程图中进入到步骤S95，所以波形Xu4成为固定为“0”的波形，波形Xv4成为波形Xvu，波形Xw4成为波形Xwu。在模式9(4π/3≤θ≤3π/2)中，由于在图19的流程图中进入到步骤S90，所以波形Xu4成为波形Xuv向上方移动了“2”的波形，Xv4成为固定为“2”的波形，Xw4成为使波形Xwv向上方移动了“2”的波形。在模式10(3π/2≤θ≤5π/3)中，由于在图19的流程图中进入到步骤S92，所以波形Xu4成为使波形Xuw向上方移动了“2”的波形，Xv4成为使波形Xvw向上方移动了“2”的波形，Xw4成为固定为“2”的波形。在模式11(5π/3≤θ≤11π/6)中，由于在图19的流程图中进入到步骤S95，所以波形Xu4成为固定为“0”的波形，Xv4成为波形Xvu，波形Xw4成为波形Xwu。在模式12(11π/6≤θ≤2π)中，由于在图19的流程图中进入到步骤S91，所以波形Xu4成为波形Xuv，波形Xv4成为固定为“0”的波形，波形Xw4成为波形Xwv。
根据图20可知，指令值信号Xu4与Xv4的差分信号、Xv4与Xw4的差分信号、Xw4与Xu4的差别信号，分别与线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu一致。因此，系统互联逆变器系统A输出的作为相电压信号Vu4与Vv4的差分信号的线间电压信号Vuv、作为Vv4与Vw4的差分信号的线间电压信号Vvw、作为Vw4与Vu4的差分信号线间电压信号Vwu的波形，与图20(a)所示的波形Xuv、Xvw、Xwu相同。即，由于线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu成为三相平衡的正弦波信号，所以能够与系统B的系统电压同步。因此，能够将系统互联逆变器系统A输出的交流电力供给到系统B。
另外，指令值信号Xu4、Xv4、Xw4在周期的1/6固定为“0”，在周期的1/6固定为“2”(参照图20(c)的波形Xu4、Xv4、Xw4)。因此，能够起到与第一实施方式相同的效果。
在第四实施方式中也与第一实施方式相同，不限定指令值信号Xu4、Xv4、Xw4的上限值和上限值。例如，也可以使下限值为“-1”，上限值为“1”那样生成指令值信号Xu4、Xv4、Xw4。在这种情况下，在PWM信号生成部53中使用的载波信号的下限值和上限值也需要设定与指令值信号Xu4、Xv4、Xw4的下限值和上限值相对应的值。
接着，作为第五实施方式，以下说明生成与上述第一～四实施形态不同波形的指令值信号的控制方法。将第五实施方式的指令值信号记为Xu5、Xv5、Xw5。第五实施方式仅是指令值信号生成处理与第一实施方式不同。其它的结构由于与第一实施方式相同，所以省略说明。
第五实施方式的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5是将NVS指令值信号Xu’、Xv’、Xw’(参照图49(c))和具有使这些信号波形的极性反转且向上方移动了规定值的波形的信号(以下作为“第二信号”。)Xu”、Xv”、Xw”(参照后述的图23(c))组合而成的波形的信号。另外，“NVS指令值信号”以下作为“第一信号”。
图21是用于说明第五实施方式的指令值信号生成部的内部结构的框图。
如该图所示，指令值信号生成部52’具有第一信号生成部521、第二信号生成部522、标志信号生成部523和信号组合部524。
第一信号生成部521生成第一信号Xu’、Xv’、Xw’。第一信号生成部521基于从反馈控制部51输入的相电压指令值信号Xu、Xv、Xw，生成第一信号Xu’、Xv’、Xw’，输出到信号组合部524。第一信号生成部521从相电压指令值信号Xu、Xv、Xw生成线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu，生成使它们的极性反转的信号Xvu、Xwv、Xuw。第一信号生成部521从线间电压指令值信号Xuv、信号Xuw和零信号生成第一信号Xu’，从线间电压指令值信号Xvw、信号Xvu和零信号生成第一信号Xv’，从线间电压指令值信号Xwu、Xwv和零信号生成第一信号Xw’(参照图49)。
第一信号(NVS指令值信号)Xu’、Xv’、Xw’的波形如图49(c)所示。即，波形Xu’在模式1(-π/6≤θ≤π/2(＝3π/6))中成为波形Xuv，在模式2(π/2≤θ≤7π/6)中成为波形Xuw，在模式3(7π/6≤θ≤11π/6)中成为固定为“0”的波形。另外，波形Xv’在模式1中成为固定为“0”的波形，在模式2中成为波形Xvw，在模式3中成为波形Xvu。另外，波形Xw’在模式1中成为波形Xwv，在模式2中成为固定为“0”的波形，在模式3中成为波形Xwu。
第二信号生成部522生成第二信号Xu”、Xv”、Xw”。第二信号生成部522基于从反馈控制部51输入的相电压指令值信号Xu、Xv、Xw，生成第二信号Xu”、Xv”、Xw”，输出到信号组合部524。第二信号生成部522从相电压指令值信号Xu、Xv、Xw生成线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu，生成使它们的极性反转的信号Xvu、Xwv、Xuw。第二信号生成部522使用线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu和信号Xvu、Xwv、Xuw，生成第二信号Xu”、Xv”、Xw”。
图22是用于用矢量说明第二信号Xu”、Xv”、“Xw”的生成的考虑方法的图。图22中，与表示第一信号Xu’、Xv’、Xw’的生成的考虑方法的矢量图(参照图2)相同，表示中性点N、矢量Pu和正三角形T。除了图22(a)的左面的图以外，省略矢量Pv、Pw的记载。另外，各图中，在固定的顶点上标注空心圆。在图2所示的矢量图中将正三角形T的各顶点固定到原点，而在图22所示的矢量图中将正三角形T的各顶点固定到最大点。
该图(a)表示角度θ(矢量Pu与X轴所成角度)从π/6到5π/6变化时的状态。π/6≤θ≤5π/6时，U相的电位固定为B。将该状态作为“模式1’”。模式1’通过正三角形T的顶点u固定到最大点，以顶点u为中心，正三角形T沿着逆时针旋转(是图中表示的虚线箭头的方向，以下也相同。)旋转2π/3来表示。左面的图表示θ＝π/6时的情况，中央的图表示θ＝π/2(＝3π/6)时的情况，右面的图表示θ＝5π/6时的情况。当θ＝5π/6时，V相的电位固定为B。右面的图表示被固定的相从U相变化为V相，表示正三角形T以使顶点v与最大点一致的方式移动，中性点N位移。
该图(b)表示角度θ从5π/6到3π/2(＝9π/6)变化时的状态。5π/6≤θ≤3π/2时，V相的电位固定为B。将该状态作为“模式2’”。模式2’通过正三角形T的顶点v固定到最大点，以顶点v为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转2π/3来表示。左面的图表示θ＝5π/6时的情况，中央的图表示θ＝7π/6时的情况，右面的图表示θ＝3π/2(＝9π/6)时的情况。左面的图是与该图(a)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝3π/2时，W相的电位固定为B。右面的图表示被固定的相从V相变化为W相，表示正三角形T以使顶点w与最大点一致的方式移动，中性点N位移。
该图(c)表示角度θ从3π/2(＝9π/6)到13π/6(＝π/6)变化时的状态。3π/2≤θ≤13π/6时，W相的电位固定为B。将该状态作为“模式3’”。模式3’通过正三角形T的顶点w固定到最大点，以顶点w为中心，正三角形T沿着逆时针方向旋转2π/3来表示。左面的图表示θ＝3π/2(＝9π/6)时的情况，中央的图表示θ＝11π/6时的情况，右面的图表示θ＝13π/6时的情况。左面的图是与该图(b)的右面的图的中性点位移后相同的图。当θ＝13π/6时，U相的电位固定为B。右面的图表示被固定的相从W相变化到U相，表示正三角形T以使顶点u与原点一致的方式移动，中性点N位移。该位移后的图与该图(a)的左面的图相同。以后，反复进行模式1’～3’。
在图22所示的矢量图中，各相的相电压用正三角形T的各顶点的Y坐标表示。在模式1’中，由于顶点u固定到最大点，所以U相的相电压成为B(参照该图(a))。因此，在模式1’中，可以将U相的第二信号Xu”取为值是B的信号。
在模式2’中，由于顶点v固定到最大点，所以从顶点v向顶点u的矢量Puv在Y轴上的正投影加上B的值成为U相的相电压(参照该图(b))。因此，在模式2’中，可以将U相的第二信号Xu”取为线间电压指令值信号Xuv加上B的值。在模式3’中，由于顶点w固定到最大点，所以从顶点w向顶点u的矢量Puw在Y轴上的正投影加上B的值成为U相的相电压(参照该图(c))。因此，在模式3’中，可以将U相的第二信号Xu”取为信号Xuw(＝-Xwu)加上B的值。
同样，可以将V相的第二信号Xv”在模式1’中取为信号Xvu加上B的值，在模式2’中取为值是B的信号，在模式3’中取为线间电压指令值信号Xvw加上B的值。另外，可以将W相的第二信号Xw”在模式1’中取为线间电压指令值信号Xwu加上B的值，在模式2’中取为信号Xwv加上B的值，在模式3’中取为值是B的信号。
图23是用于说明第二信号Xu”、Xv”、Xw”的波形的图。
由于图23(a)所示的波形Xuv、Xvw、Xwu与图49(a)所示的波形Xuv、Xvw、Xwu相同，图23(b)所示的波形Xvu、Xwv、Xuw与图49(b)所示的波形Xvu、Xwv、Xuw相同，所以省略说明。在图23中也以相电压指令值信号Xu的相位为基准进行记载。
图23(c)所示的波形Xu”、Xv”、Xw”分别是第二信号Xu”、Xv”、Xw”的波形。如在图22中说明过的那样，分为模式1’～3’生成第二信号Xu”、Xv”、Xw”。在该图(c)中，表示B＝2时的各波形。
U相的第二信号Xu”对线间电压指令值信号Xuv加上“2”的信号、信号Xuw加上“2”的信号和值是“2”的信号进行切换而生成。波形Xu”在模式1’(π/6≤θ≤5π/6)中成为固定为“2”的波形，在模式2’(5π/6≤θ≤3π/2(＝9π/6))中成为使波形Xuv向上方移动了“2”的波形，在模式3’(3π/2≤θ≤13π/6)中成为使波形Xuw向上方移动了“2”的波形。另外，以相电压指令值信号Xu的相位作为θ。
同样，V相的第二信号Xv”对线间电压指令值信号Xvw加上“2”的信号、信号Xvu加上“2”的信号和值是“2”的信号进行切换而生成。波形Xv”在模式1’中成为使波形Xvu向上方移动了“2”的波形，在模式2’中成为固定为“2”的波形，在模式3’中成为使波形Xvw向上方移动了“2”的波形。
同样，W相的第二信号Xw”对线间电压指令值信号Xwu加上“2”的信号、信号Xwv加上“2”的信号和值是“2”的信号进行切换而生成。波形Xw”在模式1’中成为使波形Xwu向上方移动了“2”的波形，在模式2’中成为使波形Xwv向上方移动了“2”的波形，在模式3’中成为固定为“2”的波形。
返回到图21，标志信号生成部523生成用于切换第一信号和第二信号的标志信号fg。标志信号fg是在规定的期间切换“0”(低电平)和“1”(高电平)的信号。在本实施形态中，标志信号fg的周期取为第一信号Xu’、Xv’、Xw’和第二信号Xu”、Xv”、Xw”的周期的2倍的周期(1/2的频率)，为“0”的期间和为“1”的期间取为相同。
信号组合部524将从第一信号生成部521输入的第一信号Xu’、Xv’、Xw’和从第二信号生成部522输入的第二信号Xu”、Xv”、Xw”组合，生成指令值信号Xu5、Xv5、Xw5。信号组合部524基于从标志信号生成部523输入的标志信号fg，切换第一信号Xu’、Xv’、Xw’和第二信号Xu”、Xv”、Xw”。即，信号组合部524在标志信号fg是“1”的期间，输出第二信号Xu”、Xv”、Xw”，在标志信号fg是“0”的期间，输出第一信号Xu’、Xv’、Xw’。从信号组合部524输出的信号作为指令值信号Xu5、Xv5、Xw5输出到PWM信号生成部53。
图24是用于说明指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形的图。
该图(a)所示的波形fg表示标志信号fg的波形。标志信号fg的周期取为第一信号Xu’、Xv’、Xw’和第二信号Xu”、Xv”、Xw”的周期的2倍的周期。第一信号Xu’的周期由于与相电压指令值信号Xu的周期(以下，将该周期记为“T”。另外，由于使周期T与系统电压的周期一致，所以例如T＝1/60[s]。)一致，所以标志信号fg的周期是周期T的2倍的周期(2T)。另外，在本实施形态中，以相电压指令值信号Xu的相位θ为基准，当θ＝0时，将标志信号fg切换为“1”。因此，标志信号fg当θ＝2π时切换为“0”，当θ＝4π时切换为“1”。
该图(b)所示的波形Xu5是U相的指令值信号Xu5的波形。在(0≤θ≤2π)的期间，由于标志信号fg是“1”，所以指令值信号Xu5成为第二信号Xu”，在(2π≤θ≤4π)的期间，由于标志信号fg是“0”，所以指令值信号Xu5成为第一信号Xu’。因此，波形Xu5在(0≤θ≤2π)的期间成为波形Xu”(参照图23(c))，在(2π≤θ≤4π)的期间成为波形Xu’(参照图49(c))。
同样，V相的指令值信号Xv5的波形Xv5在0≤θ≤2π的期间成为波形Xv”，在2π≤θ≤4π的期间成为波形Xv’。另外，W相的指令值信号Xw5的波形Xw5在0≤θ≤2π的期间成为波形Xw”，在2π≤θ≤4π的期间成为波形Xw’。
指令值信号Xu5与Xv5的差分信号在0≤θ≤2π的期间是第二信号Xu”与Xv”的差分信号，在2π≤θ≤4π的期间是第一信号Xu’与Xv’的差分信号。第二信号Xu”与Xv”的差分信号，与线间电压指令值信号Xuv(参照图23(a))一致。另外，第一信号Xu’与Xv’的差分信号，也与线间电压指令值信号Xuv(参照图49(a))一致。因此，指令值信号Xu5与Xv5的差分信号，与线间电压指令值信号Xuv一致。同样，指令值信号Xv5与Xw5的差分信号，与线间电压指令值信号Xvw一致，指令值信号Xw5与Xu5的差分信号，与线间电压指令值信号Xwu一致。因此，系统互联逆变器系统A输出的作为相电压信号Vu4与Vv4的差分信号的线间电压信号Vuv、作为Vv4与Vw4的差分信号的线间电压信号Vvw、作为Vw4与Vu4的差分信号的线间电压信号Vwu的波形，与图23(a)和图49(a)所示的波形Xuv、Xvw、Xwu相同。即，由于线间电压信号Vuv、Vvw、Vwu是三相平衡的正弦波信号，所以能够与系统B的系统电压同步。因此，能够将系统互联逆变器系统A输出的交流电力供给到系统B。
图25是用于说明在第五实施方式的指令值信号生成部52’中进行的指令值信号生成处理的流程图。指令值信号生成处理在规定的时刻执行。
首先，取得线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu和标记信号fg(S101)。接着，判别fg是否是“0”(S102)。在fg是“0”的情况下(步骤S102：“是”)，进入到步骤S103，进行生成第一信号Xu’、Xv’、Xw’的处理(S103～S114)。另一方面，在fg不是“0”的情况下(S102：“否”)，即在fg是“1”的情况下，进入到步骤S115，进行生成第二信号Xu”、Xv”、Xw”的处理(S115～S126)。
步骤S103～S105和步骤S115～S117分别与第一实施方式的指令值信号生成处理的流程图(参照图8)的步骤S2～S4相同。即在这些步骤中，判定线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu中绝对值最大的信号。
在步骤S102中判定为fg是“0”，Xuv的绝对值是最大的情况下(S102：“是”，S103：“是”，S104：“是”)，判定Xuv是否是正的值(S106)。在Xuv是正的值的情况下(S106：“是”)，将指令值信号Xu5取为Xuv，将指令值信号Xv5取为“0”，将指令值信号Xw5取为Xvw的负值(S109)。另一方面，在Xuv为“0”以下的情况下(S106：“否”)，将Xu5取为“0”，将Xv5取为Xuv的负值，将Xw5取为Xwu(S110)。
在步骤S102中判定为fg是“0”，Xwu的绝对值最大的情况下(S102：“是”，从S103：“是”到S104：“否”，或者，从S103：“否”到S105：“否”)，判别Xwu是否是正的值(S107)。在Xwu是正的值的情况下(S107：“是”)，将Xu5取为“0”，将Xv5取为Xuv的负值，将Xw5取为Xwu(S111)。另一方面，在Xwu为“0”以下的情况下(S107：“否”)，将Xu5取为Xwu的负值，将Xv5取为Xvw，将Xw5取为“0”(S112)。
在步骤S102中判定为fg是“0”，Xvw的绝对值最大的情况下(S102：“是”，S103：“否”，S105：“是”)，判别Xvw是否是正的值(S108)。在Xvw是正的值的情况下(S108：“是”)，将Xu5取为Xwu的负值，将Xv5取为Xvw，将Xw5取为“0”(S113)。另一方面，在Xvw为“0”以下的情况下(S108：“否”)，将Xu5取为Xuv，将Xv5取为“0”，将Xw5取为Xvw的负值(S114)。
在步骤S102中判定为fg是“1”，Xuv的绝对值最大的情况下(S102：“否”，S115：“是”，S116：“是”)，判别Xuv是否是正的值(S118)。在Xuv是正的值的情况下(S118：“是”)，将Xu5取为“2”，将Xv5取为从“2”减去Xuv的值，将Xw5取为“2”加上Xwu的值(S121)。另一方面，在Xuv为“0”以下的情况下(S118：“否”)，将Xu5取为“2”加上Xuv的值，将Xv5取为“2”，将Xw5取为从“2”减去Xvw的值(S122)。
在步骤S102中判定为fg是“1”，Xwu的绝对值最大的情况下(S102：“否”，从S115：“是”到S116：“否”，或者，从S115：“否”到S117：“否”)，判别Xwu是否是正的值(S119)。在Xwu是正的值的情况下(S119：“是”)，将Xu5取为从“2”减去Xwu的值，将Xv5取为“2”加上Xvw的值，将Xw5取为“2”(S123)。另一方面，在Xwu为“0”以下的情况下(S119：“否”)，将Xu5取为“2”，将Xv5取为从“2”减去Xuv的值，将Xw5取为“2”加上Xwu的值(S124)。
在步骤S102中判定为fg是“1”，Xvw的绝对值最大的情况下(S102：“否”，S115：“否”，S117：“是”)，判别Xvw是否是正的值(S120)。在Xvw是正的值的情况下(S120：“是”)，将Xu5取为“2”加上Xuv的值，将Xv5取为“2”，将Xw5取为从“2”减去Xvw的值(S125)。另一方面，在Xvw为“0”以下的情况下(S120：“否”)，将Xu5取为从“2”减去Xwu的值，将Xv5取为“2”加上Xvw的值，将Xw5取为“2”(S126)。
即，在指令值信号生成处理中，判定fg是“0”还是“1”，判定线间电压指令值信号Xuv、Xvw、Xwu中绝对值最大的信号，判定绝对值成为最大的线间电压指令值信号的正负，根据其判定结果决定指令值信号Xu5、Xv5、Xw5。即，判定是图2所示的矢量图的模式1～3和图22所示的矢量图的模式1’～3’中的哪一种状态，决定各相的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5以使与所判定的模式的矢量图相对应。
在图2(a)所示的模式1的状态中的从左面的图到中央的图的期间(以下，记为“前半部分”。)的情况下，矢量Pvw在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Pvw的Y坐标成为负的值。即，线间电压指令值信号Xvw的绝对值成为最大，线间电压指令值信号Xvw成为负的值(图25中，S108：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为矢量Puv的Y坐标的值、“0”、矢量Pvw的Y坐标的负值。因此，将Xu5取为Xuv，将Xv5取为“0”、将Xw5取为Xvw的负值(图25中的S114)。
在图2(a)所示的模式1的状态中的从中央的图到右面的图的期间(以下，记为“后半部分”。)的情况下，矢量Puv在Y轴上的正投影的长度成为最大，矢量Puv的Y坐标成为正的值。即，线间电压指令值信号Xuv的绝对值成为最大，线间电压指令值信号Xuv成为正的值(图25中，S106：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标也分别成为矢量Puv的Y坐标的值、“0”、矢量Pvw的Y坐标的负值。因此，将Xu5取为Xuv，将Xv5取为“0”、将Xw5取为Xvw的负值(图25中的S109)。
在图2(b)所示的模式2的状态中的前半部分的情况下，矢量Pwu在Y轴上的正投影的长度为最大，矢量Pwu的Y坐标成为负的值。即，线间电压指令值信号Xwu的绝对值成为最大，线间电压指令值信号Xwu成为负的值(图25中，S107：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为矢量Pwu的Y坐标的负值、矢量Pvw的Y坐标的值、“0”。因此，将Xu5取为Xwu的负值，将Xv5取为Xvw，将Xw5取为“0”(图25中的S112)。
在图2(b)所示的模式2的状态中的后半部分的情况下，矢量Pvw在Y轴上的正投影的长度为最大，矢量Pvw的Y坐标成为正的值。即，线间电压指令值信号Xvw的绝对值成为最大，线间电压指令值信号Xvw成为正的值(图25中，S108：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为矢量Pwu的Y坐标的负值、矢量Pvw的Y坐标的值、“0”。因此，将Xu5取为Xwu的负值，将Xv5取为Xvw，将Xw5取为“0”(图25中的S113)。
在图2(c)所示的模式3的状态中的前半部分的情况下，矢量Puv在Y轴上的正投影的长度为最大，矢量Puv的Y坐标成为负的值。即，线间电压指令值信号Xuv的绝对值成为最大，线间电压指令值信号Xuv成为负的值(图25中，S106：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“0”、矢量Puv的Y坐标的负值、矢量Pwu的Y坐标的值。因此，将Xu5取为“0”，将Xv5取为Xuv的负值，将Xw5取为Xwu的值(图25中的S110)。
在图2(c)所示的模式3的状态中的后半部分的情况下，矢量Pwu在Y轴上的正投影的长度为最大，矢量Pwu的Y坐标成为正的值。即，线间电压指令值信号Xwu的绝对值成为最大，线间电压指令值信号Xwu成为正的值(图25中，S107：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标也分别成为“0”、矢量Puv的Y坐标的负值、矢量Pwu的Y坐标的值。因此，将Xu5取为“0”，将Xv5取为Xuv的负值，将Xw5取为Xwu的值(图25中的S111)。
在图22(a)所示的模式1’的状态中的前半部分的情况下，矢量Puv在Y轴上的正投影的长度为最大，矢量Puv的Y坐标成为正的值。即，线间电压指令值信号Xuv的绝对值成为最大，线间电压指令值信号Xuv成为正的值(图25中，S118：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“2”、从“2”减去矢量Puv的Y坐标的值、“2”加上矢量Pwu的Y坐标的值。因此，将Xu5取为“2”，将Xv5取为从“2”减去Xuv的值，将Xw5取为“2”加上Xwu的值(图25中的S121)。
在图22(a)所示的模式1’的状态中的后半部分的情况下，矢量Pwu在Y轴上的正投影的长度为最大，矢量Pwu的Y坐标成为负的值。即，线间电压指令值信号Xwu的绝对值成为最大，线间电压指令值信号Xwu成为负的值(图25中，S119：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标也分别成为“2”、从“2”减去矢量Puv的Y坐标的值、“2”加上矢量Pwu的Y坐标的值。因此，将Xu5取为“2”，将Xv5取为从“2”减去Xuv的值，将Xw5取为“2”加上Xwu的值(图25中的S124)。
在图22(b)所示的模式2’的状态中的前半部分的情况下，矢量Pvw在Y轴上的正投影的长度为最大，矢量Pvw的Y坐标成为正的值。即，线间电压指令值信号Xvw的绝对值成为最大，线间电压指令值信号Xvw成为正的值(图25中，S120：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为“2”加上矢量Puv的Y坐标的值、“2”、从“2”减去矢量Pvw的Y坐标的值。因此，将Xu5取为“2”加上Xuv的值，将Xv5取为“2”，将Xw5取为从“2”减去Xvw的值(图25中的S125)。
在图22(b)所示的模式2’的状态中的后半部分的情况下，矢量Puv在Y轴上的正投影的长度为最大，矢量Puv的Y坐标成为负的值。即，线间电压指令值信号Xuv的绝对值成为最大，线间电压指令值信号Xuv成为负的值(图25中，S118：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标也分别成为“2”加上矢量Puv的Y坐标的值、“2”、从“2”减去矢量Pvw的Y坐标的值。因此，将Xu5取为“2”加上Xuv的值，将Xv5取为“2”，将Xw5取为从“2”减去Xvw的值(图25中的S122)。
在图22(c)所示的模式3’的状态中的前半部分的情况下，矢量Pwu在Y轴上的正投影的长度为最大，矢量Pwu的Y坐标成为正的值。即，线间电压指令值信号Xwu的绝对值成为最大，线间电压指令值信号Xwu成为正的值(图25中，S119：“是”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标分别成为从“2”减去矢量Pwu的Y坐标的值、“2”加上矢量Pvw的Y坐标的值、“2”。因此，将Xu5取为从“2”减去Xwu的值，将Xv5取为“2”加上Xvw的值，将Xw5取为“2”(图25中的S123)。
在图22(c)所示的模式3’的状态中的后半部分的情况下，矢量Pvw在Y轴上的正投影的长度为最大，矢量Pvw的Y坐标成为负的值。即，线间电压指令值信号Xvw的绝对值成为最大，线间电压指令值信号Xvw成为负的值(图25中，S120：“否”)。此时，顶点u、v、w的Y坐标也分别成为从“2”减去矢量Pwu的Y坐标的值、“2”加上矢量Pvw的Y坐标的值、“2”。因此，将Xu5取为从“2”减去Xwu的值，将Xv5取为“2”加上Xvw的值，将Xw5取为“2”(图25中的S126)。
由指令值信号生成处理生成的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形成为图24(b)所示的波形Xu5、Xv5、Xw5。即，在模式1’中，由于在图25的流程图中进入到步骤S121或者S124，所以波形Xu5成为固定为“2”的波形，波形Xv5成为使波形Xvu(参照图23(b))向上方移动了“2”的波形，波形Xw5成为使波形Xwu(参照图23(a))向上方移动了“2”的波形。另外，在模式2’中，由于在图25的流程图中进入到步骤S122或者S125，所以波形Xu5成为使波形Xuv向上方移动了“2”的波形，波形Xv5成为固定为“2”的波形，波形Xw5成为使波形Xwv向上方移动了“2”的波形。在模式3’中，由于在图25的流程图中进入到步骤S123或者S126，所以波形Xu5成为使波形Xuw向上方移动了“2”的波形，波形Xv5成为使波形Xvw向上方移动了“2”的波形，波形Xw5成为固定为“2”的波形。在模式1中，由于在图25的流程图中进入到步骤S109或者步骤S114，所以波形Xu5成为波形Xuv(参照图49(a))，波形Xv5成为固定为“0”的波形，波形Xw5成为波形Xwv(参照图49(b))。在模式2中，由于在图25的流程图中进入到步骤S112或者步骤S113，所以波形Xu5成为波形Xuw，波形Xv5成为波形Xvw，波形Xw5成为固定为“0”的波形。在模式3中，由于在图25的流程图中进入到步骤S110或者步骤S111，所以波形Xu5成为固定为“0”的波形，波形Xv5成为波形Xvu，波形Xw5成为波形Xwu。
另外，图25所示的流程图是指令值信号生成处理的1个例子，并不限于该例。
如图24(b)所示，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5成为周期性的信号，在规定的期间固定为“0”，在其它的规定期间固定为“2”。因此，通过将指令值信号Xu5、Xv5、Xw5与载波信号进行比较而生成的PWM信号，在指令值信号Xu5、Xv5、Xw5固定为“0”或者“2”的期间持续低电平或者高电平。在这些期间由于开关元件的开关动作停止，所以能够减少开关动作次数，能够降低开关损耗。另外，由于PWM信号具有低电平下的持续期间和高电平下的持续期间两者，所以产生正极侧的开关元件的导通状态持续的期间和负极侧的开关元件的导通状态持续的期间。因此，与仅是正极侧的开关元件和负极侧的开关元件的某一方持续导通状态的情况相比，能够减小正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态的时间之差。由此，能够抑制在正极侧的开关元件和负极侧的开关元件中劣化进行的不平衡。另外，能够缓解冷却部件的设计变得复杂的情况。
在第五实施方式中也与第一实施方式相同，不限定指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的上限值和上限值。例如，也可以使下限值为“-1”，上限值为“1”那样生成指令值信号Xu5、Xv5、Xw5。在这种情况下，在PWM信号生成部53中使用的载波信号的下限值和上限值也需要设定与指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的下限值和上限值相对应的值。
在上述第五实施方式中，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的固定为“0”的期间和固定为“2”的期间的每一个都成为1个周期的1/6的期间。因此，正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态的时间相同。但是，根据标志信号fg的周期、占空比(作为高电平的期间相对于周期的比例)和相位(切换为“1”的时刻)不同，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的固定为“0”的期间和固定为“2”的期间不同。
图26～图30是用于说明指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的模拟结果的图。在图26～图28中，表示固定标志信号fg的占空比和相位，使周期变化时的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形和标志信号fg的波形。
图26(a)表示标志信号fg的周期是2T(＝1/30[s]：频率30Hz)时的波形，该图(b)表示标志信号fg的周期是T(＝1/60[s]：频率60Hz)时的波形，该图(c)表示标志信号fg的周期是0.5T(＝1/120[s]：频率120Hz)时的波形。使标志信号fg的相位与相电压指令值信号Xu的相位θ一致(即，θ＝0时，将标志信号fg切换为“1”。)。另外，将标志信号fg的占空比取为“0.5”。
图26(a)所示的波形由于依据与图24时相同的条件，所以与图24所示的波形一致。
图26(b)所示的波形由于将标志信号fg的周期取为图26(a)时的一半，所以成为将图23(c)的波形的0≤θ≤π期间的部分和图49(c)的波形的π≤θ≤2π/期间的部分组合而成的波形。在这种情况下，如果与图26(a)的波形进行比较，则指令值信号Xu5的固定为“0”的期间和固定为“2”的期间变长，指令值信号Xv5、Xw5的固定为“0”的期间和固定为“2”的期间变短。但是，各指令值信号Xu5、Xv5、Xw5中的固定为“0”的期间和固定为“2”的期间相同。在这种情况下，正极侧的开关元件成为导通状态的时间和负极侧的开关元件成为导通状态的时间变得相同。但是，在U相的开关元件和V相和W相的开关元件中，开关动作停止的时间不同。
图26(c)所示的波形由于将标志信号fg的周期取为图26(a)时的1/4，所以成为将图23(c)的波形的0≤θ≤π/2期间的部分、图49(c)的波形的π/2≤θ≤π期间的部分、图23(c)的波形的π≤θ≤3π/2期间的部分和图49(c)的波形的3π/2≤θ≤2π期间的部分组合而成的波形。在这种情况下，指令值信号Xu5的固定为“0”的期间和固定为“2”的期间相同，但是指令值信号Xv5、Xw5的固定为“0”的期间和固定为“2”的期间不同。在这种情况下，在V相和W相中，正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态的时间虽然不相同，但是与仅正极侧的开关元件和负极侧的开关元件的某一方持续导通状态的情况相比，能够减小正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态的时间之差。
图27是使标志信号fg的周期比图26(a)的情况(图24的情况)大的情况。图27(a)表示标志信号fg的周期是3T(＝1/20[s]：频率20Hz)时的波形，该图(b)表示标志信号fg的周期是4T(＝1/15[s]：频率15Hz)时的波形。使标志信号fg的相位与相电压指令值信号Xu的相位θ一致(即，θ＝0时，将标志信号fg切换为“1”。)。另外，将标志信号fg的占空比取为“0.5”。
图27(a)所示的波形由于将标志信号fg的周期取为图26(a)时的1.5倍，所以成为将图23(c)的波形的0≤θ≤3π期间的部分和图49(c)的波形的π≤θ≤3π期间的部分组合而成的波形。在这种情况下，各指令值信号Xu5、Xv5、Xw5中的固定为“0”的期间和固定为“2”的期间相同。在这种情况下，正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态的时间也变得相同。但是，在U相的开关元件和V相和W相的开关元件中，开关动作停止的时间不同。
图27(b)所示的波形由于将标志信号fg的周期取为图26(a)时的2倍，所以成为将图23(c)的波形的π≤θ≤4π的期间部分和图49(c)的波形的0≤θ≤4π期间的部分组合而成的波形。在这种情况下，如果与图26(a)的波形进行比较，则指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的固定为“0”的期间和固定为“2”的期间都成为1个周期的1/6的期间。因此，正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态的时间成为相同。
如图26和图27所示，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形成为分别相互不同的波形。特别是，在周期是T的情况(参照图26(b))等中，各波形的差异显著。在指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形分别不同的情况下，当生成PWM信号时，产生由所插入的死时间(deadtime，无信号时间)引起的误差电压的影响根据各相而不同的情况。为了消除该问题，可以使指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形相同。
图28是用于说明指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形成为相同时的图。在该图中，使标志信号fg的相位与相电压指令值信号Xu的相位θ一致。另外，将标志信号fg的占空比取为“0.5”。
在标志信号fg的周期是4T/3(＝1/45[s]：频率45Hz)时，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形成为相同的波形。图28(a)表示标志信号fg的周期是4T/3时的波形。该波形成为将图23(c)的波形的0≤θ≤4π/3期间的部分、图49(c)的波形的4π/3≤θ≤8π/3期间的部分、图23(c)的波形的2π/3≤θ≤2π期间的部分、图49(c)的波形的0≤θ≤4π/3期间的部分、图23(c)的波形的4π/3≤θ≤8π/3期间的部分和图49(c)的波形的2π/3≤θ≤2π期间的部分组合而成的波形。在这种情况下，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形成为相同的波形。标志信号fg的频率是3/4T(45Hz)的倍数的情况下(即，3/2T(90Hz)、9/4T(135Hz)、3/T(180Hz)等)，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形也成为相同的波形。图28(b)表示标志信号fg的频率是3/2T时的波形，该图(c)表示标志信号fg的频率是3/T时的波形。
在标志信号fg的频率是3/T，占空比是“0.5”的情况下，使标志信号fg的相位变化时，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形发生变化，在规定的情况下成为特定的波形。
图29中表示将标志信号fg的频率固定为3/T(周期是T/3)，将占空比固定为“0.5”，使标志信号fg的相位变化时的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形。
该图(a)是使标志信号fg的相位滞后了π/6时(θ＝π/6时，将标志信号fg切换为“1”的情况)的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形。在这种情况下，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形成为与第二实施方式中的指令值信号Xu2、Xv2、Xw2的波形(参照图13)相同的波形。该图(b)是使标志信号fg的相位滞后了π/3时(θ＝π/3时，将标志信号fg切换为“1”的情况)的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形。在这种情况下，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形成为与第三实施方式中的指令值信号Xu3、Xv3、Xw3的波形(参照图16)相同的波形。该图(c)是使标志信号fg的相位滞后了π/2时(θ＝π/2时，将标志信号fg切换为“1”的情况)的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形。在这种情况下，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形成为与第一实施方式中的指令值信号Xu1、Xv1、Xw1的波形(参照图4)相同的波形。即，第一～第三实施方式的各指令值信号是第五实施方式的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5中的特定条件(标志信号fg的周期是相电压指令值信号Xu的周期的1/3，占空比是“0.5”，使相位比相电压指令值信号Xu的相位滞后π/6、π/3、π/2)时的信号。另外，由于以相电压指令值信号Xu的相位θ基准，所以滞后π/6、π/3、π/2，而在以标志信号fg的周期为基准情况下，成为使标志信号的相位滞后π/2、π、3π/2。另外，图28(c)所示的波形是没有改变标志信号fg的相位时(θ＝0时，将标志信号fg切换为“1”的情况)的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形，成为与第四实施方式中的指令值信号Xu4、Xv4、Xw4的波形(参照图20)相同的波形。
另外，标志信号fg的周期(频率)不限定于上述的值。在占空比是“0.5”的情况下，虽然根据标志信号fg的周期不同，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形不同，但是产生固定为“2”的期间和固定为“0”的期间。因此，由于产生正极侧的开关元件持续导通状态的时间和负极侧的开关元件持续导通状态的时间，所以与仅正极侧的开关元件和负极侧的开关元件中的某一方持续导通状态的情况相比，能够减小正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态的时间之差。
在占空比是“0.5”，将标志信号fg的周期取为nT(n是自然数)的情况下，即，取为相电压指令值信号Xu的周期T的倍数的周期的情况下，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5中的固定为“0”的期间与固定为“2”的期间相同，正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态的时间相同。另外，在占空比是“0.5”，将标志信号fg的周期取为2nT(n是自然数)的情况下，即，取为相电压指令值信号Xu的周期的偶数倍的周期的情况下，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的固定为“0”的期间和固定为“2”的期间的都为1个周期的1/6的期间。在这种情况下，正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态的时间相同，而且，U相、V相、W相的开关元件成为导通状态的时间相同。
根据标志信号fg的相位不同，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形不同，而在占空比是“0.5”的情况下，产生固定为“2”的期间和固定为“0”的期间。因此，由于产生正极侧的开关元件持续导通状态的期间和负极侧的开关元件持续导通状态的期间，所以与仅正极侧的开关元件和负极侧的开关元件中的某一方持续导通状态的情况相比，能够减小正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态的时间之差。
以上说明了将标志信号fg的占空比取为“0.5”的情况，但不限于这种情况。根据标志信号fg的占空比不同，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的固定为“0”的期间与固定为“2”的期间不同。
图30中表示固定标志信号fg的周期和相位而使占空比变化时的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形和标志信号fg的波形。该图(a)表示标志信号fg的占空比是“0.45”时的波形，该图(b)表示标志信号fg的占空比是“0.5”时的波形，该图(c)表示标志信号fg的占空比是“0.55”时的波形。使标志信号fg的相位与相电压指令值信号Xu的相位θ一致。另外，标志信号fg的周期取为2T(＝1/30[s]：频率30Hz)。
图30(b)所示的波形由于依据与图24的情况相同的条件，所以与图24所示的波形一致。
图30(a)所示的波形是比图30(b)的情况减小了标志信号fg的占空比的情况，成为将图23(c)的波形的0≤θ≤1.8π(＝4π·0.45)期间的部分和图49(c)的波形的1.8π≤θ≤4π期间的部分组合而成的波形。在这种情况下，如果与图30(b)的波形进行比较，则指令值信号Xu5、Xv5的固定为“0”的期间变长，指令值信号Xw5的固定为“2”的期间变短。因此，各指令值信号Xu5、Xv5、Xw5中的固定为“0”的期间比固定为“2”的期间长。在这种情况下，虽然正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态时间不相等，但是与仅正极侧的开关元件和负极侧的开关元件中的某一方持续导通状态的情况相比，能够减小正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态的时间之差。
图30(c)所示的波形是比图30(b)的情况加大了标志信号fg的占空比的情况，成为将图23(c)的波形的0≤θ≤2.2π(＝4π·0.55)期间的部分和图49(c)的波形的2.2π≤θ≤4π期间的部分组合而成的波形。在这种情况下，如果与图30(b)的波形进行比较，则指令值信号Xu5、Xw5的固定为“2”的期间变长，指令值信号Xv5的固定为“0”的期间变短。因此，各指令值信号Xu5、Xv5、Xw5中的固定为“0”的期间比固定为“2”的期间短。在这种情况下，虽然正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态时间不相等，但是与仅正极侧的开关元件和负极侧的开关元件中的某一方持续导通状态的情况相比，能够减小正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态的时间之差。
另外，标志信号fg的占空比不限于上述的值。根据标志信号fg的占空比不同，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形不同。占空比越小，各指令值信号Xu5、Xv5、Xw5中的固定为“0”的期间与固定为“2”的期间相比越变长，如果占空比过小，则不产生固定为“2”的期间。另外，占空比越大，各指令值信号Xu5、Xv5、Xw5中的固定为“0”的期间与固定为“2”的期间相比越缩短，如果占空比过大，则不产生固定为“0”的期间。因此，标志信号fg的占空比越接近“0.5”越好，优选是“0.5”。
在上述第一～五实施形态中，说明了控制系统互联逆变器系统的逆变器电路的控制电路，但不限于这种情况。本发明也能够适用于控制其它系统的逆变器电路的控制电路。另外，本发明除了将直流电力转换为交流电力的逆变器电路的控制电路以外也能够适用。例如，在将交流电力转换为直流电力的转换器电路等使用三相交流电力的电力转换电路的控制电路中也能够适用。在这些控制电路中应用了本发明的情况下，也能够使开关元件的开关动作周期性地停止，降低开关损耗，而且，能够发挥在正极侧的开关元件和负极侧的开关元件中使成为导通状态的时间相同的效果。
如上所述，通过变更标志信号fg的周期、占空比、相位，能够使第五实施方式的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形变化。另外，在标志信号fg是“1”的期间，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的某一个固定为“2”，在标志信号fg是“0”的期间，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的某一个固定为“0”。因此，根据标志信号fg的周期，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的某一个固定为“2”的期间和固定为“0”的期间的长度发生变化。另外，根据标志信号fg的占空比，固定为“2”的期间与固定为“0”的期间的长度之比发生变化。利用这一点，通过使标志信号fg的周期和占空比变化，能够控制多电平逆变器中的中间电位。以下，作为第六实施方式，说明在多电平逆变器中使用指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形的情况。
第六实施方式的系统互联逆变器系统相对于上述第一～五实施形态的系统互联逆变器系统A，逆变器电路的结构不同。另外，根据逆变器电路的结构的不同，控制电路的结构也不同。
图31是用于说明第六实施方式的逆变器电路的内部结构的电路图。该图中，在与图6所示的逆变器电路2相同或者类似的元素上标注相同的符号。
图31所示的逆变器电路2’是3电平逆变器电路，在构成为输出相电压能够成为直流电源1的负极电位的“0”、正极电位的“E”、它们的中间电位的“(1/2)E”的3种之中的任一种电位这一点与图6所示的逆变器电路2不同。
逆变器电路2’具有12个开关元件S1～S12、12个环流二极管D1～D12和2个分压用电容器C1、C2。在本实施形态中，作为开关元件S1～S 12使用IGBT(Insulated GateBipolar Transistor：绝缘栅极双极晶体管)。另外，开关元件S1～S12不限定于IGBT，也可以是双极晶体管、MOSFET、反向阻断晶闸管等。另外，环流二极管D1～D12、分压用电容器C1、C2的种类也没有限定。
分压用电容器C1、C2是静电电容相同的电容器，对从直流电源1输入的直流电压进行分压。分压用电容器C1和分压用电容器C2在点O串联连接，在连接到直流电源1的正极上的点P与连接到负极上的点N之间并联连接。由于直流电源1的负极接地，所以点N的电位是“0”。如果设直流电源1的正极的电位，即点P的电位是“E”，则点O的电位成为点N的电位“0”与点P的电位“E”的中间电位“(1/2)E”。
在连接到点O的开关元件是导通状态的情况下，有时通过在点O与系统B之间流过电流，点O的电位过渡性地变化。即，点O的电位并不固定，而是发生变化的。如果点O的电位发生很大变化，则输出相电压的波形紊乱，有时不能适当地进行控制。在本实施形态中，设定标志信号fg的周期，以使点O的电位变化的振幅成为期望的值。另外，有时使点O的电位成为期望的的电位。在本实施形态中，设定标志信号fg的占空比，以使点O的电位变化的中心电位成为期望的值。
开关元件S1的发射极端子与开关元件S4的集电极端子连接，从而将开关元件S1与S4串联连接。开关元件S1的集电极端子连接到点P，开关元件S4的发射极端子连接到点N，形成桥形结构。同样，开关元件S2与S5串联连接，形成桥形结构，开关元件S3与S6串联连接，形成桥形结构。由于开关元件S1、S2、S3连接到直流电源1的正极侧，所以在不区别开关元件S1、S2、S3的情况下，有时记载为“正极侧开关Sp”。另一方面，由于开关元件S4、S5、S6连接到直流电源1的负极侧，所以在不区别开关元件S4、S5、S6的情况下，有时记载为“负极侧开关Sn”。在各开关元件S1～S6的基极端子分别输入从控制电路5’输出的PWM信号P(Pup、Pvp、Pwp、Pun、Pvn、Pwn)。另外，各PWM信号的详细情况在后面叙述。
将由开关元件S1和S4形成的桥形结构作为U相臂，将由开关元件S2和S5形成的桥形结构作为V相臂，将由开关元件S3和S6形成的桥形结构作为W相臂。在U相臂的开关元件S1与S4的连接点U连接有U相的输出线，在V相臂的开关元件S2与S5的连接点V连接有V相的输出线，在W相臂的开关元件S3与S6的连接点W连接有W相的输出线。
连接点U经由由开关元件S7和S8构成的中间侧开关，连接到点O。开关元件S7和S8彼此的集电极端子连接，串联连接。开关元件S7的发射极端子连接到点O，开关元件S8的发射极端子连接到点U。同样，连接点V经由由开关元件S9和S10构成的中间侧开关，连接到点O。开关元件S9和S10彼此的集电极端子连接，开关元件S9的发射极端子连接到点O，开关元件S10的发射极端子连接到点V。另外，连接点W经由由开关元件S11和S12构成的中间侧开关，连接到点O。开关元件S11和S12彼此的集电极端子连接，开关元件S11的发射极端子连接到点O，开关元件S12的发射极端子连接到点W。开关元件S7和S8在相同的时刻进行导通断开动作，导通状态时使点O与点U的连接导通，断开状态时使连接不导通。同样，开关元件S9和S10也在相同的时刻进行导通断开动作，导通状态时使点O与点V的连接导通，断开状态时使连接不导通。另外，开关元件S11和S12也在相同的时刻进行导通断开动作，导通状态时使点O与点W的连接导通，断开状态时使连接不导通。另外，在不区别各中间侧开关的情况下，有时记载为“中间侧开关So”。在开关元件S7和S8的基极端子、开关元件S9和S10的基极端子、开关元件S11和S12的基极端子分别输入从控制电路5’输出的PWM信号P(Puo、Pvo、Pwo)。
各开关元件S1～S12基于PWM信号P，切换导通状态和断开状态。在正极侧开关Sp是导通状态，负极侧开关Sn和中间侧开关So是断开状态的情况下，该相的输出线的电位成为点P的电位(即，直流电源1的正极侧的电位“E”)。在负极侧开关Sn是导通状态，正极侧开关Sp和中间侧开关So是断开状态的情况下，该相的输出线的电位是成为点N的电位(即，直流电源1的负极侧电位“0”)。另外，在中间侧开关So是导通状态，正极侧开关Sp和负极侧开关Sn是断开状态的情况下，该相的输出线的电位成为点O的电位(即，直流电源1的正极侧与负极侧的中间电位“(1/2)E”。由此，从各输出线输出的输出相电压成为直流电源1的正极侧的电位“E”、负极侧电位“0”、中间的电位“(1/2)E”的3电平的电位。另外，作为输出线之间的电压的输出线间电压成为5电平的电位。
环流二极管D1～D12分别反并联连接在开关元件S1～S12的集电极端子与发射极端子之间。即，环流二极管D1～D12的阳极端子分别连接到开关元件S1～S12的发射极端子，环流元件二极管D1～D12的阴极端子分别连接到开关元件S1～S12的集电极端子。环流二极管D1～D12是为了使由开关元件S1～S12的切换发生的反向电动势产生的反向高电压不会施加到开关元件S1～S12上。
在逆变器电路2’中，施加到各开关元件S1～S12上的电压成为“(1/2)E”。因此，与逆变器电路2(参照图6)相比较，能够降低各开关元件S1～S6的开关动作时的电力损失(以下，记为“开关损耗”。)。另外，由于用滤波器电路3(参照图5)去除的开关频率成分的振幅也成为一半，所以能够减小滤波器电路3的滤波器容量。因此，也能够降低由滤波器电路3产生的电力损失。进而，作为各开关元件S1～S12，能够使用耐压低的器件。
图32是用于说明第六实施方式的控制电路的内部结构的框图。该图中，在与图7所示的控制电路5相同或者类似的元素上标注相同的符号。
图32所示的控制电路5’在指令值信号生成部中设置有设定标志信号fg的周期和占空比的结构这一点，和PWM信号生成部生成用于输出到中间侧开关So的PWM信号这一点，与图7所示的控制电路5不同。
图33是用于说明第六实施方式的指令值信号生成部的内部结构的框图。该图中，在与图21所示的指令值信号生成部52’相同或者类似的元素上标注相同的符号。图33所示的指令值信号生成部52”在设置有周期设定部525和占空比设定部526这一点与指令值信号生成部52’不同。
周期设定部525设定标志信号fg的周期。根据标志信号fg的周期不同，逆变器电路2’的点O(参照图31)的电位变化的振幅不同。预先根据试验取得用于使该振幅成为期望的振幅的值，周期设定部525将该值设定为标志信号fg的周期。
占空比设定部526设定标志信号fg的占空比。根据标志信号fg的占空比，点O的电位变化的中心电位不同。预先通过试验取得用于使该中心电位成名期望的电位的值，占空比设定部526将该值设定为标志信号fg的占空比。
标志信号生成部523生成由周期设定部525设定的周期，由占空比设定部526设定的占空比的脉冲信号作为标志信号fg。
图34是用于说明第六实施方式的PWM信号生成部的内部结构的框图。该图中所示的PWM信号生成部53’根据在其内部生成的规定频率(例如，4kHz)的载波信号(例如三角波信号)、从指令值信号生成部52”输入的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5，生成PWM信号P，输出到逆变器电路2’。
指令值信号Xu5、Xv5、Xw5在上限值“2”与下限值“0”之间变化(参照图24(b))。PWM信号生成部53’生成将上限值取为指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的上限值“2”，将下限值取为指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的中间值(上限值“2”与下限值“0”的中间的值)“1”的载波信号(以下，记为“P侧载波信号”。)、将上限值取为指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的中间值“1”，将下限值取为指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的下限值“0”的载波信号(以下，记为“N侧载波信号”。)的2个载波信号。PWM信号生成部53’基于P侧载波信号和指令值信号Xu5、Xv5、Xw5，分别生成PWM信号Pup、Pvp、Pwp，基于N侧载波信号和指令值信号Xu、Xv5、Xw5，分别生成PWM信号Pun、Pvn、Pwn。
图35是用于说明从指令值信号Xu5、P侧载波信号和N侧载波信号生成PWM信号Pup、Pun的方法的图。该图中，指令值信号Xu5用波形X，P侧载波信号用波形Ca1，N侧载波信号用波形Ca2表示。
如该图(a)所示，P侧载波信号的波形Ca1是在“2”与“1”之间变化的三角波，N侧载波信号的波形Ca2是在“1”与“0”之间变化的三角波。将指令值信号Xu5的波形X与P侧载波信号的波形Ca1和N侧载波信号的波形Ca2进行比较，生成PWM信号Pup、Pun。另外，载波信号不限定于三角波信号，例如也可以是锯齿波等。
另外，PWM信号生成部53’从PWM信号Pup和PWM信号Pun生成PWM信号Puo，从PWM信号Pvp和PWM信号Pvn生成PWM信号Pvo，从PWM信号Pwp和PWM信号Pwn生成PWM信号Pwo。
如图34所示，PWM信号生成部53’具有第一比较部531、第二比较部532和NOR部533。
第一比较部531将从指令值信号生成部52”输入的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5与P侧载波信号进行比较，分别生成PWM信号Pup、Pvp、Pwp。
图35(b)是用于说明从指令值信号Xu5和P侧载波信号生成PWM信号Pup的方法的图。在该图(b)中用波形P1表示PWM信号Pup。第一比较部531生成在指令值信号Xu5为P侧载波信号以上的期间成为高电平，在指令值信号Xu5小于P侧载波信号的期间成为低电平的脉冲信号，作为PWM信号Pup。因此，在该图(b)中，在波形X为波形Ca1以上的期间，波形P1成为高电平，在波形X小于波形Ca1的期间，波形P1成为低电平。
从指令值信号Xv5和P侧载波信号生成PWM信号Pvp的方法，以及从指令值信号Xw5和P侧载波信号生成PWM信号Pwp的方法也相同。所生成的PWM信号Pup、Pvp、Pwp分别输入到逆变器电路2’的开关元件S1、S2、S3的基极端子。另外，PWM信号Pup、Pvp、Pwp也输入到NOR部533。
另外，PWM信号Pup、Pvp、Pwp也可以用指令值信号Xu5、Xv5、Xw5与P侧载波信号的比较的方法以外的方法生成。例如，在指令值信号Xu5、Xv5、Xw5中，从成为“1”以上的部分使用PWM保持法计算脉冲宽度，基于该脉冲宽度，也能够生成PWM信号Pup、Pvp、Pwp(参照日本特开2010-68630号公报)。
第二比较部532将从指令值信号生成部52”输入的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5与N侧载波信号进行比较，分别生成PWM信号Pun、Pvn、Pwn。
图35(c)是用于说明从指令值信号Xu5和N侧载波信号生成PWM信号Pun的方法的图。在该图(c)中，用波形P2表示PWM信号Pun。第二比较部532生成在指令值信号Xu5大于N侧载波信号的期间成为低电平，在指令值信号Xu5为N侧载波信号以下的期间成为高电平的脉冲信号，作为PWM信号Pun。因此，在该图(c)中，在波形X大于波形Ca2的期间，波形P2成为低电平，在波形X为波形Ca2以下的期间，波形P2成为高电平。
从指令值信号Xv5和N侧载波信号生成PWM信号Pvn的方法，以及从指令值信号Xw5和N侧载波信号生成PWM信号Pwn的方法也相同。所生成的PWM信号Pun、Pvn、Pwn分别输入到逆变器电路2’的开关元件S4、S5、S6的基极端子。另外，PWM信号Pun、Pvn、Pwn也输入到NOR部533。
另外，PWM信号Pun、Pvn、Pwn也可以用指令值信号Xu5、Xv5、Xw5与N侧载波信号的比较的方法以外的方法生成。例如，在指令值信号Xu5、Xv5、Xw5中，从成为不到“1”的部分使用PWM保持法计算脉冲宽度，基于该脉冲宽度，也能够生成PWM信号Pun、Pvn、Pwn。
NOR部533从第一比较部531输入PWM信号Pup、Pvp、Pwp，从第二比较部532输入PWM信号Pun、Pvn、Pwn，生成PWM信号Puo、Pvo、Pwo。
图36是用于说明从PWM信号Pup和PWM信号Pun生成PWM信号Puo的方法的图。该图中，分别用波形P1、P2、P3表示PWM信号Pup、Pun、Puo。NOR部533运算PWM信号Pup与PWM信号Pun的逻辑或非，生成PWM信号Puo。因此，在该图中，只有在波形P1和波形P2的双方都是低电平的期间，波形P3才成为高电平。
同样，NOR部533运算PWM信号Pvp与PWM信号Pvn的逻辑或非，生成PWM信号Pvo，运算PWM信号Pwp与PWM信号Pwn的逻辑或非，生成PWM信号Pwo。所生成的PWM信号Puo输入到逆变器电路2’的开关元件S7和S8的基极端子，PWM信号Pvo输入到开关元件S9和S10的基极端子，PWM信号Pwo输入到开关元件S11和S12的基极端子。
如图35(b)所示，PWM信号Pup(波形P1)只有当指令值信号Xu5(波形X)为“1”以上时成为高电平(在指令值信号Xu5不到“1”时持续低电平)。另外，如图35(c)所示，PWM信号Pun(波形P2)只有在指令值信号Xu5不到“1”时成为高电平(指令值信号Xu5为“1”以上时持续低电平)。即，PWM信号Pup与PWM信号Pun的高电平期间不重叠。另外，PWM信号Puo在PWM信号Pup和PWM信号Pun都是低电平时成为高电平。因此，仅是PWM信号Pup、PWM信号Pun、PWM信号Puo的某一个成为高电平(参照图36)。
由于PWM信号Pup是高电平时，开关元件S1成为导通状态，开关元件S4和开关元件S7、S8成为断开状态，所以U相的输出相电压成为点P的电位(即，直流电源1的正极侧的电位“E”)(参照图31)。由于PWM信号Pun是高电平时，开关元件S4成为导通状态，开关元件S1和开关元件S7、S8成为断开状态，所以U相的输出相电压成为点N的电位(即，直流电源1的负极侧电位“0”)。另外，由于PWM信号Puo是高电平时，开关元件S7、S8成为导通状态，开关元件S1和开关元件S4成为断开状态，所以U相的输出相电压成为点O的电位(即，直流电源1的正极侧与负极侧的中间的电位“(1/2)E”)。由此，U相的输出相电压成为直流电源1的正极侧的电位“E”、负极侧电位“0”、中间的电位“(1/2)E”的3电平的电位。
同样，V相和W相的输出相电压也成为直流电源1的正极侧的电位“E”、负极侧电位“0”、中间的电位“(1/2)E”的3电平的电位。另外，U相对于V相的输出线间电压成为U相的输出相电压与V相的输出相电压之差。因此，U相对于V相的输出线间电压成为“-E”、“-(1/2)E”、“0”、“(1/2)E”、“E”的5电平的电位。另外，V相对于W相的输出线间电压和W相对于U相的输出线间电压也相同。
在图36中的期间t1，PWM信号Pup(波形P1)固定为高电平，PWM信号Pun(波形P2)和PWM信号Puo(波形P3)固定为低电平。在这种情况下，分别输入了PWM信号Pup、Pun、Puo的开关元件S1、S4、S7和S8停止开关动作。在期间t6，PWM信号Pup(波形P1)和PWM信号Puo(波形P3)固定为低电平，PWM信号Pun(波形P2)固定为高电平。在这种情况下，开关元件S1、S4、S7和S8也停止开关动作。
另外，PWM信号生成部53’的结构不限定于上述的结构。只要能够从指令值信号Xu5、Xv5、Xw5生成用于分别驱动正极侧开关、负极侧开关、中间侧开关的PWM信号，也可以使用其它的方法。例如，可以采用适用瞬间空间矢量选择方式的结构。
另外，控制电路5’既可以作为模拟电路实现，也可以作为数字电路实现。另外，也可以用程序设计各部分进行的处理，通过执行该程序，使计算机起到控制电路5’的作用。另外，也可以将该程序记录到记录介质中，使计算机读取。
接着，参照图37～图43说明变更了标志信号fg的周期或者占空比时的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形和点O的电位的变化波形。
某一相的中间侧开关So(开关元件S7～S12)是导通状态时，如果其它相的正极侧开关Sp(开关元件S1～S3)成为导通状态，则电流流入到点O，如果其它相的负极侧开关Sn(开关元件S4～S6)成为导通状态，则电流从点O流出。在标志信号fg是“1”的期间，某一个指令值信号Xu5、Xv5、Xw5固定为“2”，在标志信号fg是“0”的期间，某一个指令值信号Xu5、Xv5、Xw5固定为“0”。因此，由于在标志信号fg是“1”的期间持续某一个正极侧开关Sp的导通状态，所以因电流流入到点O，电位上升，由于在标志信号fg是“0”的期间持续某一个负极侧开关Sn的导通状态，所以因电流从点O流出，电位下降。因此，如果标志信号fg的周期变短，则由于点O的电位的上升时间和下降时间变短，所以点O的电位变化的振幅减小。反之，如果标志信号fg的周期变长，则由于点O的电位的上升时间和下降时间变长，所以点O的电位变化的振幅变大。即，点O的电位变化的振幅根据标志信号fg的周期发生变化。
另外，在标志信号fg的占空比是“0.5”的情况下，某一个正极侧开关Sp成为导通状态的时间与某一个负极侧开关元件Sn成为导通状态的时间相同，取得流入到点O的电流与从点O流出的电流的平衡，点O的电位变化的中心电位基本上不变化。在标志信号fg的占空比大于“0.5”的情况下，由于正极侧开关Sp成为导通状态的时间比负极侧开关Sn成为导通状态的时间长，电流流入到点O的时间比流出的时间长，所以点O的电位变化的中心电位升高。如果点O的电位上升，则由于流入到点O的电流变小，所以点O的电位变化的中心电位是一定的电位，基本上不发生变化。另一方面，在标志信号fg的占空比小于“0.5”的情况下，由于正极侧开关Sp成为导通状态的时间比负极侧开关Sn成为导通状态的时间短，电流流入到点O的时间比流出的时间短，所以点O的电位变化的中心电位降低。如果点O的电位下降，则从点O流出的电流变小，所以点O的电位变化的中心电位是一定的电位，基本上不发生变化。即，点O的电位变化的中心电位固定为根据标志信号fg的占空比变化的一定的电位。
图37～图43用于说明指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的模拟结果。在这些图中，表示变更了标志信号fg的周期或者占空比时的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的各波形、标志信号fg的波形、输出线间电压的波形和点O的电位的变化波形。该模拟是将输入电压取为400V，将分压用电容器C1、C2分别取为2200μF的情况。
图37是将标志信号fg的周期取为2T(＝1/30[s]：频率30Hz)，将占空比取为“0.5”的情况，与图26(a)的情况相同。另外，使标志信号fg的相位与相电压指令值信号Xu的相位θ一致(即，在θ＝0时，将标志信号fg切换为“1”。)(关于图38～图43也相同)。在这种情况下，点O的电位在约187V到约213V之间变化，变化的振幅是约26V，变化的中心电位为约200V。
图38与图26(b)的情况相同，是将标志信号fg的周期取为T(＝1/60[s]：频率60Hz)，将占空比取为“0.5”的情况。在这种情况下，点O的电位在约195V到约207V之间变化，变化的振幅是约12V，变化的中心电位为约201V。与图37的情况相比，变化的中心电位基本上没有变化，变化的振幅减小。
图39与图26(c)的情况相同，是将标志信号fg的周期取为0.5T(＝1/120[s]：频率120Hz)，将占空比取为“0.5”的情况。在这种情况下，点O的电位在约198V到约205.5V之间变化，变化的振幅是约7.5V，变化的中心电位为约201.75V。与图37的情况相比，变化的中心电位基本上没有变化，变化的振幅大幅度减小。
图40与图27(a)的情况相同，是将标志信号fg的周期取为3T(＝1/20[s]：频率20Hz)，将占空比取为“0.5”的情况。在这种情况下，点O的电位在约183V到约220V之间变化，变化的振幅是约37V，变化的中心电位为约201.5V。与图37的情况相比，变化的中心电位基本上没有变化，变化的振幅增大。
图41与图27(b)的情况相同，是将标志信号fg的周期取为4T(＝1/15[s]：频率15Hz)，将占空比取为“0.5”的情况。在这种情况下，点O的电位在约176V到约228V之间变化，变化的振幅是约52V，变化的中心电位成为约202V。与图37的情况相比，变化的中心电位基本上没有变化，变化的振幅大幅度增大。
另外，标志信号fg的周期不限于上述的值。在占空比是“0.5”的情况下，虽然根据标志信号fg的周期不同，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形不同，但是某一个正极侧开关Sp成为导通状态的时间与某一个负极侧开关Sn成为导通状态的时间相同。因此，点O的电位变化的中心电位与图37的情况相同。另一方面，点O的电位变化的振幅随着标志信号fg的周期减小而减小，随着标志信号fg的周期增大而增大。另外，虽然根据标志信号fg的相位不同，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形不同，但是在占空比是“0.5”的情况下，某一个正极侧开关Sp成为导通的时间与某一个负极侧开关Sn成为导通的状态的时间相同。因此，点O的电位变化的中心电位与图37的情况相同。
图42与图30(a)的情况相同，是将占空比取为“0.45”，将周期取为2T的情况。在这种情况下，点O的电位在约164V到约190V之间变化，变化的振幅是约26V，变化的中心电位为约177V。与图37的情况相比，变化的振幅基本上没有变化，变化的中心电位降低。
图43与图30(c)的情况相同，是将占空比取为“0.55”，将周期取为2T的情况。在这种情况下，点O的电位在约211V到约237V之间变化，变化的振幅是约26V，变化的中心电位为约224V。与图37的情况相比，变化的振幅基本上没有变化，变化的中心电位升高。
另外，标志信号fg的占空比不限于上述的值。根据标志信号fg的占空比不同，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形不同。占空比越小，各指令值信号Xu5、Xv5、Xw5中的固定为“0”的期间与固定为“2”的期间相比越变长，点O的电位变化的中心电位越降低。另外，占空比越大，各指令值信号Xu5、Xv5、Xw5中的固定为“0”的期间与固定为“2”的期间相比越缩短，点O的电位变化的中心电位越升高。但是，如果占空比离开“0.5”，点O的电位变化的中心电位离开输入电压的中间电位，则输出线间电压的波形紊乱(参照图42和图43)。因此，占空比仅能够在可以适当控制输出电压线间电压的范围内变更。另一方面，点O的电位变化的振幅与占空比无关，与图37的情况相同。
在本实施形态中，指令值信号Xu5、Xv5、Xw5成为周期性的信号，在规定的期间固定为“0”，在其它的规定的期间固定为“2”(参照图10)。因此，通过将指令值信号Xu5、Xv5、Xw5与P侧载波信号进行比较而生成的PWM信号Pup、Pvp、Pwp，成为在指令值信号Xu5、Xv5、Xw5固定为“2”的期间持续高电平(参照图35(b))。另外，通过将指令值信号Xu5、Xv5、Xw5与N侧载波信号进行比较而生成的PWM信号Pun、Pvn、Pwn，成为在指令值信号Xu5、Xv5、Xw5固定为“0”的期间持续高电平(参照图35(c))。进而，取PWM信号Pup、Pvp、Pwp与PWM信号Pun、Pvn、Pwn的逻辑或非而分别生成的PWM信号Puo、Pvo、Pwo，成为在PWM信号Pup、Pvp、Pwp持续高电平的期间和PWM信号Pun、Pvn、Pwn持续高电平的期间，持续低电平(参照图36)。由于在各PWM信号持续高电平或者低电平的期间停止开关元件的开关动作，所以能够减少开关动作次数，能够降低开关损耗。
另外，在本实施形态中，逆变器电路2’的点O(参照图31)的电位变化的中心电位根据标志信号fg的占空比变化。因此，能够预先取得并设定用于使该中心电位成为期望的电位的值。由此，能够使点O的电位变化的中心电位成为期望的值。另外，逆变器电路2’的点O的电位变化的振幅根据标志信号fg的周期变化。因此，能够预先取得并设定用于使该振幅成为期望的振幅的值。由此，能够使点O的电位变化的振幅成为期望的振幅。因此，能够将点O的电位控制成任意的电位。
在本实施形态中，通过将点O的电位控制为期望的电位，能够使施加到正极侧开关Sp的电压与施加到负极侧开关Sn的电压不同。例如，通过控制点O的电位，使得降低施加到正极侧开关Sp的电压，提高施加到负极侧开关Sn的电压，能够在正极侧开关Sp使用耐压低的开关元件。在这种情况下，例如，可以在正极侧开关Sp使用耐压低但开关动作快的MOSFET，在负极侧开关Sn使用开关动作慢但耐压高的IGBT。
另外，在上述第六实施方式中，说明了P侧载波信号的频率与N侧载波信号的频率相同的情况，但不限于这种情况，也可以使两者的频率不同。例如，在正极侧开关SP使用MOSFET，在负极侧开关Sn中使用IGBT等情况下，也可以使P侧载波信号的频率比N侧载波信号的频率高。
另外，在上述第六实施方式中，说明了将分压用电容器C1和C2的静电电容取为相同，将点O的电位取为点N的电位“0”与点P的电位“E”的中间电位“(1/2)E”，但不限于这种情况。例如，也可以将分压用电容器C1的静电电容与分压用电容器C2的静电电容之比取为2∶1，将点O的电位取为“(2/3)E”。在这种情况下，需要使P侧载波信号的下限值和N侧载波信号的上限值成为“4/3”(参照图35(a))。在这种情况下，在标志信号fg的占空比是“0.5”时，点O的电位变化的中心电位成为“(2/3)E”。因此，在能够适当控制输出线间电压的范围中加大了占空比的情况下，能够使点O的电位变化的中心电位成为更大的值。另外，由于能够进一步降低施加到正极侧开关Sp的电压，所以能够在正极侧开关Sp使用耐压更低的开关元件。
在上述第六实施方式中，说明了指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的上限值是“2”，下限值是“0”的情况，但不限于这种情况。例如，也可以如上限值是“1”，下限值是“-1”那样生成指令值信号Xu5、Xv5、Xw5。在这种情况下，需要变更P侧载波信号和N侧载波信号的上限值和下限值。即，需要使P侧载波信号的上限值成为“1”，下限值成为“0”，使N侧载波信号的上限值成为“0”，下限值成为“-1”。
在上述第六实施方式中，说明了直流电源1的负极接地，点N的电位是“0”的情况，但不限于这种情况。例如，在直流电源1的正极接地，点P的电位是“0”的情况下，或者，点O接地，点O的电位是“0”的情况下，也能够应用本发明。
逆变器电路的内部结构不限于上述第六实施方式的逆变器电路2’(参照图31)。在使用了其它种类的3电平逆变器电路的情况下，也能够应用本发明。以下，参照图44和图45，作为第七实施方式，说明使用了其它种类的3电平逆变器电路的情况的例子。
图44是用于说明第七实施方式的逆变器电路的内部结构的电路图。
逆变器电路2”是三相的PWM控制型逆变器，是各相的输出相电压成为3电平的电位的3电平逆变器电路。如该图所示，逆变器电路2”的各相的臂，由4个串联连接的开关元件(例如，在U相臂的情况下，是开关元件S1、S1’、S4’、S4)和与各开关元件分别反并联连接的4个二极管构成。另外，在直流电源1的正极上连接的点P与负极上连接的点N之间，并联连接了静电电容相同且串联连接的2个分压用电容器C1、C2。各臂的正极侧的2个开关元件(例如，在U相臂的情况下，是开关元件S1和S1’)的连接点经由箝位二极管Dc1，连接到分压用电容器C1与分压用电容器C2的连接点O。另外，各臂的负极侧的2个开关元件(例如，在U相臂的情况下，是开关元件S4’和S4)的连接点经由箝位二极管Dc2连接到连接点O。在未与各臂的两极连接的2个开关元件(例如，在U相臂的情况下，是开关元件S1’和S4’)的连接点上连接有该相的输出线。
逆变器电路2”的U相的输出相电压根据开关元件的状态成为3电平的电位。如果设直流电源1的负极的电位为“0”，正极的电位为“E”，则在开关元件S1和S1’是导通状态，开关元件S4和S4’是断开状态的情况下，输出线的电位成为“E”，在开关元件S4和S4’是导通状态，开关元件S1和S1’是断开状态的情况下，输出线的电位成为“0”，在开关元件S1’和S4’是导通状态，开关元件S1和S4是断开状态的情况下，输出线的电位成为“(1/2)E”。
图45是用于说明第七实施方式的PWM信号生成部的内部结构的框图。该图中，在与图34所示的PWM信号生成部53’相同或者类似的元素上标注相同的符号。
PWM信号生成部53”在设置有OR部534和535，生成用于输入到开关元件S1’～S6’的PWM信号这一点与图34所示的PWM信号生成部53’不同。
OR部534从第一比较部531输入PWM信号Pup、Pvp、Pwp，从NOR部533输入PWM信号Puo、Pvo、Pwo，生成用于输入到开关元件S1’～S3’的PWM信号。OR部534运算PWM信号Pup与PWM信号Puo的逻辑或，生成用于输入到开关S1’的PWM信号。因此，用于输入到开关元件S1’的PWM信号，在PWM信号Pup是高电平时，或者，在PWM信号Puo是高电平时(即，PWM信号Pup和PWM信号Pun都是低电平时)，成为高电平。同样，OR部534运算PWM信号Pvp与PWM信号Pvo的逻辑或，生成用于输入到开关元件S2’的PWM信号。另外，运算PWM信号Pwp与PWM信号Pwo的逻辑或，生成用于输入到开关元件S3’的PWM信号。
OR部535从第二比较部532输入PWM信号Pun、Pvn、Pwn，从NOR部533输入PWM信号Puo、Pvo、Pwo，生成用于输入到开关元件S4’～S6’的PWM信号。OR部535运算PWM信号Pun与PWM信号Puo的逻辑或，生成用于输入到开关S4’的PWM信号。因此，用于输入到开关元件S4’的PWM信号，在PWM信号Pun是高电平时，或者，在PWM信号Puo是高电平时(即，PWM信号Pup和PWM信号Pun都是低电平时)，成为高电平。同样，OR部535运算PWM信号Pvn与PWM信号Pvo的逻辑或，生成用于输入到开关元件S5’的PWM信号。另外，运算PWM信号Pwn与PWM信号Pwo的逻辑或，生成用于输入到开关元件S6’的PWM信号。
另外，PWM信号生成部53”的结构不限于上述的情况。只要是能够从指令值信号Xu5、Xv5、Xw5生成分别用于驱动各开关元件的PWM信号，也可以使用其它的方法。
在第七实施方式中，由于也输入基于指令值信号Xu5、Xv5、Xw5生成的PWM信号，所以能够减少开关元件的开关动作次数，能够降低开关损耗。另外，由于逆变器电路2”的点O(参照图44)的电位变化的中心电位和振幅也分别根据标志信号fg的占空比和周期发生变化。因此，能够将点O的电位控制成任意的电位。
在上述第六实施方式和第七实施方式中，说明了预先设定标志信号fg的周期和占空比的情况，但也可以根据状况使标志信号fg的周期或者占空比变化。作为第八实施方式，参照图46～图47说明使标志信号fg的占空比根据状况变化的情况的例子。
图46是用于说明第八实施方式的逆变器电路和直流电源的框图。在该图中，在与图31所示的逆变器电路2’相同或者类似的元素上标注相同的符号。
逆变器电路2”’代替通过用分压用电容器C1、C2将从直流电源1输入的直流电压分压而将点O作为中间电位，串联连接2个直流电源1’a、1’b，将作为两者连接点的点O作为中间电位，在这一点与第六实施方式的逆变器电路2’(参照图31)不同。直流电源1’a、1’b具有太阳能电池。
图47是用于说明第八实施方式的指令值信号生成部的框图。该图中，在与图33所示的指令值信号生成部52”相同或者类似的元素上标注相同的符号。
指令值信号生成部52”’在具有占空比变更部527这一点与指令值信号生成部52”(参照图33)不同。占空比变更部527输入用于使直流电源1’a、1’b的输出分别跟随最大电力的目标电压，决定用于使点O的电位变化的中心电位成为适宜电位的(标志信号fg的)占空比。用于最大电力跟随的目标电压通过公知的最大电力跟随控制计算(省略详细的说明)。如上所述，点O的电位变化的中心电位根据标志信号fg的占空比变化。占空比变更部527预先存储作为目标电压E2相对于直流电源1’a的目标电压E1和直流电源1’b的目标电压E2的合计值的比例的目标比例R(＝E2/(E1+E2))与标志信号fg的占空比的对应关系，从所输入的目标电压E1、E2计算目标比例R，决定与其相对应的占空比。例如，在E1与E2相等的情况下，将与目标比例R(＝0.5)相对应的占空比定为“0.5”，在E1＞E2的情况下，从存储的对应关系，将占空比定为D(＜0.5)。占空比变更部527将所决定的占空比输出到占空比设定部526。占空比设定部526将所输入的占空比设定为标志信号fg的占空比。另外，代替预先存储目标比例R与占空比的对应关系，也可以进行反馈控制，使得将从直流电源1’a和直流电源1’b的输出电压计算出的比例作为目标比例R。
在第八实施方式中也能够起到与第六实施方式相同的效果。另外，通过根据状况使标志信号fg的占空比变化，还能够使直流电源1’a、1’b的输出分别跟随最大电力。
在上述第六至第八实施方式中，说明了逆变器电路2’(2”、2”’)是3电平逆变器电路的情况，但不限于这种情况。在逆变器电路2’(2”、2”’)是3电平以外的多电平逆变器电路的情况下，也能够适用本发明。在这种情况下，由于也输入基于指令值信号Xu5、Xv5、Xw5生成的PWM信号，所以也能够减少开关元件的开关动作次数，能够降低开关损耗。另外，能够将从逆变器电路输出的相电压的中间电位(可以取得的多个电位中，负极的电位“0”和正极的电位“E”以外的电位)变化的中心电位和振幅控制成任意的电位。
在上述第六至第八实施方式中，说明了使用第五实施方式的指令值信号Xu5、Xv5、Xw5的波形的情况，但不限于这种情况。也可以在作为多电平逆变器的逆变器电路2’(2”、2”’)中，使用第一至第四实施方式的指令值信号。在这种情况下，虽然不能控制中间的电位，但是由于能够减小正极侧的开关元件成为导通状态的时间与负极侧的开关元件成为导通状态的时间之差，所以能够抑制中间的电位偏向正极侧或者负极侧。
本发明的控制电路、逆变装置和系统互联逆变器系统不限定于上述的实施形态。本发明的控制电路、逆变装置和系统互联逆变器系统的各部分的具体结构能够自由地进行各种设计变更。

Claims (26)

1.一种控制电路，其利用PWM信号对与三相交流电力有关的电力转换电路内的多个开关单元的驱动进行控制，该控制电路的特征在于：
生成并输出所述PWM信号，使得所述电力转换电路的输出或输入的全部的三相交流相电压的波形成为在规定的期间持续规定的下限电压值，在另外的规定的期间持续规定的上限电压值的三相交流波形，
所述规定的期间和另外的规定的期间分别是所述电力转换电路的输出或输入的交流相电压的1个周期的1/6的期间，
所述控制电路包括指令值信号生成单元和PWM信号生成单元，
所述指令值信号生成单元生成如下信号：
所述电力转换电路的输出或输入的交流相电压的1个周期的波形为在1/6的期间是规定的上限值，在另外的1/6的期间是规定的下限值的波形的第一指令值信号；
相对于所述第一指令值信号相位滞后了2π/3的第二指令值信号；和
相对于所述第一指令值信号相位滞后了4π/3的第三指令值信号，所述PWM信号生成单元基于各所述指令值信号生成PWM信号，
所述第一指令值信号、所述第二指令值信号和所述第三指令值信号分别是使所述PWM信号生成单元生成用于控制所述多个开关单元的驱动的所述PWM信号的指令信号，用于决定由所述PWM信号控制的多个开关单元的导通状态和断开状态的时间，
所述第一指令值信号的所述电力转换电路的输出或输入的交流相电压的1个周期的波形，
在1/6的期间是“0”，
在接着的1/6的期间是将相位为5π/3到2π的区间的正弦波的波形向上方移动了规定值的波形，
在接着的1/6的期间是相位为π/3到2π/3的区间的正弦波的波形，
在接着的1/6的期间是所述规定值，
在接着的1/6的期间是相位为2π/3到π的区间的正弦波的波形，
在接着的1/6的期间是将相位为4π/3到5π/3的区间的正弦波的波形向上方移动了所述规定值的波形。
2.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于：
所述指令值信号生成单元，使用为了分别对从所述电力转换电路输出的三相的相电压的波形作出指令而生成的3个相电压指令值信号，和作为所述各相电压指令值信号的差分信号的3个线间电压指令值信号，以如下方法生成所述第一至第三指令值信号：
(a)将所述三相记为U相、相位比所述U相滞后2π/3的V相、相位比所述U相滞后4π/3的W相，将U相、V相、W相的相电压指令值信号分别记为Xu、Xv、Xw，将从Xu减去Xv而得的线间电压指令值信号记为Xuv，将从Xv减去Xw而得的线间电压指令值信号记为Xvw，将从Xw减去Xu而得的线间电压指令值信号记为Xwu；
(b)在Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xu为正的值时，使所述第一指令值信号Xu1为Xuv，使所述第二指令值信号Xv1为“0”，使所述第三指令值信号Xw1为Xvw的负值；
(c)在Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xu是负的值时，使Xu1为所述规定值加上Xuv而得的值，使Xv1为所述规定值，使Xw1为从所述规定值减去Xvw而得的值；
(d)在Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xv是正的值时，使Xu1为Xwu的负值，使Xv1为Xvw，使Xw1为“0”；
(e)在Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xv是负的值时，使Xu1为从所述规定值减去Xwu而得的值，使Xv1为所述规定值加上Xvw而得的值，使Xw1为所述规定值；
(f)在Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xw是正的值时，使Xu1为“0”，使Xv1为Xuv的负值，使Xw1为Xwu；
(g)在Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xw是负的值时，使Xu1为所述规定值，使Xv1为从所述规定值减去Xuv而得的值，使Xw1为所述规定值加上Xwu而得的值。
3.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于：
所述PWM信号生成单元，通过将所述3个指令值信号分别与规定的载波信号进行比较，生成所述PWM信号。
4.如权利要求3所述的控制电路，其特征在于：
所述载波信号是在所述规定的上限值与所述规定的下限值之间变化的信号。
5.一种控制电路，其利用PWM信号对与三相交流电力有关的电力转换电路内的多个开关单元的驱动进行控制，该控制电路的特征在于：
生成并输出所述PWM信号，使得所述电力转换电路的输出或输入的全部的三相交流相电压的波形成为在规定的期间持续规定的下限电压值，在另外的规定的期间持续规定的上限电压值的三相交流波形，
所述规定的期间和另外的规定的期间分别是所述电力转换电路的输出或输入的交流相电压的1个周期的1/6的期间，
所述控制电路包括指令值信号生成单元和PWM信号生成单元，
所述指令值信号生成单元生成如下信号：
所述电力转换电路的输出或输入的交流相电压的1个周期的波形为在1/6的期间是规定的上限值，在另外的1/6的期间是规定的下限值的波形的第一指令值信号；
相对于所述第一指令值信号相位滞后了2π/3的第二指令值信号；和
相对于所述第一指令值信号相位滞后了4π/3的第三指令值信号，
所述PWM信号生成单元基于各所述指令值信号生成PWM信号，
所述第一指令值信号、所述第二指令值信号和所述第三指令值信号分别是使所述PWM信号生成单元生成用于控制所述多个开关单元的驱动的所述PWM信号的指令信号，用于决定由所述PWM信号控制的多个开关单元的导通状态和断开状态的时间，
所述第一指令值信号的所述电力转换电路的输出或输入的交流相电压的1个周期的波形，
在1/6的期间是“0”，
在接着的1/6的期间，是将相位为4π/3到5π/3的区间的正弦波的波形向上方移动了规定值而得的波形，
在接着的1/6的期间，是相位为0到π/3的区间的正弦波的波形，
在接着的1/6的期间，是所述规定值，
在接着的1/6的期间，是相位为π/3到2π/3的区间的正弦波的波形，
在接着的1/6的期间，是将相位为π到4π/3的区间的正弦波的波形向上方移动了所述规定值而得的波形。
6.如权利要求5所述的控制电路，其特征在于：
所述指令值信号生成单元，使用为了分别对从所述电力转换电路输出的三相的相电压的波形作出指令而生成的3个相电压指令值信号，和作为所述各相电压指令值信号的差分信号的3个线间电压指令值信号，以如下方法生成所述第一至第三指令值信号：
(a)将所述三相记为U相、相位比所述U相滞后2π/3的V相、相位比所述U相滞后4π/3的W相，将U相、V相、W相的相电压指令值信号分别记为Xu、Xv、Xw，将从Xu减去Xv而得的线间电压指令值信号记为Xuv，将从Xv减去Xw而得的线间电压指令值信号记为Xvw，将从Xw减去Xu而得的线间电压指令值信号记为Xwu；
(b)在Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xu为正的值时，使所述第一指令值信号Xu2为所述规定值，使所述第二指令值信号Xv2为从所述规定值减去Xuv而得的值，使所述第三指令值信号Xw2为所述规定值加上Xwu而得的值；
(c)在Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xu是负的值时，使Xu2为“0”，使Xv2为Xuv的负值，使Xw2为Xwu；
(d)在Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xv是正的值时，使Xu2为所述规定值加上Xuv而得的值，使Xv2为所述规定值，使Xw2为从所述规定值减去Xvw而得的值；
(e)在Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xv是负的值时，使Xu2为Xuv，使Xv2为“0”，使Xw2为Xvw的负值；
(f)在Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xw是正的值时，使Xu2为从所述规定值减去Xwu而得的值，使Xv2为所述规定值加上Xvw而得的值，使Xw2为所述规定值；
(g)在Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xw是负的值时，使Xu2为Xwu的负值，使Xv2为Xvw，使Xw2为“0”。
7.一种控制电路，其利用PWM信号对与三相交流电力有关的电力转换电路内的多个开关单元的驱动进行控制，该控制电路的特征在于：
生成并输出所述PWM信号，使得所述电力转换电路的输出或输入的全部的三相交流相电压的波形成为在规定的期间持续规定的下限电压值，在另外的规定的期间持续规定的上限电压值的三相交流波形，
所述规定的期间和另外的规定的期间分别是所述电力转换电路的输出或输入的交流相电压的1个周期的1/6的期间，
所述控制电路包括指令值信号生成单元和PWM信号生成单元，
所述指令值信号生成单元生成如下信号：
所述电力转换电路的输出或输入的交流相电压的1个周期的波形为在1/6的期间是规定的上限值，在另外的1/6的期间是规定的下限值的波形的第一指令值信号；
相对于所述第一指令值信号相位滞后了2π/3的第二指令值信号；和
相对于所述第一指令值信号相位滞后了4π/3的第三指令值信号，
所述PWM信号生成单元基于各所述指令值信号生成PWM信号，
所述第一指令值信号、所述第二指令值信号和所述第三指令值信号分别是使所述PWM信号生成单元生成用于控制所述多个开关单元的驱动的所述PWM信号的指令信号，用于决定由所述PWM信号控制的多个开关单元的导通状态和断开状态的时间，
所述第一指令值信号的所述电力转换电路的输出或输入的交流相电压的1个周期的波形，
在1/6的期间是“0”，
在接着的1/6的期间，是将相位为3π/2到11π/6的区间的正弦波的波形向上方移动了规定值而得的波形，
在接着的1/6的期间，是相位为π/6到π/2的区间的正弦波的波形，
在接着的1/6的期间，是所述规定值，
在接着的1/6的期间，是相位为π/2到5π/6的区间的正弦波的波形，
在接着的1/6的期间，是将相位为7π/6到3π/2的区间的正弦波的波形向上方移动了所述规定值而得的波形。
8.如权利要求7所述的控制电路，其特征在于：
所述指令值信号生成单元，使用为了分别对从所述电力转换电路输出的三相的相电压的波形作出指令而生成的3个相电压指令值信号，和作为所述各相电压指令值信号的差分信号的3个线间电压指令值信号，以如下方法生成所述第一至第三指令值信号：
(a)将所述三相记为U相、相位比所述U相滞后2π/3的V相、相位比所述U相滞后4π/3的W相，将U相、V相、W相的相电压指令值信号分别记为Xu、Xv、Xw，将从Xu减去Xv而得的线间电压指令值信号记为Xuv，将从Xv减去Xw而得的线间电压指令值信号记为Xvw，将从Xw减去Xu而得的线间电压指令值信号记为Xwu；
(b)在Xu的绝对值比Xv的绝对值和Xw的绝对值大的情况下，当Xu为正的值时，使所述第一指令值信号Xu3为所述规定值，使所述第二指令值信号Xv3为从所述规定值减去Xuv而得的值，使所述第三指令值信号Xw3为所述规定值加上Xwu而得的值；
(c)在Xu的绝对值比Xv的绝对值和Xw的绝对值大的情况下，当Xu是负的值时，使Xu3为“0”，使Xv3为Xuv的负值，使Xw3为Xwu；
(d)在Xv的绝对值比Xu的绝对值和Xw的绝对值大的情况下，当Xv是正的值时，使Xu3为所述规定值加上Xuv而得的值，使Xv3为所述规定值，使Xw3为从所述规定值减去Xvw而得的值；
(e)在Xv的绝对值比Xu的绝对值和Xw的绝对值大的情况下，当Xv是负的值时，使Xu3为Xuv，使Xv3为“0”，使Xw3为Xvw的负值；
(f)在Xw的绝对值比Xu的绝对值和Xv的绝对值大的情况下，当Xw是正的值时，使Xu3为从所述规定值减去Xwu而得的值，使Xv3为所述规定值加上Xvw而得的值，使Xw3为所述规定值；
(g)在Xw的绝对值比Xu的绝对值和Xv的绝对值大的情况下，当Xw是负的值时，使Xu3为Xwu的负值，使Xv3为Xvw，使Xw3为“0”。
9.一种控制电路，其利用PWM信号对与三相交流电力有关的电力转换电路内的多个开关单元的驱动进行控制，该控制电路的特征在于：
所述控制电路生成并输出所述PWM信号，使得所述电力转换电路的输出或输入的全部的三相交流相电压的波形成为在规定的期间持续规定的下限电压值，在另外的规定的期间持续规定的上限电压值的三相交流波形，
所述控制电路包括指令值信号生成单元和PWM信号生成单元，
所述指令值信号生成单元生成如下信号：
所述电力转换电路的输出或输入的交流相电压的1个周期的波形，
在1/12的期间是“0”，
在接着的1/12的期间，是相位为0到π/6的区间的正弦波的波形，
在接着的1/12的期间，是将相位为11π/6到2π的区间的正弦波的波形向上方移动了规定值而得的波形，
在接着的1/12的期间，是所述规定值，
在接着的1/12的期间，是相位为π/2到2π/3的区间的正弦波的波形，
在接着的1/12的期间，是相位为π/3到π/2的区间的正弦波的波形，
在接着的1/12的区间中，是所述规定值，
在接着的1/12的期间，是将相位为π到7π/6的区间的正弦波的波形向上方移动了规定值而得的波形，
在接着的1/12的期间，是相位为5π/6到π的区间的正弦波的波形，
在接着的1/12的期间是“0”，
在接着的1/12的期间，是将相位为3π/2到5π/3的区间的正弦波的波形向上方移动了规定值而得的波形，
在接着的1/12的期间，是将相位为4π/3到3π/2的区间的正弦波的波形向上方移动的规定值的波形的第一指令值信号；
相对于所述第一指令值信号相位滞后了2π/3的第二指令值信号；和
相对于所述第一指令值信号相位滞后了4π/3的第三指令值信号，所述PWM信号生成单元基于各所述指令值信号生成PWM信号，
所述第一指令值信号、所述第二指令值信号和所述第三指令值信号分别是使所述PWM信号生成单元生成用于控制所述多个开关单元的驱动的所述PWM信号的指令信号，用于决定由所述PWM信号控制的多个开关单元的导通状态和断开状态的时间。
10.如权利要求9所述的控制电路，其特征在于：
所述指令值信号生成单元，使用为了分别对从所述电力转换电路输出的三相的相电压的波形作出指令而生成的3个相电压指令值信号，和作为所述各相电压指令值信号的差分信号的3个线间电压指令值信号，以如下方法生成所述第一至第三指令值信号：
(a)将所述三相记为U相、相位比所述U相滞后2π/3的V相、相位比所述U相滞后4π/3的W相，将U相、V相、W相的相电压指令值信号分别记为Xu、Xv、Xw，将从Xu减去Xv而得的线间电压指令值信号记为Xuv，将从Xv减去Xw而得的线间电压指令值信号记为Xvw，将从Xw减去Xu而得的线间电压指令值信号记为Xwu；
(b)在Xu的绝对值为Xv的绝对值与Xw的绝对值之间的大小的情况下，当Xu为正的值时，使所述第一指令值信号Xu4为所述规定值，使所述第二指令值信号Xv4为从所述规定值减去Xuv而得的值，使所述第三指令值信号Xw4为所述规定值加上Xwu而得的值；
(c)在Xu的绝对值为Xv的绝对值与Xw的绝对值之间的大小的情况下，当Xu是负的值时，使Xu4为“0”，使Xv4为Xuv的负值，使Xw4为Xwu；
(d)在Xv的绝对值为Xu的绝对值与Xw的绝对值之间的大小的情况下，当Xv是正的值时，使Xu4为所述规定值加上Xuv而得的值，使Xv4为所述规定值，使Xw4为从所述规定值减去Xvw而得的值；
(e)在Xv的绝对值为Xu的绝对值与Xw的绝对值之间的大小的情况下，当Xv是负的值时，使Xu4为Xuv，使Xv4为“0”，使Xw4为Xvw的负值；
(f)在Xw的绝对值为Xu的绝对值与Xv的绝对值之间的大小的情况下，当Xw是正的值时，使Xu4为从所述规定值减去Xwu而得的值，使Xv4为所述规定值加上Xvw而得的值，使Xw4为所述规定值；
(g)在Xw的绝对值为Xu的绝对值与Xv的绝对值之间的大小的情况下，当Xw是负的值时，使Xu4为Xwu的负值，使Xv4为Xvw，使Xw4为“0”。
11.一种控制电路，其利用PWM信号对与三相交流电力有关的电力转换电路内的多个开关单元的驱动进行控制，该控制电路的特征在于：
所述控制电路生成并输出所述PWM信号，使得所述电力转换电路的输出或输入的全部的三相交流相电压的波形成为在规定的期间持续规定的下限电压值，在另外的规定的期间持续规定的上限电压值的三相交流波形，
所述控制电路包括指令值信号生成单元和PWM信号生成单元，
所述指令值信号生成单元生成如下信号：将第一信号和第二信号组合而成的第一指令值信号；将相对于所述第一信号相位滞后了2π/3的信号和相对于所述第二信号相位滞后了2π/3的信号组合而成的第二指令值信号；以及将相对于所述第一信号相位滞后了4π/3的信号和相对于所述第二信号相位滞后了4π/3的信号组合而成的第三指令值信号，
所述PWM信号生成单元基于各所述指令值信号生成PWM信号，
所述第一指令值信号、所述第二指令值信号和所述第三指令值信号分别是使所述PWM信号生成单元生成用于控制所述多个开关单元的驱动的所述PWM信号的指令信号，用于决定由所述PWM信号控制的多个开关单元的导通状态和断开状态的时间，
所述第一信号的所述电力转换电路的输出或输入的交流相电压的1个周期的波形在1/3的期间是规定的下限值，在接着的1/3的期间是将相位为0到2π/3的区间的正弦波的波形向上方移动了所述规定的下限值而得的波形，在剩余的1/3的期间是将相位为π/3到π的区间的正弦波的波形向上方移动了所述规定的下限值而得的波形，
所述第二信号的所述电力转换电路的输出或输入的交流相电压的1个周期的波形是在1/3的期间是规定的上限值，在接着的1/3的期间是将相位为π到5π/3的期间的正弦波的波形向上方移动了所述规定的上限值而得的波形，在剩余的1/3的期间是将相位为4π/3到2π的区间的正弦波的波形向上方移动了所述规定的上限值而得的波形。
12.如权利要求11所述的控制电路，其特征在于：
所述指令值信号生成单元，
生成以规定的周期反复高电平和低电平的标志信号，
通过基于所述标志信号切换所述第一信号和第二信号来生成所述第一指令值信号。
13.如权利要求12所述的控制电路，其特征在于：
所述指令值信号生成单元，使用作为为了分别对从所述电力转换电路输出的三相的相电压的波形作出指令而生成的3个相电压指令值信号的差分信号的3个线间电压指令值信号，和所述标志信号，以如下方法生成所述第一至第三指令值信号：
(a)将所述三相记为U相、相位比所述U相滞后2π/3的V相、相位比所述U相滞后4π/3的W相，将U相、V相、W相的相电压指令值信号分别记为Xu、Xv、Xw，将从Xu减去Xv而得的线间电压指令值信号记为Xuv，将从Xv减去Xw而得的线间电压指令值信号记为Xvw，将从Xw减去Xu而得的线间电压指令值信号记为Xwu；
(b1)在所述标志信号是低电平，Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xuv是正的值时，使所述第一指令值信号Xu5为Xuv，使所述第二指令值信号Xv5为“0”，使所述第三指令值信号Xw5为Xvw的负值；
(c1)在所述标志信号是低电平，Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xuv是负的值时，使Xu5为“0”，使Xv5为Xuv的负值，使Xw5为Xwu；
(d1)在所述标志信号是低电平，Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xvw是正的值时，使Xu5为Xwu的负值，使Xv5为Xvw，使Xw5为“0”；
(e1)在所述标志信号是低电平，Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xvw是负的值时，使Xu5为Xuv，使Xv5为“0”，使Xw5为Xvw的负值；
(f1)在所述标志信号是低电平，Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xwu是正的值时，使Xu5为“0”，使Xv5为Xuv的负值，使Xw5为Xwu；
(g1)在所述标志信号是低电平，Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xwu是负的值时，使Xu5为Xwu的负值，使Xv5为Xvw，使Xw5为“0”；
(b2)在所述标志信号是高电平，Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xuv是正的值时，使Xu5为规定值，使Xv5为从所述规定值减去Xuv而得的值，使Xw5为所述规定值加上Xwu而得的值；
(c2)在所述标志信号是高电平，Xuv的绝对值比Xvw的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xuv是负的值时，使Xu5为所述规定值加上Xuv而得的值，使Xv5为所述规定值，使Xw5为从所述规定值减去Xvw而得的值；
(d2)在所述标志信号是高电平，Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xvw是正的值时，使Xu5为所述规定值加上Xuv而得的值，使Xv5为所述规定值，使Xw5为从所述规定值减去Xvw的值；
(e2)在所述标志信号是高电平，Xvw的绝对值比Xuv的绝对值和Xwu的绝对值大的情况下，当Xvw是负的值时，使Xu5为从所述规定值减去Xwu而得的值，使Xv5为所述规定值加上Xvw而得的值，使Xw5为所述规定值；
(f2)在所述标志信号是高电平，Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xwu是正的值时，使Xu5为从所述规定值减去Xwu而得的值，使Xv5为所述规定值加上Xvw而得的值，使Xw5为所述规定值；
(g2)在所述标志信号是高电平，Xwu的绝对值比Xuv的绝对值和Xvw的绝对值大的情况下，当Xwu是负的值时，使Xu5为所述规定值，使Xv5为从所述规定值减去Xuv而得的值，使Xw5为所述规定值加上Xwu而得的值。
14.如权利要求13所述的控制电路，其特征在于：
所述标志信号的周期是所述相电压指令值信号的周期的偶数倍。
15.如权利要求13所述的控制电路，其特征在于：
所述标志信号的频率是所述相电压指令值信号的频率的3/4的倍数。
16.如权利要求12所述的控制电路，其特征在于：
所述标志信号的高电平的期间与低电平的期间的长度相同。
17.一种逆变装置，其特征在于：
具有作为所述电力转换电路的逆变器电路和权利要求1所述的控制电路。
18.如权利要求17所述的逆变装置，其特征在于：
所述逆变器电路是多电平逆变器电路。
19.如权利要求18所述的逆变装置，其特征在于：
所述多电平逆变器电路是3电平逆变器电路。
20.如权利要求19所述的逆变装置，其特征在于：
所述多电平逆变器电路构成为，各相的电压成为直流电源的负极侧电位、正极侧电位和所述负极侧电位与所述正极侧电位的中间电位。
21.一种逆变装置，其特征在于：
具有作为所述电力转换电路的逆变器电路和权利要求13所述的控制电路，
所述逆变器电路是多电平逆变器电路，
所述指令值信号生成单元包括：
设定所述标志信号的周期的周期设定部；和
占空比设定部，其设定作为高电平的期间相对于所述标志信号的周期的比例的占空比。
22.如权利要求21所述的逆变装置，其特征在于：
所述指令值信号生成单元还具有变更占空比设定部所设定的占空比的占空比变更单元。
23.一种逆变装置，其特征在于：
具有作为所述电力转换电路的逆变器电路和权利要求1所述的控制电路，
所述逆变器电路是多电平逆变器电路，
所述多电平逆变器电路是3电平逆变器电路，
所述PWM信号生成单元包括：
第一载波信号生成单元，其生成在所述规定的上限值和所述规定的下限值的中间值与所述规定的上限值之间变动的第一载波信号；
生成在所述中间值与所述规定的下限值之间变动的第二载波信号的第二载波信号生成单元；
将各所述指令值信号与所述第一载波信号进行比较，生成第一脉冲信号的第一脉冲信号生成单元；
将各所述指令值信号与所述第二载波信号进行比较，生成第二脉冲信号的第二脉冲信号生成单元；和
基于所述第一脉冲信号与所述第二脉冲信号的逻辑或非，生成第三脉冲信号的第三脉冲信号生成单元，
将所述第一脉冲信号、第二脉冲信号和第三脉冲信号作为PWM信号输出。
24.如权利要求23所述的逆变装置，其特征在于：
所述第一载波信号的频率和所述第二载波信号的频率相同。
25.一种系统互联逆变器系统，其特征在于：
具有权利要求17所述的逆变装置。
26.如权利要求25所述的系统互联逆变器系统，其特征在于：
对所述逆变器电路供给电力的电源具有太阳能电池。
CN201210080504.XA 2011-03-24 2012-03-23 控制电路、逆变装置和系统互联逆变器系统 Active CN102694481B (zh)

Applications Claiming Priority (8)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011066068 2011-03-24
JP2011-066068 2011-03-24
JP2011-146918 2011-07-01
JP2011146918 2011-07-01
JP2011155692A JP5753742B2 (ja) 2011-07-14 2011-07-14 インバータ装置、および、このインバータ装置を備えた系統連系インバータシステム
JP2011-155692 2011-07-14
JP2011219713A JP5865657B2 (ja) 2011-03-24 2011-10-04 電力変換回路を制御する制御回路、この制御回路を備えた系統連系インバータシステム
JP2011-219713 2011-10-04

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102694481A CN102694481A (zh) 2012-09-26
CN102694481B true CN102694481B (zh) 2016-12-21

Family

ID=45992038

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201210080504.XA Active CN102694481B (zh) 2011-03-24 2012-03-23 控制电路、逆变装置和系统互联逆变器系统

Country Status (4)

Country Link
US (4) US9294009B2 (zh)
EP (2) EP3396841A1 (zh)
KR (1) KR20120109415A (zh)
CN (1) CN102694481B (zh)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9450513B2 (en) * 2013-09-27 2016-09-20 Daihen Corporation Control circuit and control method for inverter circuit, and control circuit and control method for power conversion circuit
US10284129B2 (en) 2015-09-16 2019-05-07 Eaton Intelligent Power Limited Three-phase variable reference pulse width modulation
CN105846797B (zh) * 2016-03-21 2018-12-18 广州视源电子科技股份有限公司 一种生成pwm调制信号的方法及装置
JP6361803B1 (ja) 2017-07-27 2018-07-25 株式会社明電舎 マルチレベルインバータの制御装置および制御方法
JP7390881B2 (ja) * 2019-12-11 2023-12-04 富士フイルムヘルスケア株式会社 電力変換装置及びｘ線画像撮影装置、モータードライブ装置
US10917021B1 (en) * 2020-09-03 2021-02-09 King Abdulaziz University Multilevel inverter with reduced number of components

Family Cites Families (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3007629A1 (de) * 1980-02-29 1981-09-10 Standard Elektrik Lorenz Ag Verfahren und anordnung zur erzeugung eines dreiphasendrehstromes durch wechselrichten
US4656572A (en) * 1985-02-19 1987-04-07 Westinghouse Electric Corp. PWM inverter
DE3875728D1 (de) * 1988-08-30 1992-12-10 Siemens Ag Verfahren zum betrieb eines dreipunktwechselrichters.
JP3250329B2 (ja) 1993-08-02 2002-01-28 トヨタ自動車株式会社 インバータの二相ｐｗｍ制御装置
JP3229094B2 (ja) 1993-11-25 2001-11-12 三菱電機株式会社 インバータ装置
US5757636A (en) * 1994-12-08 1998-05-26 Pwm Drives Limited Multi-phase inverters utilizing discontinuous PWM with dead bands
JPH08340691A (ja) * 1995-06-08 1996-12-24 Nippondenso Co Ltd インバータ制御装置
US5610806A (en) * 1995-06-19 1997-03-11 Allen-Bradley Company, Inc. Pulse width modulation method for driving three phase power inverter/converter switches with balanced discontinuous phase commands
IES970641A2 (en) * 1997-08-28 1999-02-24 Electricity Supply Board Fault detection apparatus and method of detecting faults in an electrical distribution network
US6324085B2 (en) * 1999-12-27 2001-11-27 Denso Corporation Power converter apparatus and related method
JP3666432B2 (ja) * 2001-09-20 2005-06-29 株式会社デンソー 電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法
US6831442B2 (en) * 2002-07-03 2004-12-14 General Motors Corporation Utilizing zero-sequence switchings for reversible converters
WO2004010570A1 (ja) * 2002-07-18 2004-01-29 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha 電力変換装置
JP2004282969A (ja) * 2003-03-19 2004-10-07 Hitachi Ltd 交流電動機の制御装置及び制御方法
JP2004364351A (ja) 2003-06-02 2004-12-24 Fuji Electric Holdings Co Ltd 連系インバータ並列システムの制御方法
JP2005124305A (ja) 2003-10-16 2005-05-12 Denso Corp 二相変調制御式インバータ装置
US7053587B2 (en) * 2004-02-10 2006-05-30 Denso Corporation Apparatus for controlling three-phase AC motor on two-phase modulation technique
JP4048438B2 (ja) 2004-02-12 2008-02-20 株式会社デンソー ２相変調モータ制御装置
JP4815239B2 (ja) * 2006-03-22 2011-11-16 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換回路の制御装置
JP4429338B2 (ja) * 2006-09-11 2010-03-10 三洋電機株式会社 モータ制御装置、電流検出ユニット
JP4139852B1 (ja) * 2007-04-20 2008-08-27 三菱電機株式会社 インバータ制御装置
JP5157292B2 (ja) 2007-07-18 2013-03-06 富士電機株式会社 ３レベルインバータの制御方式
CN102099996B (zh) * 2008-09-11 2014-03-05 株式会社大亨 逆变器控制电路、具备该逆变器控制电路的系统互连逆变器系统
JP5872132B2 (ja) 2008-12-05 2016-03-01 株式会社ダイヘン インバータ制御回路、このインバータ制御回路を備えた系統連系インバータシステム
JP5270272B2 (ja) 2008-09-11 2013-08-21 株式会社ダイヘン インバータ制御回路、このインバータ制御回路を備えた系統連系インバータシステム、このインバータ制御回路を実現するためのプログラム、及びこのプログラムを記録した記録媒体
JP4616397B2 (ja) * 2009-02-23 2011-01-19 ファナック株式会社 Ｐｗｍ整流器
RU2496218C2 (ru) * 2009-06-09 2013-10-20 Хонда Мотор Ко., Лтд. Контроллер для системы запуска нагрузки
DE112010003976T5 (de) * 2009-10-06 2013-01-03 Honda Motor Co., Ltd. Motorsystem

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Influence of the Modulation Method on the Conduction and Switching Losses of a PWM Converter System;Johann W. Kolar et al.;《IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS》;19911231;第27卷(第6期);图1、图5中[4] *

Also Published As

Publication number Publication date
CN102694481A (zh) 2012-09-26
US20190052185A1 (en) 2019-02-14
EP3396841A1 (en) 2018-10-31
US20180234029A1 (en) 2018-08-16
EP2503680A2 (en) 2012-09-26
US20160241158A1 (en) 2016-08-18
KR20120109415A (ko) 2012-10-08
US9294009B2 (en) 2016-03-22
US10389269B2 (en) 2019-08-20
US10141864B2 (en) 2018-11-27
US9979317B2 (en) 2018-05-22
EP2503680A3 (en) 2016-06-01
US20120243276A1 (en) 2012-09-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102694481B (zh) 控制电路、逆变装置和系统互联逆变器系统
CN101753044B (zh) 一种基于零序电压注入的三电平中点电位平衡控制方法
US9912251B2 (en) Systems and methods for controlling multi-level diode-clamped inverters using space vector pulse width modulation (SVPWM)
CN107317500A (zh) 一种中点箝位四电平变换器的母线电容电压平衡控制方法
CN106787888A (zh) 一种三电平anpc变换器中点电压平衡控制方法
CN105553310B (zh) 一种模块化多电平换流器的低调制度控制方法
CN104737433A (zh) 电力变换装置
CN106451544B (zh) 一种光储联合的三电平并网系统控制方法
CN107017793B (zh) 一种三相三电平逆变电路的空间矢量调制方法和系统
CN108599604B (zh) 一种单相七电平逆变电器及其pwm信号调制方法
CN107959431A (zh) 基于直通占空比预测准z源逆变器直流母线电压控制方法
CN103765748A (zh) 电力变换装置
CN103688456A (zh) 电力变换装置
CN103748777A (zh) 电力变换装置
CN104796024A (zh) 一种适用于三相级联h桥型变换器的简化多电平空间矢量脉宽调制方法及其调制软核
CN112152477B (zh) 一种改进型飞跨电容mmc拓扑及其调制策略
CN106026733B (zh) 一种模块化多电平换流器通用svpwm调制方法
JP5753742B2 (ja) インバータ装置、および、このインバータ装置を備えた系統連系インバータシステム
CN104410311A (zh) 一种三电平逆变器不连续pwm调制中点平衡方法
CN107846153A (zh) Mmc换流器的混合调制算法
CN103312209B (zh) 基于三电平电压源逆变器实现三电平输出的空间矢量调制方法
CN105932715B (zh) 适用于滑模变结构控制逆变器状态突变位置的判断方法
CN109039124B (zh) 基于移相空间矢量调制的mmc电容电压均衡控制方法
JP5865657B2 (ja) 電力変換回路を制御する制御回路、この制御回路を備えた系統連系インバータシステム
CN206517317U (zh) 一种单相并网逆变器拓扑结构

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant