JP4048438B2 - ２相変調モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、２相変調モータ制御装置に関する。

３相交流モータを駆動するに際して、相間電圧を確保しつつ最も振幅が大きい相電圧をハイレベル又はローレベルに電気角π／３だけ交互に固定するπ／３固定方式の２相変調ＰＷＭモータ制御装置（以下、単にπ／３固定方式とも呼ぶものとする）が知られている。このπ／３固定方式によれば、振幅が大きく電流も大きい相電圧のＰＷＭスイッチングを停止できるために、インバータのスイッチング損失及び発熱低減を図ることができる。

従来のπ／３固定方式において固定相を決定するには、３相電圧指令を構成する３つの相電圧指令（交流値）のどれかが０Ｖを横断するゼロクロスを検出し、このゼロクロス判定後の３相電圧指令の極性に基づいて固定相を切り替えるのが一般的であった（１９８７年３月の社団法人電気学会発行の書物「半導体電力変換回路」の第１１０、１１１、１２５頁等参照されたい）。

しかし、たとえば車両走行用モータとして用いられる３相交流モータでは、３相電圧とモータ電流との間に位相差（力率角）ξが存在するため、相電圧指令の零クロスにより固定相を決定すると、この位相差（力率角）ξだけ、電流の正ピーク値又は負ピーク値近傍の大電流区間が相電圧の固定区間から時間的にずれてしまい、スイッチング損失低減効果が減殺されるという問題があった。

この問題を解決するため、下記の特許文献１、２は、相電圧のゼロクロス時点と相電流のゼロクロス時点とのタイミング差（回転角）を演算して上記位相差（力率角）ξとし、この位相差（力率角）ξにより２相変調電圧指令を補正して、相電圧の固定区間と上記大電流区間とを一致させることを提案している。
特許第３２５０３２９号公報 特許第３２２９０９４号公報 また、上記した位相差（力率角）ξの決定において、位相差（力率角）ξとモータ回転数とトルクとの関係を示すマップを予め記憶しておき、モータ回転数とトルクとをこのマップに入力して、位相差（力率角）ξを推定することも提案されている。

しかしながら、上記した従来のπ／３固定方式の２相変調モータ制御装置では、各種ノイズやモータ逆起電力などの影響によりゼロクロスを誤検出し、このゼロクロス判定結果（たとえばゼロクロスの方向）を用いた固定相決定や、このゼロクロス判定後の３相電圧指令の極性を用いた固定相決定において極性誤判定により固定相を誤判定する場合があった。

たとえば、出力すべき相電圧の振幅が小さく、ゼロクロス判定のための３相電圧指令が小さい場合には、３相電圧指令を構成する各相電圧指令が、交流ゼロレベル付近でふらつくなどするため上記したゼロクロスの誤検出や電圧固定の誤りが発生しやすい。たとえば、ある相電圧指令がゼロクロスした直後にノイズ重畳などの影響により再度反対側にゼロクロスする場合などが考えられる。その結果として生じた上記の誤判定はモータ電流の急変を招くため、モータ騒音の増加やトルクリップルおよびインバータ損失の増大を招き、車両では搭乗者に不快感を与えるため、従来より強くその改善が要望されていた。

また、上記した相電圧のゼロクロス時点とこの相の相電流のゼロクロス時点との間の時間（回転角）を計算して位相差（力率角）ξを求める上記位相差算出方法では、上記した大電流区間と相電圧固定区間とのずれが問題となるモータ高回転域においてマイコンなどの演算装置のデータサンプリングタイミングと両ゼロクロスのタイミングとが一致しないために、位相差（力率角）ξの演算誤差が大きくなり、スイッチング損失低減効果が悪化するという問題があった。

また、位相差（力率角）ξとモータ回転数とトルクとの関係を示すマップを予め記憶しておき、モータ回転数とトルクとをこのマップに入力して、位相差（力率角）ξを推定する上記位相差推定方法は、路面の影響等でモータの回転数とトルクが常に変動する自動車走行モータなどの用途では、電圧指令の演算遅延による位相遅れが影響するため、上記と同様に力率角誤差が大きく、スイッチング損失低減効果を良好に実現することが困難であった。

つまり、これらの位相差（力率角）ξを用いて２相変調電圧指令を補正することにより、大電流区間と相電圧固定区間とを一致させる従来の位相差補償方法では、補正などの演算のための時間遅延による誤差により十分な位相差補償によるスイッチング損失低減効果を得ることが困難であった。もちろん、演算装置の高速化によりこの問題は軽減されるが、高ノイズ環境の車両用装置として超高速で高価な位相差演算装置を実装して位相差（力率角）ξを精度良くかつ高頻度で演算することは容易ではなかった。

更に、位相差（力率角）ξが進み位相すなわち相電流位相が相電圧位相より進んでいる場合には、相電圧固定区間を電流ピーク値近傍区間に一致させるために相電圧固定区間を約１周期−位相差（力率角）ξだけ遅延させる必要が生じるため、この間に位相差（力率角）ξが変化してしまって相電圧固定区間と電流ピーク値近傍区間との不一致が生じるという問題もあった。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、精度良く、かつ、簡潔に相電圧固定を行うことによりスイッチング損失を良好に低減可能な２相変調モータ制御装置を提供することをその目的としている。

上記目的を達成する本発明の２相変調モータ制御装置は、本質的に３つの相電圧指令からなる３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗを入力モータ運転条件に基づいて発生する３相電圧指令発生部と、前記３相電圧指令を略π／３期間毎に１相づつ順次固定するとともに残る他の２相の前記相電圧指令をオフセットして各相間電圧の変化を抑止した２相変調電圧指令Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２を発生する２相変調電圧指令発生部と、前記２相変調電圧指令Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２に基づいてモータ駆動用のインバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ信号発生部とを備える２相変調モータ制御装置において、前記２相変調電圧指令発生部が、０Ｖを挟んで正負に配置された第１しきい値電圧Ｖ１及び第２しきい値電圧Ｖ２と前記３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗとの比較により固定するべき相とその固定レベルとを決定することを特徴としている。

なお、３相電圧指令は３つの相電圧指令により構成されるが、２つの相電圧指令が決定されれば、残る１つの相電圧指令は決定されるため信号としての３相電圧指令は少なくとも２つの相電圧指令（交流値）に関する情報を含んでいればよい。また、上記記載では、３相電圧指令を構成する各相電圧指令を正の最大振幅と負の最大振幅が等しい交流信号を表すものと見なしているが、この相電圧指令や３相電圧指令の信号表示においては、最終的にモータ出力電圧が交流電圧となるのであればＤＣバイアス値を含んでいてもよく、この場合には上記ゼロ点相当電圧はＤＣバイアス値となる。

すなわち、この発明では、ヒステリシス電圧Ｖ１、Ｖ２と３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗとの電圧比較により、固定するべき相電圧とその固定レベルとを決定するので、すなわちしきい値電圧にヒステリシスを与えているため、相電圧指令がノイズなどにより０Ｖ付近で変動する場合でも電圧固定を誤検出するのを良好に防止することができ、この誤検出に基づく固定相の正常な切り替えに失敗することによるモータ電流の急変やそれによるモータ騒音、トルクリップル及びインバータ損失の増大を防止し、相電圧振幅が小さい場合であっても良好かつ安定なモータ運転を実現することができる。

本発明では更に次の構成上の特徴をもつ。すなわち、前記２相変調電圧指令発生部は、Ｖｍを３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの最大振幅（直流電源電圧の１／２）とし、第１しきい値電圧Ｖ１、第２しきい値電圧Ｖ２をそれぞれ、−０．５Ｖｍと＋０．５Ｖｍとの間の範囲に設定されるものとする場合に、（１）Ｕ＞Ｖ１，Ｖ＜Ｖ１，Ｗ＞Ｖ２の時、Ｖを−Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＵとＷをシフトさせ、（２）Ｕ＞Ｖ２，Ｖ＜Ｖ１，Ｗ＜Ｖ２の時、Ｕを＋Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＶとＷをシフトさせ、（３）Ｕ＞Ｖ２，Ｖ＞Ｖ１，Ｗ＜Ｖ１の時、Ｗを−Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＵとＶをシフトさせ、（４）Ｕ＜Ｖ２，Ｖ＞Ｖ２，Ｗ＜Ｖ１の時、Ｖを＋Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＵとＷをシフトさせ、（５）Ｕ＜Ｖ１，Ｖ＞Ｖ２，Ｗ＞Ｖ１の時、Ｕを−Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＶとＷをシフトさせ、（６）Ｕ＜Ｖ１，Ｖ＜Ｖ２，Ｗ＞Ｖ２の時、Ｗを＋Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＵとＶをシフトさせるので、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗへのノイズ電圧混入などによる誤検出を防止しつつ、確実にπ／３ごとに相電圧固定を実施することができる。

好適な態様において、前記２相変調電圧指令発生部は、前記第１しきい値電圧Ｖ１及び第２しきい値電圧Ｖ２の大きさを変更することにより、相電流と相電圧との間の位相差（力率角）ξを補償する方向に相電圧固定区間を時間シフトする。このようにすれば、相電圧固定区間決定のための３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗと第１しきい値電圧Ｖ１、第２しきい値電圧Ｖ２との比較動作により同時に相電圧固定区間の位相シフト量を調整することができるため、演算規模及び演算遅延を軽減し、それらによる位相シフト量の不適合などの不具合を防止することができる。

好適な態様において、前記２相変調電圧指令発生部は、前記第１しきい値電圧Ｖ１及び第２しきい値電圧Ｖ２の大きさを変更することにより、相電流とこの相電流と同一相の相電圧との間の位相差（力率角）ξに略等しい位相差（力率角）ξだけ相電圧固定区間を時間シフトして、前記相電流の電流ピーク近傍区間と相電圧固定区間とを略一致させる。このようにすれば、相電流のピーク近傍区間と相電圧固定区間とを一致させることができるため、スイッチング損失低減効果を極大化することができる。

好適な態様において、前記２相変調電圧指令発生部は、検出したトルク及び回転数をトルク及び回転数と前記第１しきい値電圧Ｖ１及び第２しきい値電圧Ｖ２とのマップに代入して前記第１しきい値電圧Ｖ１及び第２しきい値電圧Ｖ２を決定する。このようにすれば、位相差（力率角）ξを計算するのに比較して格段に簡単に相電流のピーク近傍区間と相電圧固定区間とを一致させることができ、また演算遅延による上記両期間の不一致も減らして、良好にスイッチング損失を低減することができる。

好適な態様において、前記２相変調電圧指令発生部は、演算したｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄを、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流ｉｄと第１しきい値電圧Ｖ１と第２しきい値電圧Ｖ２とのマップに代入して前記第１しきい値電圧Ｖ１及び第２しきい値電圧Ｖ２を決定する。このようにすれば、位相差（力率角）ξを計算するのに比較して格段に簡単に相電流のピーク近傍区間と相電圧固定区間とを一致させることができ、また演算遅延による上記両期間の不一致も減らして、良好にスイッチング損失を低減することができる。

好適な態様において、前記２相変調電圧指令発生部は、演算した位相差（力率角）ξを、位相差（力率角）ξと第１しきい値電圧Ｖ１と第２しきい値電圧Ｖ２とのマップに代入して前記第１しきい値電圧Ｖ１及び第２しきい値電圧Ｖ２を決定する。このようにすれば、上記したヒステリシス電圧Ｖ１、Ｖ２による電圧固定期間の誤検出を防止するとともに、相電流のピーク近傍期間と相電圧固定区間との一致を図ることができる。

本発明の好適な実施例を以下に説明する。なお、本発明は、以下の実施例に限定されるものではなく、本発明の技術思想を利用する他の実施形態を含むものであることはもちろんである。

実施例１のモータ装置について図面を参照して以下に具体的に説明する。
（全体構成）
このモータ装置の構成をブロック図である図１に示す。１は直流電源、２は駆動装置（ＰＷＭインバータ装置とも言う）、３は３相同期モータ、４、５は相電流を検出する２つの電流センサ、６はモータ回転角を検出するモータ回転位置検出手段である。なお、モータ回転位置検出手段６は電流センサ４および５で検出したモータ電流等により電気角θを演算することにより、省略することが可能である。

駆動装置２は、スイッチング素子のＰＷＭ制御によりインバータ直流電源１から給電された直流電力を３相交流電力に変換して３相同期モータ３に供給するインバータ７と、このインバータ７の各スイッチング素子を断続制御する制御回路（本発明で言うモータ制御装置）８とからなる。
（制御回路８）
制御回路８の構成及び基本動作を図２を参照して説明する。図２は制御回路８の機能構成を示すブロック回路図である。

８１は、モータ回転数演算手段８１、ｄｑ軸電流発生手段８２、３相電圧指令発生手段８３、２相変調電圧指令発生手段８４、ＰＷＭ信号発生手段８５、スイッチングゲートドライバ８６からなる。

モータ回転数演算手段８１は、モータ回転位置検出手段６から入力される電気角θの変化Δθに基づいてモータ回転数Ｎｍｏｔを演算してｄｑ軸電流発生手段８２へ出力する。ｄｑ軸電流発生手段８２は、入力されるトルクの大きさ、方向を示すトルク指令trq＊とモータ回転数Ｎｍｏｔとから、モータ３に流れるべき電流としてのｄ軸電流ｉｄ＊及びｑ軸電流ｉｑ＊であるｄｑ軸電流指令を演算する。３相電圧指令発生手段８３は、検出した実電流Ｉv、Ｉwを電気角θによりｄｑ軸変換してｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを算出し、各座標軸毎に電流偏差Δｉｄ、Δｉｑを求め、求めた電流偏差Δｉｄ、Δｉｑを０に収束させるべき３相電圧指令Ｕ、Ｖ、ＷをＰＩ演算により求めて２相変調電圧指令発生手段８４に出力する。

上記制御回路８の基本的な構成及び動作は２相変調モータ制御装置として既によく知られているので、これ以上の説明は省略する。

２相変調電圧指令発生手段８４は、入力された３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗに基づいて２相変調電圧指令Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２を形成してＰＷＭ信号発生手段８５に出力し、ＰＷＭ信号発生手段８５は入力された２相変調電圧指令Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２に対応する３相ＰＷＭ電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを発生し、これら３相ＰＷＭ電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷはスイッチングゲートドライバ８６でそれぞれ電力増幅され、６つの信号電圧ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬにされた後、インバータ７の各スイッチングゲートドライバ８６に個別に出力される。

次に、本発明の特徴をなす２相変調電圧指令発生手段８４を図２を参照して以下に説明する。２相変調電圧指令発生手段８４は、ヒステリシス電圧発生手段８７、３相電圧指令極性判定手段８８、２相変調電圧指令演算手段８９からなる。

ヒステリシス電圧発生手段８７は、入力されるトルク指令trq＊とモータ回転数Ｎｍｏｔとを、予め記憶するマップに代入してヒステリシス電圧Ｖ１、Ｖ２を発生する。なお、Ｖ１を第１しきい値電圧、Ｖ２を第２しきい値電圧ともいう。上記マップについては、後述するものとする。

３相電圧指令極性判定手段８８は、入力される３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗとヒステリシス電圧Ｖ１、Ｖ２とを比較して３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの極性を決定する。なお、この実施例で言う極性の決定又は極性判定とは、固定する相の決定と固定方向すなわちＰＷＭデューティ比１００％又は０％のどちらかに固定するかの決定とを意味するものとする。

２相変調電圧指令演算手段８９は、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗを上記極性に基づいて所定期間ごとにデューティ比１００％又はデューティ比０％に固定するとともに、残る２つの相をシフトすることにより相間電圧を維持する演算を行って、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの電圧値を略π／３毎に順次固定して２相変調電圧指令Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２を発生させる。

以下、２相変調電圧指令発生手段８４による２相変調電圧指令発生動作を更に詳しく説明する。

上記極性判定において、次の３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗを第１しきい値電圧Ｖ１、第２しきい値電圧Ｖ２との比較が実行されて、固定相と固定方向（デューティ比０％かデューティ比１００％のどちらか）とが決定される。なお、以下において、Ｖｍを３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの最大振幅とする。この実施例では、第１しきい値電圧Ｖ１、第２しきい値電圧Ｖ２はそれぞれ、−０．５Ｖｍと＋０．５Ｖｍとの間の範囲に設定されるものとする。したがって、デューティ比０％は−Ｖｍに相当し、デューティ比１００％は＋Ｖｍに相当する。好適には、第１しきい値電圧Ｖ１と第２しきい値電圧Ｖ２とは０Ｖを挟んで両側に設けられることが好ましい。なお、第１しきい値電圧Ｖ１、第２しきい値電圧Ｖ２の変更可能な範囲は上記した−０．５Ｖｍと＋０．５Ｖｍに限定されるものではない。

（１）Ｕ＞Ｖ１，Ｖ＜Ｖ１，Ｗ＞Ｖ２の時、Ｖを−Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＵとＷをシフトさせる。

（２）Ｕ＞Ｖ２，Ｖ＜Ｖ１，Ｗ＜Ｖ２の時、Ｕを＋Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＶとＷをシフトさせる。

（３）Ｕ＞Ｖ２，Ｖ＞Ｖ１，Ｗ＜Ｖ１の時、Ｗを−Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＵとＶをシフトさせる。

（４）Ｕ＜Ｖ２，Ｖ＞Ｖ２，Ｗ＜Ｖ１の時、Ｖを＋Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＵとＷをシフトさせる。

（５）Ｕ＜Ｖ１，Ｖ＞Ｖ２，Ｗ＞Ｖ１の時、Ｕを−Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＶとＷをシフトさせる。

（６）Ｕ＜Ｖ１，Ｖ＜Ｖ２，Ｗ＞Ｖ２の時、Ｗを＋Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＵとＶをシフトさせる。

このような演算処理はフローチャート図示するまでもなく、デジタル値に変換された３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗをマイコンにて第１しきい値電圧Ｖ１と第２しきい値電圧Ｖ２と比較することにより簡単に求めることができるが、ハードウエア処理してもよいことは当然である。

すなわち、この実施例では、少なくとも固定される相電圧がＶ１より小さい時にこの相電圧をデューティ比０％（−Ｖｍ）に固定し、少なくとも固定される相電圧がＶ２より大きい時にこの相電圧をデューティ比１００％（＋Ｖｍ）する。つまり、Ｖ１はローレベルへの電位固定のためのしきい値電圧であり、Ｖ２はハイレベルへの電位固定のためのしきい値電圧である。

したがって、図３からわかるように、第１しきい値電圧Ｖ１を正方向に増加することにより相電圧のローレベル（デューティ比０％）への固定区間は位相的に進み、第１しきい値電圧Ｖ１を負方向に増加することにより相電圧のローレベル（デューティ比０％）への固定区間は位相的に遅れることがわかる。同様に、第２しきい値電圧Ｖ２を正方向に増加することにより相電圧のハイレベル（デューティ比１００％）への固定区間は位相的に遅れ、第２しきい値電圧Ｖ２を負方向に増加することにより相電圧のローレベル（デューティ比０％）への固定区間は位相的に進むことがわかる。これにより、第１しきい値電圧Ｖ１、第２しきい値電圧Ｖ２の大きさを変更することにより、相電圧の固定区間を自在に遅らせたり、進めたりすることができることがわかる。なお、上記相電圧の固定区間を位相的に進めたり、遅らせたりして調整する場合に第１しきい値電圧Ｖ１を変更する場合に、各相電圧固定区間がπ／３となるように第２しきい値電圧Ｖ２も連動して変更される。各相電圧固定区間をπ／３に維持するために必要な、第１しきい値電圧Ｖ１の変更量と第２しきい値電圧Ｖ２との組み合わせは予めマップに記憶しておけばよい。

図４〜図７にヒステリシス電圧Ｖ１、Ｖ２すなわち第１しきい値電圧Ｖ１と第２しきい値電圧Ｖ２とを種々変更した場合の２相変調電圧の波形を示す。ただし、図８は、第１しきい値電圧Ｖ１＝第２しきい値電圧Ｖ２＝０Ｖの場合、すなわち、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗと０Ｖとのクロス（ゼロクロス）により固定相判定を行う従来例を示す。

この実施例では、トルクと回転数と第１しきい値電圧Ｖ１と第２しきい値電圧Ｖ２とのマップにトルクと回転数とを代入することにより、第１しきい値電圧Ｖ１と第２しきい値電圧Ｖ２とを決定する。

このマップは、トルク及び回転数により推定される位相差（力率角）ξと、第１しきい値電圧Ｖ１及び第２しきい値電圧Ｖ２により決定される相電圧の固定区間の位相シフト量とが略一致するように決定されている。言い換えれば、相電圧を基準としてトルク及び回転数により推定される所定相の電流の正及び負の電流ピーク近傍区間（π／３）が、この所定相の相電圧の固定区間（π／３）と一致するようにマップが掲載される。なお、図８は相電流がこの相の相電圧より遅れ位相である場合の一例を示し、図９は相電流がこの相の相電圧より進み位相である場合の一例を示す。

この実施例によれば、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗとの比較による相電圧固定区間判定のための従来のしきい値電圧０Ｖと同様に、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗとの比較による相電圧固定区間決定のための第１しきい値電圧Ｖ１及び第２しきい値電圧Ｖ２とのシフトにより相電圧固定区間を電流の位相差（力率角）ξだけ位相シフトすることができるため、この位相差（力率角）ξだけ相電圧固定区間を位相シフトする演算を従来より簡素化することができるため、演算遅延による演算誤差を減らすことができる。このため、この演算誤差すなわち、電流ピーク近傍期間と電圧固定期間とのずれを減らすことができ、スイッチング損失の低減効果を向上することができる。また、互いに同一相の相電圧と相電流との間の位相差（力率角）ξを計算する必要がないため、演算負担が少なく、演算遅延による弊害も小さい。

また、第１しきい値電圧Ｖ１と第２しきい値電圧Ｖ２という二つのしきい値電圧からなるヒステリシス電圧により相電圧固定区間を設定するために、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗにノイズ電圧などが重畳しても３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの極性すなわち固定されるべき相電圧の決定の誤判定を良好に防止することができる。
（変形態様）
上記実施例では、トルクと回転数とにより第１しきい値電圧Ｖ１、第２しきい値電圧Ｖ２を変更して、電流ピーク近傍区間と相電圧固定区間とを一致させたが、位相差（力率角）ξと第１しきい値電圧Ｖ１と第２しきい値電圧Ｖ２との関係を予めマップに記憶しておき、このマップに演算した位相差（力率角）ξを代入して第１しきい値電圧Ｖ１と第２しきい値電圧Ｖ２とを求めても良い。

実施例２のモータ制御装置を図２を参照して以下に説明する。

この実施例は、ヒステリシス電圧発生手段８７において用いられるマップの代わりに、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流ｉｄと第１しきい値電圧Ｖ１と第２しきい値電圧Ｖ２とのマップを用いることをその特徴としている。このようにすれば、このマップに、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｄ軸電流指令値ｉｄ＊、又は、３相電圧指令発生手段にて演算される実電流であるｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流ｉｄを代入することにより、第１しきい値電圧Ｖ１と第２しきい値電圧Ｖ２とを得ることができる。ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流ｉｄはトルクと回転数と同じく、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗや相電流Ｉｖ、Ｉｗのように交流成分ではなく、ノイズ成分の混入も少なくすることができるため、第１しきい値電圧Ｖ１及び第２しきい値電圧Ｖ２を簡単かつ高精度に求めることができる。

なお、上記においては、前記３相電圧を電圧値として扱ってきたが、前記３相電圧をデューティ値として扱うことも可能である。つまり、前記３相電圧を電圧値として扱う場合には、前記Ｖ１およびＶ２も電圧値として設定する必要があるが、前記３相電圧をデューティ（＋Ｖｍ＝１００％、−Ｖｍ＝０％）に変換してから扱う場合には、０Ｖはデューティ５０％に相当し、前記３相電圧の極性判定はデューティ５０％で行い、Ｕ,Ｖ,Ｗの各相間電圧はデューティ差を確保してシフトし、前記Ｖ１およびＶ２はデューティ５０％を挟む２５％から７５％の範囲のデューティ値に設定すればよい。

実施例装置の全体構成を示すブロック回路図である。 図１の２相変調電圧指令発生手段の詳細構成を示すブロック回路図である。 ３相電圧指令とヒステリシス電圧とを示すタイムチャートである。 ２相変調電圧波形を示すタイムチャートである。 ２相変調電圧波形を示すタイムチャートである。 ２相変調電圧波形を示すタイムチャートである。 ２相変調電圧波形を示すタイムチャートである。 相電流がこの相の相電圧より遅れ位相である場合の一例を示す波形図である。 相電流がこの相の相電圧より進み位相である場合の一例を示す波形図である。

符号の説明

１ 直流電源
２ 駆動装置
３ ３相同期モータ（３相交流モータ）
４、５ 電流センサ
６ モータ回転位置検出手段
７ インバータ
８ 制御回路（本発明で言うモータ制御装置）
８１ モータ回転数演算手段
８２ ｄｑ軸電流発生手段
８３ ３相電圧指令発生手段（３相電圧指令発生部）
８４ ２相変調電圧指令発生手段（２相変調電圧指令発生部）
８５ ＰＷＭ信号発生手段（ＰＷＭ信号発生部）
８６ スイッチングゲートドライバ
８７ ヒステリシス電圧発生手段
８８ ３相電圧指令極性判定手段
８９ ２相変調電圧指令演算手段

Claims (1)

1. 本質的に３つの相電圧指令からなる３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗを入力モータ運転条件に基づいて発生する３相電圧指令発生部と、
   前記３相電圧指令を略π／３期間毎に１相ずつ順次固定するとともに残る他の２相の前記相電圧指令をオフセットして各相間電圧の変化を抑止した２相変調電圧指令Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２を発生する２相変調電圧指令発生部と、
   前記２相変調電圧指令Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２に基づいてモータ駆動用のインバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ信号発生部と、
   を備える２相変調モータ制御装置において、
   前記２相変調電圧指令発生部は、
   ０Ｖを挟んで正負に配置された第１しきい値電圧Ｖ１及び第２しきい値電圧Ｖ２と前記３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗとの比較により固定するべき相とその固定レベルとを決定するものであって詳しくは、
   Ｖｍを３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの最大振幅とし、第１しきい値電圧Ｖ１、第２しきい値電圧Ｖ２をそれぞれ、−０．５Ｖｍと＋０．５Ｖｍとの間の範囲に設定されるものとする場合に、
   （１）Ｕ＞Ｖ１，Ｖ＜Ｖ１，Ｗ＞Ｖ２の時、Ｖを−Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＵとＷをシフトさせ、
   （２）Ｕ＞Ｖ２，Ｖ＜Ｖ１，Ｗ＜Ｖ２の時、Ｕを＋Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＶとＷをシフトさせ、
   （３）Ｕ＞Ｖ２，Ｖ＞Ｖ１，Ｗ＜Ｖ１の時、Ｗを−Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＵとＶをシフトさせ、
   （４）Ｕ＜Ｖ２，Ｖ＞Ｖ２，Ｗ＜Ｖ１の時、Ｖを＋Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＵとＷをシフトさせ、
   （５）Ｕ＜Ｖ１，Ｖ＞Ｖ２，Ｗ＞Ｖ１の時、Ｕを−Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＶとＷをシフトさせ、
   （６）Ｕ＜Ｖ１，Ｖ＜Ｖ２，Ｗ＞Ｖ２の時、Ｗを＋Ｖｍに固定し、３相電圧指令Ｕ、Ｖ、Ｗの相間電圧を保持するようにＵとＶをシフトさせる
   ことを特徴とする２相変調モータ制御装置。

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