CN102075109A - 高频隔离式三相周波变换器型双向变流器及其控制方法 - Google Patents

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沙德尚
秦子安
吴丹
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Abstract

本发明提供了高频隔离式三相周波变换器型双向变流器及其控制方法，属于电力电子领域三相高频隔离式变换器方向，适用于对蓄电池组，超级电容器组等储能装置的充放电。主电路采用输入滤波器、三相周波变换器、高频变压器、全桥变换器和输出直流电感组合的结构。周波变换器开关分时驱动，保证功率的单向流动，以可靠实现软换流。通过改变周波变换器开关的功率流向来实现整流和逆变两种模式的切换。三相周波变换器采用数字化交流空间矢量调制，交流电流采用d-q解耦，比例积分(PI)和重复(RP)混合的控制方法。功率密度大，效率高，直流侧电压调节范围宽，输入输出实现电气隔离，实现了单位功率因数输入，有效抑制了电流谐波。

Description

高频隔离式三相周波变换器型双向变流器及其控制方法
技术领域
本发明提供了高频隔离式三相周波变换器型双向变流器及其控制方法。属于电力电子领域三相高频隔离式变换器方向。
背景技术
随着电力电子技术的发展，储能系统正逐渐地被应用于各个领域，包括电网的谷峰调节，电动汽车的动力储存等。储能系统中的关键设备为双向变流器，通过双向变流器连接电网和储能装置，既能将电网的能量注入储能装置，也可以将储能装置中的能量回馈到电网中。目前应用较广的储能装置如蓄电池组，超级电容器组等端电压都很低，都需要升压后才能并网，为了减小变流器的成本，以及对周围环境的噪声污染，采用高频变压器替代工频变压器的方式已经成为一种趋势，同时对于大功率的双向变流器，其工作时的电能质量调节很重要，需要有谐波抑制的能力，并且要尽可能做到单位功率因数并网，以减小对电网的污染，做到绿色用电。
国家知识产权局于2010年8月公开的专利“电动汽车双向充电机电源拓扑结构”采用前级为电压源型三相有源整流器，后级为DC/DC的两级功率变换，工频变压器变压。两级功率变换降低了变换器的效率，中间直流滤波电容的存在，增大了变换器的重量和体积，降低了变换器的功率密度。工频变压器变压再次增大了变换器的重量和体积，并且大大增加了变换器的成本，工频变压器的噪声污染不容忽视。IEEE Trans.on Power Electronics【电力电子期刊】于2008年第5期发表了“Three-Phase Boost-Type Grid-Connected Inverter”【三相boost型并网逆变器】一文，采用boost逆变器的拓扑，构成升压型逆变器，加大了直流侧电压的变换范围，采用IGBT串联二极管的方式，无法实现功率的双向流。采用基于单周控制策略的模拟控制方式，无法消除滤波电容带来的无功电流分量，同时模拟控制器对电流的谐波抑制能力有限。
发明内容
为解决上述问题，本发明提供一种高频隔离式三相周波变换器型双向变流器及其控制方法，其特征在于，主电路采用输入滤波器、三相周波变换器、高频变压器、全桥变换器和输出直流电感组合的结构，三相周波变换器采用数字化交流空间矢量调制，交流电流采用d-q轴解耦，比例积分和重复控制混合的控制方法。
所述周波变换器由绝缘栅场效应管或绝缘栅双极型晶体管按共源极或共射极的方式串联而成，三相输入侧接滤波器，所述高频变压器原边接三相周波变换器母线，副边接全桥变换器，所述全桥变换器的母线接电感。
所述的数字化交流空间矢量调制需要在数字控制器中定义开关状态表，开关状态表按扇区分为六种情况，每种情况都有三只动作的开关被分别定义为Qp，Qn和Qt，另外三只开关状态保持不变，状态保持的开关的驱动信号通过设置相应PWM输出口为强制高或强制低实现，Qp和Qn的驱动信号通过载波比较的方式实现，比较值由空间矢量算法计算得到，Qt对应的PWM输出口设置为强制低，其驱动信号通过其他开关驱动信号的逻辑组合得到，Qp和Qn对应的数字控制器内的定时器采用单增或单减的计数方式，Qp和Qn对应的PWM输出口分别设置为低有效和高有效，反之亦可，以保证其导通时间段不重叠为准。
全桥变换器开关Q1与Q4同开同关，Q2与Q3同开同关，Q1与Q3开关状态互补，Q1和Q3对应的数字控制器内的定时器采用先增后减的计数方式，计数周期为Qp和Qn对应的定时器的两倍，并与其同时启动，比较值由所述两非零矢量和零矢量的作用时间计算得到，以保证Q1和Q3的驱动信号在零矢量作用时间段的中点跳变为准。
周波变换器的a管和b管分时驱动，当电流从正母线进，负母线出时，a管动作，b管全部关断，电流从负母线进，正母线出时，b管动作，a管全部关断，在开关切换时，有一定的共导时间，时间长度略大于开关的开通时间，保证母线回路不被切断，通过数字控制器发出的信号控制周波变换器a管或b管关断，以改变开关的功率流向，来实现整流和逆变两种功率流的不掉电切换，所述的切换发生在零矢量作用时间段的中点。
所述变换器采用电流环解耦控制，在解耦的d-q轴上采用比例积分和重复控制的混合控制方法。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
本发明的双向变流器采用高频变压器隔离的三相boost型逆变器的电路拓扑，结构紧凑，功率密度大，效率高，直流侧电压调节范围宽，输入输出实现电气隔离。本发明的电流空间矢量调制的数字化实现，使控制器的设计大为简化，增强了控制器设计的灵活性。通过对三相交流电流进行d-q轴解耦，并采用PI和重复控制的混合控制，实现了单位功率因数输入，有效抑制了电流谐波。
附图说明
图1是本发明实施例的系统结构示意图。
图2是本发明实施例的主电路的结构示意图。
图3是电流空间矢量示意图。
图4是第一扇区非隔离的电流源型三相逆变器的六路开关驱动信号波形图。
图5是由数字控制器输出的脉宽调制信号得到周波变换器的开关驱动信号的组合逻辑图。
图6是由周波变换器双向开关的驱动信号产生单只开关的驱动信号的组合逻辑图。
图7由切换信号产生周波变换器功率流向的控制信号的逻辑图。
图8为双向变流器的控制框图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
请参照图1，示出一种双向变流器，包括控制器10、采样电路30、主电路50和驱动电路70。
所述控制器10包括数字信号处理芯片11、复杂可编程逻辑器件13和通用输入输出电路15。数字信号处理芯片内包括事件管理器模块EVA和事件管理器模块EVB。EVA包括通用定时器1和比较单元112，EVB包括通过定时器3和比较单元114。其中通用定时器1采用单增的计数方式，通用定时器3采用先增后减的计数方式，计数周期为通用定时器1的两倍，采样周期由通用定时器1的周期中断决定，控制律在通用定时器1的周期中断函数中实现。定时器3与定时器1计数初值为0，同时启动。比较单元112的时基由通用定时器1产生，其中的比较单元1、2、3分别对应PWM1/PWM2、PWM3/PWM4、PWM5/PWM6，比较单元114的时基由通用定时器3产生，其中的比较单元1对应PWM7/PWM8。
所述采样电路30包括霍尔电压/电流传感器31(32)、调理电路33和模数转换芯片35。其中电压传感器31用于测三相电网电压，及直流侧电压，电流传感器32用于测两相并网电流和直流侧的电流。传感器的输出信号经调理电路33滤波并对其电压进行缩放后送入模数转换芯片35。模数转换芯片35将模拟电压量转换为数字量送入数字控制器10。
请同时参照图2，所述主电路50包括三相周波变换器51、全桥变换器53、高频变压器55、滤波器57和滤波电感59，图中vin为储能装置端电压。三相周波变换器51由六个双向开关SW1-SW6按三相全桥的方式连接而成。双向开关由两个N沟道的绝缘栅双极型晶体管或者绝缘栅型场效应管按供发射极或共源极的方式串联而成。全桥变换器53包括开关管Q1-Q4，可以是绝缘栅双极型晶体管，也可以是绝缘栅型场效应管。高频变压器55的原边绕组为Np，副边绕组为Ns，为降压型变压器。57用于对并网电流进行滤波，以减小并网电流的谐波含量。
本发明实施例的双向变流器采用电流空间矢量调制。基于电流空间矢量调制的三相逆变器的开关状态共有九种，见表1。其中的非零矢量，即ia，ib，ic不全为零的矢量，共有6种，这六个矢量将一个工频周期分为六个扇区，见图3。每个扇区内的电流矢量均可由该扇区边界上的两个相邻矢量和零矢量一起组合而成。图4为采用电流空间矢量调制的逆变器第一扇区内六只开关的驱动信号。第一扇区的两非零矢量及零矢量分别为
Figure BSA00000383671700031
和S2、S4、S6的驱动信号为常态，只需要考虑S1、S3、S5的驱动信号的产生。S5，S1分别对应两非零矢量，将其命名为Qp，Qn；S3对应零矢量，将其命名为Qt。考虑到DSP2407的特点，S2，S4，S6的驱动信号可通过设置相应的PWM输出口的工作模式为强制高或强制低实现。Qp和Qn的驱动信号可通过载波比较的方式，设置相应的PWM输出口的工作模式为低有效和高有效实现。Qt的开关状态在一个单增计数周期中有两次跳变，其驱动信号无法通过设置相应的PWM输出口的工作模式直接实现。但Qp，Qn，Qt三者的驱动信号互补，所以Qt的驱动信号可通过对Qp和Qn作或非逻辑得到。考虑到不同扇区，各个开关的角色并不相同，综合考虑各个开关驱动信号的特点，将Qt对应的PWM输出口设置为强制低，通过图5所示通用逻辑组合得到Qt的驱动信号。
综上所述，本发明实施例的双向变流器所采用的电流空间矢量调制的数字化实现步骤如下：
S101，请参照表2，DSP的输出引脚PWM1-PWM6的工作模式按表中所示进行设置，即每次进入新扇区的第一个采样周期里，修改PWM1-PWM6的工作模式。表中，ON表示强制高，OFF表示强制低，Qp，Qn分别为低有效和高有效。Qt为零矢量设置为强制低。同时，PWM7始终为高有效，PWM8始终为低有效。
S102，请同时参照图4和表2，t1，t2为空间矢量算法计算出的当前扇区的相邻两电流矢量的作用时间，t0为采样周期Ts减去t1，t2后的值，即零矢量作用时间。其中t1对应Qp，t2对应Qn。即每个采样周期里，将t1的值装入Qp对应的比较单元寄存器，将采样周期与t2的差值装入Qn对应的比较单元寄存器。同时，在通用定时器3的增计数对应的采样周期里，将t1+t0/2的值装入比较单元114的寄存器中，在通用定时器3的减计数对应的采样周期里，将t2+t0/2的值装入比较单元114的寄存器中。如此，便产生PWM1-PWM6及PWM7/PWM8。
S103，请参照图5，PWM1-PWM6需按图中逻辑得到S1-S6，S1-S6为不带高频链的基于电流矢量调制的三相逆变器的六路PWM驱动信号。插入交流高频链后，周波变换器母线的电流流向由全桥变换器决定。全桥变换器的Q1和Q4同开同关，Q2和Q3同开同关，又Q1与Q3状态互补，所以周波变换器母线电流流向只对应两个开关状态即Q1开Q3关，和Q1关Q3开。Q1和Q3的开关状态与其驱动信号PWM7和PWM8的高低电平对应。所以S1-S6与PWM7和PWM8通过图中逻辑组合得到的SW1-SW6为插入交流高频链后周波变换器六组串联开关的驱动信号。
S104，请同时参照图2、图6和图7，高频变压器存在漏感，为避免在周波变换器母线上激起电压尖峰，需要保证其母线时刻都有续流回路。即开关换相时要有一个同时导通的时刻，即共导时间。这里以SW1向SW3换相为例，若SW1和SW3同时导通，SW1和SW3的双向导通特性，将造成a，b相间短路。若SW1a和SW1b分时导通，则由于反并联寄生二极管的存在，SW1a和SW1b都只具有单向导通能力，相间回路被切断，软换流可靠实现。为此，对SW1-SW6采用图6所示逻辑，在逆变情况下，s_a与PWM7相同，s_b与PWM8相同，即PWM7为高电平时，周波变换器的电流为正母线进，负母线出，SW1-SW6的a管开通，b管关断。PWM7为低电平时，周波变换器的电流为负母线进，正母线出，SW1-SW6的a管关断，b管开通。而在整流情况下，s_a，s_b分别于PWM8和PWM7相同。为实现整流和逆变的不掉电切换，设计切换电路如图7所示。signal由DSP输出，逆变时为“1”，整流时为“0”。采用PWM7作为D触发器时钟为保证切换发生在0矢量作用时刻，此刻周波变换器母线电压为0，切换可靠。
请参照图8，此种双向变流器以直流侧的电流idc为外环控制目标，以三相交流电流在d-q坐标系下的解耦id，iq为内环控制目标，图中箭头所示为其正方向，在控制直流侧电流恒定的同时，做到电网电流单位功率因数输入(输出)。首先，对电网电压进行锁相，得到电网的相位角θ。对三相电网电流进行Clark变换将其转换为两相静止坐标系下的iα，iβ，再利用电网相位角θ通过Park变换将其转换为两相旋转坐标系下的id，iq。外环的反馈量为直流侧电流idc，采用比例-积分控制，可以消除静差。外环调节器的输出取反后作为d轴的给定，q轴的给定为0。id，iq分别为d-q轴的反馈，d-q轴均采用比例-积分和重复控制的混合控制，在保证动态性能的情况下，更大程度地减小电流谐波。d轴控制器的输出为idout，q轴控制器的输出为iqout。idout，iqout经反Park变换转换为iαout，iβout，二者作为电流空间矢量调制算法的输入。
逆变时，signal为“1”，外环给定idcref为正。整流时，signal为“0”，外环给定idcref为负，同时对q轴输出取反。
本发明实施例的双向变流器采用三相周波变换器实现单级变换的boost逆变器结构，在功率密度和效率上都有明显提高。直流侧电感使电流可控，减小充放电时对储能装置的冲击，同时对储能装置的端电压进行升压，并网运行时，增大了储能装置端电压的调节范围。高频变压器的存在为变换器的输入输出提供了电气隔离，同时在boost的基础上再次提供了升压能力。数字化的电流空间矢量调制使变换器控制灵活，调节器参数调整方便。有利于APFC的实现，同时使重复控制等复杂算法的实现成为可能。
以上对本发明所提供的一种双向变流器，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
表1
Figure BSA00000383671700061
表2
  PWM1   PWM2   PWM3   PWM4   PWM5   PWM6
  sector Ⅰ   Qn   OFF   Qt   ON   Qp   OFF
  sector Ⅱ   ON   Qt   OFF   Qn   OFF   Qp
  sector Ⅲ   Qp   OFF   Qn   OFF   Qt   ON
  sector Ⅳ   OFF   Qp   ON   Qt   OFF   Qn
  sector Ⅴ   Qt   ON   Qp   OFF   Qn   OFF
  sector Ⅵ   OFF   Qn   OFF   Qp   ON   Qt

Claims (6)

1.高频隔离式三相周波变换器型双向变流器，其特征在于，主电路采用输入滤波器、三相周波变换器、高频变压器、全桥变换器和输出直流电感组合的结构，三相周波变换器采用数字化交流空间矢量调制，交流电流采用d-q轴解耦，比例积分和重复控制混合的控制方法。
2.如权利要求1所述的高频隔离式三相周波变换器型双向变流器，其特征在于，所述周波变换器由绝缘栅场效应管或绝缘栅双极型晶体管按共源极或共射极的方式串联而成，三相输入侧接滤波器，所述高频变压器原边接三相周波变换器母线，副边接全桥变换器，所述全桥变换器的母线接电感。
3.如权利要求1所述的高频隔离式三相周波变换器型双向变流器，其特征在于，所述的数字化交流空间矢量调制需要在数字控制器中定义开关状态表，开关状态表按扇区分为六种情况，每种情况都有三只动作的开关被分别定义为Qp，Qn和Ql，另外三只开关状态保持不变，状态保持的开关的驱动信号通过设置相应PWM输出口为强制高或强制低实现，Qp和Qn的驱动信号通过载波比较的方式实现，比较值由空间矢量算法计算得到，Qt对应的PWM输出口设置为强制低，其驱动信号通过其他开关驱动信号的逻辑组合得到，Qp和Qn对应的数字控制器内的定时器采用单增或单减的计数方式，Qp和Qn对应的PWM输出口分别设置为低有效和高有效，反之亦可，以保证其导通时间段不重叠为准。
4.如权利要求1所述的高频隔离式三相周波变换器型双向变流器，其特征在于，全桥变换器开关Q1与Q4同开同关，Q2与Q3同开同关，Q1与Q3开关状态互补，Q1和Q3对应的数字控制器内的定时器采用先增后减的计数方式，计数周期为Qp和Qn对应的定时器的两倍，开与其同时启动，比较值由所述两非零矢量和零矢量的作用时间计算得到，以保证Q1和Q3的驱动信号在零矢量作用时间段的中点跳变为准。
5.如权利要求2所述的高频隔离式三相周波变换器型双向变流器，其特征在于，周波变换器的a管和b管分时驱动，当电流从正母线进，负母线出时，a管动作，b管全部关断，电流从负母线进，正母线出时，b管动作，a管全部关断，在开关切换时，有一定的共导时间，时间长度略大于开关的开通时间，保证母线回路不被切断，通过数字控制器发出的信号控制周波变换器a管或b管关断，以改变开关的功率流向，来实现整流和逆变两种功率流的不掉电切换，所述的切换发生在零矢量作用时间段的中点。
6.如权利要求1所述的高频隔离式三相周波变换器型双向变流器，其特征在于，所述变换器采用电流环解耦控制，在解耦的d-q轴上采用比例积分和重复控制的混合控制。 
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