CN105610331A - 包含(变压器)电气隔离的变流器电路结构和工作方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种包含(变压器)电气隔离的变流器电路结构和工作方法，其中，该变流器电路结构包括：第一个输入输出端口(uU,UV,uW)；第二个输入输出端口(Udc)；一个双向变流器(B2C)，一个直接矩阵变流器(D)和一个变压器(T)，其中，该直接矩阵变流器(D)的第一个输入输出端口(uU,UV,uW)与该变流器电路结构的第一个输入输出端口(uU,UV,uW)相连；该直接矩阵变流器(D)的第二个输入输出端口(UAB)与变压器(T)的原边相连；变压器(T)的副边与双向变流器(B2C)的交流输入输出端口(UCD)相连。采用本发明的变流器电路结构，能够实现包含电气隔离的交流-直流双向变化。

Description

包含(变压器)电气隔离的变流器电路结构和工作方法

技术领域

本发明涉及一种包含(变压器)电气隔离的变流器电路结构和工作方法。

发明内容

本发明提供了一种包含(变压器)电气隔离的变流器电路结构和工作方法，其包括：

第一个输入输出端口；第二个输入输出端口；一个双向变流器，其包含一个交流输入输出端口和一个直流输入输出端口；该双向变流器的直流输出端口与该变流器电路结构的第二个输入输出端口连接。

该项发明申请所涉及的变流器电路包含一个双向变流器，用于完成交流，特别是多相交流(如三相交流)，与直流的双向转换(即整流模式下交流转直流，逆变模式下直流转交流)。交流与直流之间，通过变压器实现电气隔离。这一变流器在整流工作模式下，电力电子器件在换流过程中的负荷和所承受冲击非常大。此外，该电路需要安装较大的缓冲电路，以部分缓解在电力电子器件关断时，因电流断续由变压器漏感和电路的寄生电感所引起的对电力电子开关器件的巨大电压冲击。

这一缓冲电路通常由RC电路或RCD电路构成，这进一步增加了变流器的体积以及材料和生产成本。

本发明通过优化变流器的换流环节，显著减少了因电流断续由变压器漏感和电路的寄生电感所引起的对电力电子开关器件的电压冲击，从而能显著减小缓冲电路的各项额定值，甚至实现无缓冲电路工作。

上述问题，通过本发明的变流器电路得以解决，其包括：一个直接矩阵变流器和一个变压器。其中，该直接矩阵变流器的第一个输入输出端口与该变流器电路结构的第一个输入输出端口相连；该直接矩阵变流器的第二个输入输出端口与变压器的原边相连；变压器的副边与双向变流器的交流输入输出端口相连。该直接矩阵变流器可由一个包含6个双向电力电子开关的B6桥式电路构成。该直接矩阵变流器的第二个输入输出端口可位于该B6桥式电路的桥臂上。这些双向电力电子开关可由反向串联的电力电子开关器件构成，如：MOSFET，IGBT(包含反向并联二极管)，等。

该双向变流器可以整流器模式和逆变器模式工作。在整流器工作模式下，能量由该变流器电路结构的交流输入输出端口流向直流输入输出端口时。在逆变器工作模式下，能量由该变流器电路结构的直流输入输出端口流交流输入输出端口。

在本发明所提供的变流器电路结构中，双向变流器可由一个包含电路电子开关器件的B2桥式电路构成：MOSFET、IGBT、等。若该双向变流器由MOSFET构成，在整流工作模式下，该双向变流器可工作于同步整流模式，以降低导通损耗。该双向变流器的直流输入输出端口与该B2桥臂相连。

在本发明所提供的变流器电路结构中，可包含：一个与第二个输入输出端口串联的直流滤波电感，或一个与第二个输入输出端口并联的直流滤波电容和一个与第二个输入输出端口串联的直流滤波电感。直流滤波电感或直流滤波电感及电容用于滤平直流输入输出端口的电流及电压。

本发明所提供的变流器电路结构可包含一个用于测量变压器原边电流的电流传感器和一个用于测量直流滤波电感电流的电流传感器。该变流器电路结构可包含一个电流比较器，用于比较直流滤波电感电流和变压器原边电流换算至变压器同一侧(即换算至变压器的原边或副边)的后的大小。在逆变工作模式下，当这两个电流大小相等时，变流器开关状态发生改变，从而使直流滤波电感由充电状态转换至放电状态。

本发明所提供的变流器电路结构可包含一个控制器。该控制器可包含上述电流比较器，或与上述电流比较器相连并能够读取电流比较器的比较结果。控制器用于计算直接矩阵变流器和双向变流器中电力电子开关器件的开关时刻，并控制其开关状态(即导通状态和闭合状态)。控制器可包含一个控制信号生成单元，其控制信号输出端口与电力电子开关器件的控制端口相连。控制信号生成单元根据控制器所计算的电力电子开关器件的开关时刻和开关状态生成相应的控制信号，并通过控制器的控制信号输出端口输出。在控制器输出端口和电力电子开关器件的控制端口之间，可包含一个驱动单元。

本发明所提供的包含(变压器)电气隔离的变流器电路结构能够：作为整流器工作，使能量由该变流器电路结构的第一个输入输出端口流向其第二个输入输出端口，或作为逆变器工作，使能量由该变流器电路结构的第二个输入输出端口流向其第一个输入输出端口。

其中，当该变流器电路结构处于逆变器工作模式时，直流滤波电感交替充放电。由充电状态至放电状态切换的最佳时刻是，直流滤波电感电流和变压器原边电流换算至变压器同一侧(即换算至变压器的原边或副边)的电流大小相等的时刻。

直流滤波电感充电时，该变流器电路结构从第二个输入输出端口吸收能力，并存储在直流滤波电感中。

在直流滤波电感充电过程中，双向变流器应处于短路状态，即至少两个同一桥臂的电力电子开关器件或全部四个电力电子开关器件处于导通状态。这样直流滤波电感直接以并联方式与该变流器电路结构的第二个输入输出端口直接相连。

与之相反，在直流滤波电感充电过程中，双向变流器不相连的两个电力电子开关处于导通状态，即S7、S10导通或S8、S9导通，从而直流滤波电感能够通过导通的电力电子开关以及变压器次边所构成的回路放电，并在变压器原边产生感应电流。这样，能量就由在直流滤波电感流向了变压器原边，并进一步通过直接矩阵变流器输出值该变流器电路结构的第一个输入输出端口。

在直流滤波电感充电过程中，变压器原边电流首先减小至零，然后再反向增加至与直流滤波电感相等的电流大小。这一时刻是直流滤波电感由放电状态至充电状态的最佳切换时刻。

在直流滤波电感充电过程中，可通过控制直接矩阵变流器的电力电子开关，使变压器的原边电压方向与所希望获得变压器原边电流的方向一致。这样，直接矩阵变流器等效于一个负载，从该变流器电路结构的第一个输入输出端口吸收能力。然而，这一能量并不会输出到该变流器电路结构的第二个输入输出端口，而是会存储在变压器的漏感中。

在直流滤波电感放电过程中，通过控制直接矩阵变流器的电力电子开关，使变压器的原边电压方向与变压器原边电流的方向相反。这样变压器原边就等效于一个电流源，向变流器电路结构的第一个输入输出端口输出能量。

在直流滤波电感放电过程中，本发明所提供的变流器电路结构将能量回馈至与其第一个输入输出端口相连的交流电网中。这一过程，即从与该变流器电路结构第二个输入输出端口相连的(直流)电网吸收能力，并回馈至与该变流器电路结构第一个输入输出端口相连的(交流)电网中，每半个变压器原边电压开关周期重复一次。直流滤波电感由充电状态至放电状态切换的最佳时刻是，直流滤波电感电流和变压器原边电流换算至变压器同一侧(即换算至变压器的原边或副边)的电流大小相等的时刻。而直流滤波电感由放电状态至充电状态切换，则取决于变压器原边电压的频率。

附图说明

说明书附图用来提供对本发明的特点和优点进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1a和图1b是根据本发明实施例的变流器电路结构等效电路图；

图2a是根据本发明实施例的归一化后的相电压波形以及电压扇区的划分；

图2b是根据本发明实施例的归一化后的相电压(绝对值)；

图3a是根据本发明实施例的归一化后的相电压波形在第3扇区的放大图；

图3b是根据本发明实施例的归一化后的相电压(绝对值)在第3扇区的放大图；

图3c是根据本发明实施例的变流器电路结构在第3扇区的变压器原边电压UAB、原边电流iP和换算至变压器原边后的直流滤波电感电流波形；

图4a1至4a3是根据本发明实施例变流器电路结构在第3扇区变压器原边电压的第一个半周期的开关状态。在该图中，变压器次边电路及其参数均等效换算至变压器原边，并以下表“p”标识。变压器漏感也等效换算至变压器原边，以Lσ标识；

图4b1至4b3是根据本发明实施例变流器电路结构在第3扇区变压器原边电压的第二个半周期的开关状态。在该图中，变压器次边电路及其参数均等效换算至变压器原边，并以下表“p”标识。变压器漏感也等效换算至变压器原边，以Lσ标识；

图5是根据本发明实施例变流器电路结构在第3扇区电力电子开关器件控制信号的时序图。

具体实施方式

图1a和图1b给出了本发明所提供的包含(变压器)电气隔离的变流器电路结构的主电路。该变流器电路结构的控制器没有在图中给出。

该变流器电路结构包含三个部分。第一部分是一个直接矩阵变流器D，第二部分由一个变压器T构成，第三部分由一个双向变流器B2C构成。

直接矩阵变流器D的第一个输入输出端口包含三个接线端uU,UV和uW，其构成了本发明所提供变流器电路结构的第一个输入输入输出端口。进一步，该直接矩阵变流器还包含了一个由第一个端口A和第二个端口B所构成的单相交流端口。这一单相交流端口构成了该直接矩阵变流器的第二个输入输出端口。进一步，该直接矩阵变流器D还包含了一个由三个桥臂组成的桥式电路和一个控制器。其详细构成如下：

该桥式电路的每一个桥臂均包含一个第一个双向电力电子开关S1、S3和S5和一个第二个双向电力电子开关S2、S4和S6。每一个双向电力电子开关S1至S6都包含了一个第一个端口和一个第二个端口。

每一个桥臂，第一个双向电力电子开关S1、S3和S5的第二个端口和第二个双向电力电子开关S2、S4和S6的第一个端口在该桥臂的中点相连。

每个桥臂的中点均严格按顺序与该直接矩阵变流器的接线端口uU,UV和uW相连。

每一个桥臂的第一个双向电力电子开关S1、S3和S5的第一个端口与该直接矩阵变流器第二个输入输出端口的第一个端口A相连。

每一个桥臂的第二个双向电力电子开关S2、S4和S6的第二个端口与该直接矩阵变流器第二个输入输出端口的第二个端口B相连。

每一个双向电力电子开关均由两个反向串联的电力电子开关器件组成。同时，每个电力电子开关器均包含了一个与开关器件反向并联的二极管或续流二极管。

在正向工作条件下，控制器通过控制变流器电路的换流过程，使直接矩阵变流器D作为变频器工作，将第一个输入输出端口的工频三相交流电变换为中频单相交流电，并通过第二个输入输出端口输出至变压器。

在反向工作条件下，控制器通过控制变流器电路的换流过程，使直接矩阵变流器D也作为变频器工作，将第二个输入输出端口的中频单相交流电变换为工频三相交流电，并通过第一个输入输出端口输出至电网。

图1a和图1b中没有标出中性点接线端口。由于三相接线端口的负荷对称，所以该电路结构不需要中性点接线端口。

在图1a和图1b所示的实施例中，直接矩阵变流器所采用的电力电子开关器件为IGBT。我们也可以使用其他半导体可控开关元器件。

其输出电流，即通过该直接矩阵变流器端口A和B的电流，标记为iP。该电流的频率要高于，通常远远高于，与其相连的三相交流电的频率(通常为工频)。该直接矩阵变流器D作为变频器工作。

变压器部分由一个变比为Np/Ns的中频单相变压器构成。变压器的原边电流为直接矩阵变流器的输出电流iP。变压器的主要作用是实现该变流器电路结构第一个输入输出端口与第二个输入输出端口之间的电气隔离和变压功能。其有一个输入电压uAB和一个输出电压uCD。

与变压器相连的是一个B2C可控桥式电路。该桥式电路作为双向变流器B工作，并包含一个输入电压uCD。该输入电压uCD与变压器T的副边电压一致。在图1a和图1b所示的实施例中，该可控桥式电路B2C所采用的电力电子开关器件为N型MOSFET。我们也可以使用其他半导体开关元器件。

在该双向变流器B的直流输入输出端，是一个低通滤波电路，包括一个电感Lf和一个电容Cf。电感电流iL流过电感Lf和B2C桥式电路。电容两端的电压为uC。

与电容Cf相连的是双向变流器B的直流输入输出端，其与负载相连。负载电压Udc与电容电压uC相等。负载电流标记为iout。

在图中未标出的控制器用来控制作为变频器工作的直接矩阵变流器，使之在正向工作状态下通过脉宽调整的方式产生单相交流电压uAB，或是在反向控制条件下通过单相交流电压uAB将电能回馈至三相交流电网。直接矩阵变流器的双向电力电子开关S1至S6的开关频率可以高达数十千赫兹。

图2a和图2b所示的是归一化的电压波形uU，uV和uW。图2b给出的是该归一化电压按幅值大小划分而得出的最大电压Hv，中等电压Mv和最小电压Lv。

在图2a和图2b所示的第3扇区中，Hv、Mv和Lv分别是：

HV＝uU

Mv＝-uV

Lv＝-uW

在图2a和图2b所示的低3扇区中，正向电压uU幅值最大，反向电压uV和uW的幅值较小。我们称幅值最大的电压为正向电压的扇区为PHVS(PHVS表示positivehighestvoltagesector)。

在图2a和图2b所示的第5扇区中，Hv、Mv和Lv分别是：

HV＝-uV

Mv＝uU

Lv＝uW

在图2a和图2b所示的第5扇区中，反向电压uV幅值最大，正向电压uV和uW的幅值较小。我们称幅值最大的电压为正向电压的扇区为NHVS(NHVS表示negativehighestvoltagesector)。

三相交流电uU、uW、uW的一个电压周期可划分为12个扇区，每个扇区60°。下面，我们将以第三扇区为例，对其正向工作状态做详细介绍。其得出的结论与方法，也可以用于其它扇区。

在所有扇区，在正向工作状态下，能够通过控制直接矩阵变流器D的电力电子开关器件S1t至S6b，将不同的电压幅值Hv、Mv和Lv输出至其第二个输出输出端口。通过这一方式，能够在直接矩阵变流器D的第二个输入输出端口产生脉冲电压uAB。

图3c以第3扇区为例，给出了反向工作模式下一个开关周期(即第二个输入输出端口的电压uAB的周期)的电压和电流波形图。为产生这样的电压和电流波形，控制器需要对直接矩阵变流器中的电力电子开关器件S1t至S6b以及双向变流器中的电力电子开关器件S7至S9进行控制。如图3c所示，电压uAB的每一个周期可划分为多个区间：[0,Δt1],[Δt1,t1-Δt2],[t1-Δt2,t1],[t1,t2],[t2,t3],[t3,t3+Δt1],[t3+Δt1,t4-Δt2],[t4-Δt2,t4],[t4,t5],[t5,t6]。在第3扇区，这些区间所对应的主开关状态分别为的S3a,S3a-1,S3b,S3c,S3c-1,S3e,S3e-1,S3f,S3g,S3g-1,S3h。图4a和图4b给出了这些开关状态的等效电路图。

正向工作模式下，可采取多种方法来控制该变流器，如专利申请号为14183804.5的专利申请中所给出的方式。

在主开关状态S3a-1和S3b、S3b和S3c、S3c和S3d、S3e-1和S3f、S3f和S3g以及S3g和S3之间，还分别有换流过渡开关状态S3a-2、S3b-1、S3c-1、S3e-2、S3f-1以及S3g-1。这些过渡状态通过控制电力电子开关器件S1t至S6b以及S7至S9获得。为确保换流的安全可靠，这些过换流度状态是必须的。换流过渡状态的时间很短。因此，我们不对换流过渡状态S3a-2、S3b-1、S3c-1、S3e-2、S3f-1以及S3g-1的持续时间做进一步的详细区分，均用td来表示。

为更加直观的描述电压电流波形，换流过渡状态S3a-2、S3b-1、S3c-1、S3e-2、S3f-1以及S3g-1没有在图3c中给出。但是，图4a、4b和图5给出了换流过渡状态S3a-2、S3b-1、S3c-1、S3e-2、S3f-1以及S3g-1开关状态的等效电路图。

在换流过渡状态S3a-2和S3e-2的工作原理如下：电力电子开关器件S1t至S6b中在该过渡状态之前的主状态中处于导通状态，并且在该过渡状态之后的主状态中将处于截至状态的电力电子开关器件在进入换流过渡状态时，将断开。同时，在该过渡状态之后的主状态中将处于导通状态的电力电子开关器件在过渡状态中仍始终保持截至状态，并且过渡状态结束，进入下一个主状态才开通。至此，换流过程结束。

在变流器主状态S3a中，电力电子开关器件S2b和S3b导通，因此直接矩阵变流器第二个输入输出端口以及变压器原边的电压uAB为接线端口uU和uV之间的线电压，对应第3扇区即-(Hv+Mv)。于此同时，原边电流为iP。电压uAB与电流iP方向相反。这意味着能量通过变压器原边电路流向电网。于此同时，原边电流在反向电压的作用下幅值减小。在时刻0+Δt1，原边电流减小至零。在此期间，S2b和S3b的控制信号始终保持状态“开”。

此外，在变流器主状态S3a中，双向变流器的所有电力电子开关器件S7、S8、S9和S10均保持导通状态。这样，变压器T的副边处于短路状态。电感Lf通过与该变流器电路结构第二个输入输出端口相连的直流电压源进行充电。

当原边电流iP在时刻0+Δt1达到零时，该电路进入主状态S3a-1。这一状态一直持续至时刻t1-Δt2。在这一状态，由于电力电子开关器件S2b和S3b导通方向与uU与uV之间的线电压方向相反，原边呈开路状态，没有电流流过。

在变流器主状态S3a-1中，双向变流器的所有电力电子开关器件S7、S8、S9和S10仍保持导通状态，电感Lf继续充电。

在时刻t1-Δt2由于电力电子开关器件S2b和S3b的控制信号关闭，过渡状态S3a-2开始。这一过渡状态只持续很短的时间td，并在时刻t1-Δt2+td结束。这一过渡状态通过闭合电力电子开关器件S5t和S2t的控制端口结束。

通过闭合电子开关器件S5t和S2t，该变流器电路进入主状态S3b。在该主状态，变压器原边的电压为-(Hv+Lv)。变压器漏感和电路其它寄生电感通过与该变流器电路结构第一个输入输出端口相连的电网充电。原边电流的幅值上升。双向变流器的所有电力电子开关器件S7、S8、S9和S10仍保持导通状态，电感Lf继续充电。变压器原边电流iP和电感电流通过采用测量技术测量，并输出至电流比较器。电流比较器将两个电流换算至变压器同侧后(如将电感电流iLf换算至变压器原边iLf,p)进行比较。

当在t1时刻，两个电流iP与iLf,p幅值相等时，进入换流过渡状态S3b-1。在该过渡状态，除变流器开关器件S5t和S2t继续保持导通状态外，S1t和S6t也将闭合。变压器T原边短路。这一段路状态(同时也是换流过渡状态S3b-1)的持续时间为td。当在时刻t1+td通过控制器断开电力电子开关器件S5t、S2t以及S8和S9后，进入下一个主状态S3c。

在完成换流过渡状态S3b-1并进入下一个主状态S3c时，变压器的原边电压将反向。电流iP和电网加在变压器原边的电压uAB方向相反。这样，变压器原边线圈可等效为一个电流源，向电网输送能量。iP是由电感Lf上的电流流过由变流器开关器件S7、变压器次边线圈和变流器开关器件S10所组成的回路通过变压器的电磁耦合在变压器原边产生的感应电流。

在t2时刻，主状态S3c结束，换流过渡状态S3c-1开始。在这一时刻t2，除继续保持电力电子开关器件S1t和S6t闭合外，还将闭合电力电子开关器件S4t。

在下一个主状态S3d开始时刻，电力电子开关器件S6t断开，这样一来，加在变压器原边的电压uAB的幅值将由Hv+Lv升高至Hv+Mv。这样，电感Lf通过变压器T向电网放电的速度将进一步加快。

在t3时刻，主状态S3d结束。在这一时刻，电力电子开关器件S8和S9闭合，并将变压器副边短路。在t3时刻，变流器电路结构进入下一个主状态S3e。

在变流器主状态S3e中，电力电子开关器件S1t和S4t导通，因此直接矩阵变流器第二个输入输出端口以及变压器原边的电压uAB为接线端口uV和uU之间的线电压，对应第3扇区即+(Hv+Mv)。于此同时，原边电流为iP。电压uAB与电流iP方向相反。这意味着能量通过变压器原边电路流向电网。于此同时，原边电流在反向电压的作用下幅值减小。在时刻t3+Δt1，原边电流减小至零。在此期间，S1t和S4t的控制信号始终保持状态“开”。

此外，在变流器主状态S3e中，双向变流器的所有电力电子开关器件S7、S8、S9和S10均保持导通状态。这样，变压器T的副边处于短路状态。电感Lf通过与该变流器电路结构第二个输入输出端口相连的直流电压源进行充电。

当原边电流iP在时刻t3+Δt1达到零时，该电路进入主状态S3a-1。这一状态一直持续至时刻t4-Δt2。在这一状态，由于电力电子开关器件S1t和S4t导通方向与uV与uU之间的线电压方向相反，原边呈开路状态，没有电流流过。

在变流器主状态S3a-1中，双向变流器的所有电力电子开关器件S7、S8、S9和S10仍保持导通状态，电感Lf继续充电。

在时刻t4-Δt2由于电力电子开关器件S1t和S4t的控制信号关闭，过渡状态S3e-2开始。这一过渡状态只持续很短的时间td，并在时刻t4-Δt2+td结束。这一过渡状态通过闭合电力电子开关器件S1b和S6b的控制端口结束。

通过闭合电子开关器件S1b和S6b，该变流器电路进入主状态S3f。在该主状态，变压器原边的电压为+(Hv+Lv)。变压器漏感和电路其它寄生电感通过与该变流器电路结构第一个输入输出端口相连的电网充电。原边电流的幅值上升。双向变流器的所有电力电子开关器件S7、S8、S9和S10仍保持导通状态，电感Lf继续充电。变压器原边电流iP和电感电流通过采用测量技术测量，并输出至电流比较器。电流比较器将两个电流换算至变压器同侧后(如将电感电流iLf换算至变压器原边iLf,p)进行比较。

当在t4时刻，两个电流iP与iLf,p幅值相等时，进入换流过渡状态S3f-1。在该过渡状态，除变流器开关器件S1b和S6b继续保持导通状态外，S5b和S2b也将闭合。变压器T原边短路。这一段路状态(同时也是换流过渡状态S3f-1)的持续时间为td。当在时刻t4+td通过控制器断开电力电子开关器件S1b、S6b以及S7和S10后，进入下一个主状态S3g。

在完成换流过渡状态S3f-1并进入下一个主状态S3g时，变压器的原边电压将反向。电流iP和电网加在变压器原边的电压uAB方向相反。这样，变压器原边线圈可等效为一个电流源，向电网输送能量。iP是由电感Lf上的电流流过由变流器开关器件S9、变压器次边线圈和变流器开关器件S8所组成的回路通过变压器的电磁耦合在变压器原边产生的感应电流。

在t5时刻，主状态S3g结束，换流过渡状态S3g-1开始。在这一时刻t5，除继续保持电力电子开关器件S5b和S2b闭合外，还将闭合电力电子开关器件S3b。

在下一个主状态S3h开始时刻，电力电子开关器件S5b断开，这样一来，加在变压器原边的电压uAB的幅值将由-(Hv+Lv)升高至-(Hv+Mv)。这样，电感Lf通过变压器T向电网放电的速度将进一步加快。

在t6时刻，主状态S3h结束。在这一时刻，电力电子开关器件S7和S10闭合，并将变压器副边短路。在t6时刻，这一开关周期结束，并进入下一个开关周期的S3a主状态。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (16)

1.一种包含变压器电气隔离的变流器电路结构，其包含：第一个输入输出端口(uU,UV,uW)；第二个输入输出端口(Udc)；一个双向变流器(B2C)，所述双向变流器(B2C)包含一个交流输入输出端口(UCD)和一个直流输入输出端口；所述双向变流器的直流输出端口与所述变流器电路结构的所述第二个输入输出端口(Udc)连接，其特征在于，该变流器电路包含：

一个直接矩阵变流器(D)和一个变压器(T)，

其中，所述直接矩阵变流器(D)的第一个输入输出端口(uU,UV,uW)与所述变流器电路结构的第一个输入输出端口(uU,UV,uW)相连；

所述直接矩阵变流器(D)的第二个输入输出端口(UAB)与所述变压器(T)的原边相连；

所述变压器(T)的副边与所述双向变流器(B2C)的交流输入输出端口(UCD)相连。

2.根据权利要求1所述的变流器电路结构，其特征在于，所述直接矩阵变流器由一个包含6个双向电力电子开关(S1至S12)的B6桥式电路构成。

3.根据权利要求2所述的变流器电路结构，其特征在于，所述直接矩阵变流器的第二个输入输出端口(UAB)位于该B6桥式电路的桥臂上。

4.根据权利要求1所述的变流器电路结构，其特征在于，所述双向变流器(B2C)可以整流器模式和逆变器模式工作。

5.根据权利要求1至4中任意一项所述的变流器电路结构，其特征在于，所述双向变流器(B2C)由一个包含电路电子开关器件的B2桥式电路构成，所述电路电子开关器包含金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)。

6.根据权利要求5所述的变流器电路结构，其特征在于，所述双向变流器(B2C)的直流输入输出端口与所述B2桥臂相连。

7.根据权利要求1至4中任意一项所述的变流器电路结构，其特征在于，所述变流器电路结构包含：

一个与第二个输入输出端口(Udc)串联的直流滤波电感(Lf)，或

一个与第二个输入输出端口(Udc)并联的直流滤波电容(Cf)和一个与第二个输入输出端口串联的直流滤波电感(Lf)。

8.根据权利要求7所述的变流器电路结构，其特征在于，所述变流器电路结构还包含一个用于测量变压器(T)原边电流(iP)的电流传感器和一个用于测量直流滤波电感电流(iL)的电流传感器。

9.对根据权利要求1至8所述的包含变压器电气隔离的变流器电路结构的工作方法，其特征在于，

当能量由所述变流器电路结构的第一个输入输出端口流向所述变流器电路结构的第二个输入输出端口时，该变流器电路结构可作为整流器工作，或

当能量由所述变流器电路结构的第二个输入输出端口流向所述变流器电路结构的第一个输入输出端口时，该变流器电路结构可作为逆变器工作。

10.根据权利要求9所述的工作方法，其特征在于，当处于逆变器工作模式下，所述直流滤波电感(Lf)交替充放电。

11.根据权利要求10所述的工作方法，其特征在于，所述直流滤波电感(Lf)由充电至放电的转换时刻，所述直流滤波电感电流(iL)和所述变压器原边电流(iP)换算至变压器同一侧的电流大小相等。

12.根据权利要求10或11所述的工作方法，其特征在于，在对所述直流滤波电感(Lf)进行充电的过程中所述双向变流器(B2C)处于短路状态。

13.根据权利要求10至12所述的工作方法，其特征在于，在对所述直流滤波电感(Lf)放电的过程中，所述双向变流器(B2C)不相连的两个电力电子开关处于导通状态，即双向电力电子开关S7、双向电力电子开关S10导通或双向电力电子开关S8、双向电力电子开关S9导通，从而所述直流滤波电感(Lf)能够通过导通的电力电子开关和变压器次边所构成的回路放电。

14.根据权利要求10至12所述的工作方法，其特征在于，在所述直流滤波电感(Lf)充电过程中，变压器原边电流首先减小至零，然后再反向增加至与所述直流滤波电感(Lf)相等的电流大小。

15.根据权利要求14所述的工作方法，其特征在于，在所述直流滤波电感(Lf)充电过程中，通过控制所述直接矩阵变流器(D)的电力电子开关，使所述变压器(T)的原边电压方向与所希望获得变压器原边电流的方向一致。

16.根据权利要求10至15所述的工作方法，其特征在于，在所述直流滤波电感(Lf)放电过程中，通过控制所述直接矩阵变流器(D)的电力电子开关，使所述变压器(T)的原边电压方向与变压器原边电流的方向相反。