WO2013035782A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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真生 齊藤
孝雅 中村
光治 山本
伊東　淳一
喜也 大沼
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日産自動車株式会社
国立大学法人長岡技術科学大学
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • control device for controlling a power converter comprising a PWM rectifier that performs AC-DC conversion and an inverter that is connected to the PWM rectifier and performs DC-AC conversion
  • the control device performs two-phase modulation on the inverter.
  • Two-phase modulation means for generating the output voltage command, first compensation amount calculation means for calculating a compensation amount for correcting the output voltage command to compensate for an output voltage error that occurs during two-phase modulation of the inverter, and correction Inverter PWM pattern creation means for creating a PWM pulse for the semiconductor switching element of the inverter based on the subsequent output voltage command, and rectifier PWM pattern creation means for creating a PWM pulse for the semiconductor switching element of the PWM rectifier based on the input current command Switching detecting means for detecting the presence or absence of switching of the PWM rectifier; A voltage magnitude detection means for detecting a maximum phase voltage, an intermediate phase voltage, and a minimum phase voltage from an input voltage of each phase; and a polarity determination means for a load current, and the first compensation amount calculation means includes: Power conversion characterized in that a compensation amount for correcting an output voltage command is calculated using the output of the voltage magnitude detection means, the output of the polarity discrimination means, the output of the switching detection means, the switching frequency and dead time
  • the conventional power converter control device has a problem that the commutation failure itself cannot be prevented only by compensating for the voltage error caused by the commutation.
  • An object of the present invention is to provide a power conversion device that can prevent commutation failure.
  • the present invention includes a switching time calculation unit, and a control signal generation unit that generates a control signal of the switching element based on the first switching time and the second switching time, and the switching time calculation unit includes the phase of each phase.
  • the switching elements of the upper arm circuit of the plurality of pairs of switching elements included in one phase are turned on, the switching elements of the upper arm circuit of the plurality of pairs of switching elements included in the other phase are turned off, and the other A time for turning on at least one switching element of the lower arm circuit of the plurality of pairs of switching elements included in the phase and turning off a switching element of the lower arm circuit of the pairs of the switching elements included in the one phase. Is calculated using the detected voltage detected by the voltage detecting means and the output command value.
  • a second switching time which is a time for turning on the plurality of pairs of switching elements included in the one phase of each phase and turning off the plurality of pairs of switching elements included in the other phase of each phase;
  • the switching operation overlaps between the first time point and the last time point of the second switching time. As a result, commutation failure can be prevented.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a relationship between a basic vector and a voltage vector in the space vector modulation unit of FIG. 4.
  • FIG. 7A is a circuit diagram of the AC power supply 1 and the matrix converter 4 in the charging system of FIG. 1. It is a schematic diagram of the switching pattern table of FIG. FIG. 2 is a diagram for explaining transition of the switching element of FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram of a battery system including a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • the power converter device of this example is applied to a charging device will be described as an example, the present example may be applied to a control device that controls a motor or the like, a vehicle including the motor, or the like.
  • the charging system of this example includes an AC power source 1, an input filter 2, voltage sensors 31 to 33, a matrix converter 4, a high-frequency transformer circuit 5, an output filter 6, and a battery 7.
  • the AC power source 1 is a three-phase AC power source and serves as a power source for the charging system.
  • the input filter 2 is a filter for rectifying AC power input from the AC power source 1 and is configured by an LC circuit including coils 21 to 23 and capacitors 24 to 26.
  • the coils 21 to 23 are connected to each phase between the AC power source 1 and the matrix converter 4.
  • the capacitors 24 to 26 are connected to the coils 21 to 23, respectively, and are connected between the phases.
  • the voltage sensors 31 to 33 are connected between the AC power supply 1 and the matrix converter 4 to detect and detect input voltages (v r , v s , v t ) of each phase from the AC power supply 1 to the matrix converter 4. The voltage is transmitted to the controller 10 described later.
  • the voltage sensor 31 is connected to the intermediate point of the r phase of the matrix converter 4, the voltage sensor 32 is connected to the intermediate point of the s phase of the matrix converter 4, and the voltage sensor 33 is connected to the intermediate point of the t phase of the matrix converter 4. ing.
  • the matrix converter 4 includes a plurality of bidirectionally switchable switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n , and converts AC power input from the AC power source 1 to high-frequency AC power. And output to the high-frequency transformer circuit 5.
  • the matrix converter 4 is connected between the input filter 2 and the high frequency transformer circuit 5.
  • the switching element S rp includes a transistor Tr rp1 and a transistor Tr rp2 such as a MOSFET and an IGBT, a diode D rp1 and a diode D rp2 in order to make the element switchable in both directions.
  • the transistors Tr rp1 and Tr rp2 are connected in series in opposite directions, the diode D rp1 and the diode D rp2 are connected in series in opposite directions, and the transistor Tr rp1 and the diode D rp1 are connected in parallel in opposite directions.
  • the transistor Tr rp2 and the diode D rp2 are connected in parallel in opposite directions.
  • Switches S rn, S sp, S sn , S tp, S tn likewise, transistor Tr rn1, Tr RN2 and the diode D rn1, D bridge circuit RN2, transistors Tr sp1, Tr sp2 and diodes D sp1, D sp2 bridge circuit, transistors Tr sn1 , Tr sn2 and diode D sn1 , D sn2 bridge circuit, transistors Tr tp1 , Tr tp2 and diode D tp1 , D tp2 bridge circuit, transistors Tr tn1 , Tr tn2 and diode D tn1 , D tn2 bridge circuit.
  • three pairs of circuits in which two switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n are connected in series are connected in parallel to the primary side of the transformer 51, and each pair of switching elements S
  • a three-phase single-phase matrix converter 4 is configured by a bridge circuit in which the rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n are electrically connected to the three-phase output part of the AC power supply 1. ing.
  • the high-frequency transformer circuit 5 includes a transformer 51 and a rectifying bridge circuit 52, and is connected between the matrix converter 4 and the output filter 6.
  • the high frequency transformer circuit 5 is a circuit that converts AC power input from the matrix converter 4 into DC power and supplies the DC power to the battery 7 via the output filter 6.
  • the transformer 51 boosts high-frequency alternating current input from the matrix converter 4 and outputs the boosted voltage to the rectifying bridge circuit 52.
  • the transformer 51 can be small.
  • the rectification bridge circuit 52 is a circuit in which a plurality of diodes are connected in a bridge shape, and converts alternating current on the secondary side of the transformer 51 into direct current.
  • the output filter 6 is composed of an LC circuit including a coil 61 and a capacitor 62, and is connected between the high-frequency transformer circuit 5 and the battery 7.
  • the output filter 6 rectifies the DC power output from the high-frequency transformer circuit 5 and supplies it to the battery 7.
  • the battery 7 is a secondary battery that is charged by the charging system of the present example, and is configured of, for example, a lithium ion battery.
  • the battery 7 is mounted on a vehicle, for example, and serves as a power source for the vehicle.
  • the charging system of this example converts alternating current from the alternating current power source into high frequency alternating current by the matrix converter 4, boosts it by the high frequency transformer circuit 5 and converts it to direct current, and then supplies high voltage direct current to the battery 7. To do.
  • FIG. 2 shows a block diagram of the charging system according to Comparative Example 1
  • FIG. 3 shows a block diagram of the charging system according to Comparative Example 2.
  • a charging system different from the present example for example, as shown in FIG. 2, there is known a system that converts AC power from an AC power source 1 to DC by a rectifier 102 via a transformer 101 and supplies it to a battery 7 via a step-down chopper 103. (Comparative Example 1).
  • the AC power source 1 converts the direct current into a direct current with the PWM rectifier 201, converts the direct current into the alternating current with the inverter circuit 203 on the primary side of the high-frequency transformer circuit 202, and boosts it with the transformer 204.
  • a system is known in which the rectification bridge circuit 205 on the secondary side of the high-frequency transformer circuit 202 converts the direct current into a direct current and supplies it to the battery 7.
  • the circuit configuration may be simple, but there is a problem that the transformer 101 becomes large and a large-capacity electrolytic capacitor needs to be connected between the rectifier 102 and the step-down chopper 103. .
  • a small transformer 204 can be used, but the loss increases due to the large number of conversions, and it is necessary to connect a large-capacity electrolytic capacitor between the PWM rectifier 201 and the high-frequency transformer 202. There was a problem that there was.
  • FIG. 4 is a block diagram of the controller 10.
  • the controller 10 is a controller that switches the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n on and off, and controls the matrix converter 4 by PWM control.
  • the controller 10 includes a coordinate conversion unit 11, a space vector modulation unit 12, a zero vector time calculation unit 13, a switching pattern table 14, and a switching signal generation unit 15.
  • the coordinate conversion unit 11 compares the detection voltages detected by the voltage sensors 31 to 33 and grasps the magnitude relationship, and then applies the detection voltages (v r , v s , v t ) of the fixed coordinate system to three phases and two phases.
  • the voltage (v ⁇ , v ⁇ ) in the stationary coordinate system is calculated, and the voltage (v ⁇ , v ⁇ ) is output to the space vector modulator 12.
  • the space vector modulation unit 12 uses space vector modulation to replace the three-phase voltage waveform with a vector, thereby using the phase angle ( ⁇ ) of the voltage (v ⁇ , v ⁇ ) to output the voltage vector output time (T 1 , T 2 ).
  • the zero vector time calculation unit 13 calculates a zero vector output time (T z ) using a carrier signal such as a triangular wave and the time calculated by the space vector modulation unit 12.
  • the frequency of the carrier signal is set higher than the frequency of the AC power of the AC power supply 1.
  • the switching pattern table 14 is a table in which switching patterns for switching the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n are set in correspondence with the phase angle ( ⁇ ). Storing.
  • the switching signal generator 15 refers to the switching pattern table 14 to extract a switching pattern corresponding to the phase angle ( ⁇ ), and outputs the extracted switching pattern, voltage vector output time (T 1 , T 2 ), and Control signals (D rp , D rn , D sp) for switching on and off the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n using the zero vector output time (T z ). , D sn , D tp , D tn ) are output to a drive circuit (not shown) included in the matrix converter 4.
  • the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n are controlled by pulse signals.
  • the switching element S rp contained in the matrix converter 4, S rn, S sp, S sn, S tp, S tn of the on and off is switched by control of the controller 10, the power is converted.
  • FIG. 5 is a graph showing a switching sequence of the switching elements S rp and S sp .
  • the high level indicates the on state, and the low level indicates the off state.
  • a voltage commutation method is used to switch the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n , and the controller 10 detects the input voltage from the detection voltage (v r , v s , v t ). The commutation is performed by monitoring the magnitude relationship between the two. Assume that the states of the transistors Tr rp1 , Tr rp2 , Tr sp1 , and Tr sp2 transition from the initial state in the order of i, ii, iii, and iv.
  • the voltage commutation method will be described with specific examples. In order to simplify the description, commutation control using only the upper arm circuit will be described.
  • As an initial state it is assumed that the transistors Tr rp1 and Tr rp2 included in the switching element S rp are on and the transistors Tr sp1 and Tr sp2 included in the switching element S sp are off. Then, the voltage of the switching element S rp is higher than the voltage of the switching element S sp state, the case of the commutation from the voltage of the switching element S rp to the voltage of the switching element S sp.
  • the transistor Tr sp1 when the transition is made from the initial state to the state (i), the transistor Tr sp1 is turned on, when the transition is made from the state (i) to the state (ii), the transistor Tr rp1 is turned off, and when the transition is made from the state (ii) to the state (iii), the transistor When Tr sp2 is turned on and the state (iii) is changed to the state (iv), the transistor Tr rp2 is turned off. Thereby, it switches so that the alternating current power supply 1 may not short-circuit, and a commutation failure is suppressed.
  • FIG. 6 is a diagram in which the detection voltages (v r , v s , v t ) are converted into a two-phase ⁇ coordinate system, and the input voltage is observed as a voltage vector in the stationary coordinate system.
  • V a of FIG. 6 represents the basic vectors corresponds to the output command value with the phase angle of the input voltage at the ⁇ coordinate system (theta) in the direction component.
  • the basic vector rotates around the center point shown in FIG. 6 according to the magnitude relationship of the input voltage of each phase.
  • the coordinates are divided into six regions divided by 60 degrees counterclockwise from the ⁇ axis.
  • the axes V 1 to V 6 are assigned to the boundary lines of the respective regions.
  • the area between V 1 and V 2 is “area 1”
  • the area between V 2 and V 3 is “area 2”
  • the area between V 3 and V 4 is “area”. 3 ”
  • the area between V 4 and V 5 is“ area 4 ”
  • the area between V 5 and V 6 is“ area 5 ”
  • the area between V 6 and V 1 is“ area 5 ”.
  • V 7 to V 9 are assigned to the origin.
  • V 1 to V 9 represent vectors of voltages output from the matrix converter 4.
  • a vector of V 1 to V 6 having a magnitude as a vector (non-zero) indicates that a non-zero voltage is output from the matrix converter 4. That is, the vectors V 1 to V 6 correspond to non-zero voltage vectors (hereinafter referred to as “voltage vectors”).
  • the vectors V 7 to V 9 indicate that the output voltage from the matrix converter 4 becomes zero. That is, the vectors of V 7 to V 9 indicate zero voltage vectors (hereinafter referred to as “zero vectors”).
  • the voltage vectors V 1 to V 9 are associated with different switching patterns of the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n , and the input voltage is in which area.
  • a switching pattern for operating the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n is determined depending on whether they belong. The relationship between the voltage vectors V 1 to V 9 and the switching pattern will be described later.
  • the space vector modulation section 12 determines whether the phase angle of the fundamental vector v a (theta), the input voltage at the detection time point belongs to which area.
  • the space vector modulator 12 since the basic vector v a is area 1, the space vector modulator 12, voltage (v ⁇ , v ⁇ ) from the phase angle (theta), it determines that the input voltage belongs to the area 1 To do. Further, for example, the magnitude relationship of the input voltages (v r , v s , v t ) of each phase changes, and the phase angle ( ⁇ ) of the ⁇ axis voltages (v ⁇ , v ⁇ ) transformed by the coordinate transformation unit 11 is changed. When the angle reaches 90 degrees, the space vector modulation unit 12 specifies the area 2 including the phase angle of 90 degrees.
  • the space vector modulation unit 12 calculates the output time of the voltage vector from the area axis component of the basic vector (v a ).
  • the space vector modulator 12 using a V 1 axis and V 2 axis which is the axis of the area 1, component along the V 1 axis ( V a1 ) and a component along the V 2 axis (V a2 ) are calculated.
  • the magnitude of the V 1 axis component (V a1 ) is the output time of the switching pattern corresponding to V 1
  • the magnitude of the V 2 axis component (V a2 ) is the output time of the switching pattern corresponding to V 2. .
  • the output time of the voltage vector (V 1 to V 6 ) is T 1 and T 2
  • the output time of the zero vector (V 7 to V 9 ) is T z .
  • the output time of the first voltage vector of the two voltage vectors is T 1
  • the output time of the voltage vector is T 2 .
  • Each output time (T 1 , T 2 , T z ) is represented by a normalized time corresponding to the carrier period.
  • the space vector modulation unit 12 calculates the output time (T 1 , T 2 ) so that it becomes equal to or less than the predetermined lower limit value.
  • the lower limit value corresponds to a time for securing the output time (T z ), and is set to a time shorter than the half-cycle time of the carrier.
  • Area 1 has a phase angle between 0 and 60 degrees. For example, when the phase angle of the basic vector (v a ) is between 0 and 30 degrees, the magnitude of the V 1 axis component (V a1 ) is larger than the magnitude of the V 2 axis component (V a2 ). Therefore, the output time (T 1 ) of the switching pattern of V 1 is longer than the output time (T 2 ) of the switching pattern of V 2 .
  • Area 4 has a phase angle between 180 degrees and 240 degrees. For example, when the phase angle of the basic vector (v a ) is between 210 degrees and 240 degrees, the magnitude of the V 5 axis component (V a5 ) is larger than the magnitude of the V 4 axis component (V a4 ).
  • the output time (T 2 ) of the switching pattern of V 5 is longer than the output time (T 1 ) of the switching pattern of V 4 .
  • space vector modulator 12 v alpha corresponding to each phase of the detection voltage, and calculates the phase angle (theta) using a v beta, from the basic vector V a with the phase angle (theta) as the direction component
  • the voltage vector output times (T 1 , T 2 ) are calculated and output to the zero vector time calculator 13.
  • the zero vector time calculation unit 13 subtracts the total time of the output time (T 1 ) and the output time (T 2 ) from a half cycle (half cycle) of a predetermined carrier cycle, thereby obtaining a zero vector ( T z ) is calculated. Since the space vector modulation unit 12 calculates the output time (T 1 ) and the output time (T 2 ) so that the total time is equal to or less than a predetermined lower limit time, the zero vector time calculation unit 13 The time of T z ) can be calculated. In this example, in order to change the output power of the matrix converter 4 to an alternating current, a time for outputting a non-zero voltage and a time for a zero voltage are provided periodically with respect to the carrier period.
  • the zero vector output time (T z ) is calculated from the time corresponding to the half cycle of the carrier, from the output time (T 1 ) and the output time (T 2 ). It will be the time after deducting.
  • the zero vector time calculation unit 13 outputs the zero vector time (Tz) and the voltage vector time (T 1 , T 2 ) to the switching signal generation unit 15.
  • the switching signal generation unit 15 uses the switching pattern stored in the switching pattern table 14, the zero vector time (Tz), and the voltage vector time (T 1 , T 2 ) to switch the switching elements S rp , S 2.
  • a switching signal for driving rn , S sp , S sn , S tp , St n is generated.
  • FIG. 7A is a diagram in which a switching pattern is added to the vector diagram of FIG. 6, and FIG. 7B is a simplified circuit diagram of the AC power supply 1 and the matrix converter 4 in the charging system of FIG. FIG.
  • “1” indicates an on state, and “0” indicates an off state.
  • the vectors (V 1 to V 9 ) correspond to the switching patterns of the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n .
  • the switching elements S rp , S tn are turned on and the other switching elements S rn , S sp , S sn , S tp are turned off, and in the voltage vector (V 2 ), the switching elements S sp , S t other switching elements to tn on the S rp, S rn, S sn , S tp off the voltage vector (V 3) in the switching element S rn, other switching elements to turn on S sp S rp, S sn, The S tp and S tn are turned off, the switching elements S rn and S tp are turned on in the voltage vector (V 4 ), the other switching elements S rp , S
  • the switching elements S rp , S sn are turned on.
  • the switching element S rn, S sp S tp to turn off the S tn. That is, in the voltage vector (V 1 to V 6 ), the switching elements S rp , S sp and S tp of the upper arm circuit included in one phase among the phases are turned on, and the switching of the upper arm circuit included in the other phase is turned on.
  • the elements S rp , S sp , S tp are turned off, and at least one switching element S rn , S sn , S tn of the lower arm circuit included in the other phase is turned on and included in the one phase
  • the switching elements S rn , S sn , and S tn of the lower arm circuit are turned off.
  • the output side of the matrix converter 4 Outputs a non-zero voltage.
  • two vectors serving as the boundary between the areas can be used to output waveforms having different voltage levels from the matrix converter 4.
  • a switching pattern is also assigned to the zero vector (V 7 to V 9 ) indicated by the origin.
  • the switching elements S rp , S rn are turned on and the other switching elements S sp , S sn , S tp , St n are turned off, and in the vector (V 8 ), the switching elements S sp , S sn are turned on.
  • the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n included in one phase of each phase are turned on and included in the other phases.
  • the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n are turned off.
  • the output voltage vector (V 1 to V 6 ) and the output time (T 1 , T 2 ) are determined.
  • the zero vector time calculation unit 13 also calculates a zero vector (V 7 to V 9 ) and an output time (T z ). Since the matrix converter 4 is set for the purpose of outputting AC power, the switching elements S rp , S rn , ... Are reversed in the second half cycle with respect to the switching control in the first half cycle of the carrier cycle. By controlling S sp , S sn , S tp , and St n , output power having a polarity opposite to that of the first half cycle can be obtained.
  • the switching pattern table 14 stores a switching pattern corresponding to the area of FIG. Further, the switching signal generation unit 15 calculates each output time of the vectors (V 1 to V 9 ) with respect to the carrier period from the output time (T 1 , T 2 ) of the voltage vector and the output time (T z ) of the zero vector. Calculate to generate a switching signal.
  • FIG. 8 is a schematic diagram showing a table stored in the switching pattern table 14.
  • areas 1 to 6 correspond to areas 1 to 6 shown in FIG. 6, and V 1 to V 9 are vectors (V 1 to V 9 ) and S rp , S rn , S sp , S sn , S tp and S tn correspond to the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp and St n .
  • one period of the carrier is divided into six when it corresponds to the output time (T 1 , T 2 , T z ). The state is changed from state (1) to state (6) in time series.
  • the switching pattern table 14 sequentially outputs two voltage vectors and one zero vector in the first half cycle of the carrier cycle, and in the second half cycle, The switching pattern is set so that two voltage vectors and one zero vector are output in order.
  • FIG. 9 is a circuit diagram in which the circuit diagram of the AC power supply 1 and the matrix converter 4 in the charging system of FIG. 1 is simplified.
  • Each switching element S rp , S in each state (1) to (6) is shown in FIG.
  • the on / off states of rn , S sp , S sn , S tp , St n and the direction of the current flowing through the primary side of the transformer 51 are indicated by arrows.
  • the controller 10 when transitioning between the states such as the state (1) to the state (2) and the state (2) to the state (3), the controller 10 is either an upper arm circuit or a lower arm circuit.
  • the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , S tn of one arm circuit are turned on (turned off to on), and the switching elements S rp , S rn , S of the other arm circuit are turned on.
  • sp , S sn , S tp , and St n are kept on.
  • one switching element S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n of the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n in the on state. Is turned off, but the other switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n are fixed.
  • the switching element S rp of the upper arm circuit, S rn , S sp , S sn , S tp , St n , or the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n of the lower arm circuit are not continuously switched.
  • the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n are alternately switched between the upper arm circuit and the lower arm circuit.
  • FIG. 9 illustrates the switching pattern of area 1, switching control is performed for areas 2 to 6 using a pattern that reduces the number of switching operations under the same conditions as described above.
  • the output current of the matrix converter 4 is positive, and in the states (4) to (6), the output current of the matrix converter 4 is negative.
  • the output of the matrix converter 4 becomes an alternating current by controlling the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n with the switching pattern of the area 1 of the switching pattern table 14.
  • switching control is performed in the pattern shown in FIG. 8 so that the output of the matrix converter 4 becomes alternating current.
  • the switching pattern table 14 stores the switching pattern corresponding to the phase angle ( ⁇ ).
  • FIG. 10 is a graph for explaining the relationship between the carrier and the output time (T 1 , T 2 , T z ).
  • the switching signal generator 15 sets a command value corresponding to the output time (T 1 to T 2 ) while synchronizing with the carrier cycle. Since the controller 10 performs control by PWM control, the length of the output time (T 1 , T 2 , T z ) of the voltage vector and zero vector becomes the command value (voltage value). Also, when setting a command value for the output time (T 1, T 2, T z), the maximum amplitude of the carrier, two voltage vectors and output time for outputting one zero vector (T 1, T 2, T z ) is normalized.
  • the output timing of the voltage vector and the zero vector in the first half cycle of the carrier, among the voltage vectors (V 1 to V 6 ) shown in FIG. Is set so that the zero vector (V 7 to V 9 ) is output after the two voltage vectors are output.
  • the output time of the two voltage vectors (V 1 to V 6 ) is inverted with respect to the first half, and then the zero vector (V 7 to V 9 ) is output.
  • the command value is set.
  • the switching signal generator 15 when the phase angle ( ⁇ ) is between 0 degrees and 30 degrees (area 1), the switching signal generator 15 generates a carrier in the first half of the carrier as shown in FIG.
  • a command value (T 1 ) is provided at a level corresponding to the output time (T 1 ) with respect to the low level, and a level corresponding to the output time (T 2 ) is added based on the command value (T 1 ).
  • a command value (T 2 ) is provided.
  • the switching signal generator 15 provides a command value (T 2 ) when the level corresponding to the output time (T 2 ) is lowered with respect to the high level of the carrier, and the command value When the level corresponding to the output time (T 1 ) is lowered with reference to (T 2 ), the command value (T 1 ) is provided.
  • the switching signal generation unit 15 compares the set command value with the carrier to determine the output timing of the voltage vector and the zero vector. Further, as described above, when command values are set for the output times (T 1 , T 2 , T z ) and compared with the carrier, it is separated into six states for one cycle of the carrier. The six states correspond to the states (1) to (6) shown in FIG. That is, the switching signal generation unit 15 determines the output timing of the switching pattern stored in the switching carrier table by comparing the output time (T 1 , T 2 , T z ) with the carrier.
  • the switching signal generation unit 15 sets the switching pattern corresponding to the phase angle ( ⁇ ) to the switching pattern table. 14, switching signals are generated so that the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n are driven at the output timing according to the extracted pattern, and each switching element S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , and St n .
  • the switching pattern of area 1 in FIG. 8 is used, and the output time (T 1 ) starts from the peak of the carrier valley.
  • the switching control for outputting the voltage vector (V 1 ) is performed, the switching control for outputting the voltage vector (V 2 ) is performed during the subsequent output time (T 2 ), and the subsequent output time (T 2 ).
  • switching control for outputting a zero vector (V 8 ) is performed.
  • switching control for outputting the voltage vector (V 5 ) is performed during the output time (T 2 ) starting from the peak of the carrier peak, and the subsequent output time ( Switching control for outputting the voltage vector (V 4 ) is performed during T 1 ), and switching control for outputting the zero vector (V 7 ) is performed during the subsequent output time (T z ).
  • FIG. 11 is a time characteristic of the output voltage waveform is longer than the output time (T 1) is the output time (T 2)
  • FIG. 12 is output time (T 2) is output time (T 1) long when the output voltage from the The time characteristics of the waveform are shown.
  • the phase angle ( ⁇ ) is 0 degree to 30 degrees
  • the output time (T 1 ) is longer than the output time (T 2 )
  • the voltage waveform output from the matrix converter 4 is as shown in FIG. Transition to.
  • the phase angle ( ⁇ ) is 30 to 60 degrees
  • the output time (T 2 ) is longer than the output time (T 1 )
  • the voltage waveform output from the matrix converter 4 is as shown in FIG. It changes as follows.
  • this example uses the output time (T 1 , T 2 ) for outputting the voltage vector and the output time (T z ) for outputting the zero vector, so that the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , and Stn are controlled to make the output time (T z ) included in the first half cycle of the carrier equal to the output time (T z ) included in the first half cycle of the carrier.
  • the detected voltage of the intermediate voltage of each phase is set as a command value (v u * , v v * , v w * ).
  • An inverter device (Comparative Example 3) that controls the switching element by comparing with a triangular wave carrier is known.
  • FIG. 13 shows the waveforms of the carrier and command values (v u * , v v * , v w * ) and the output voltage of the inverter circuit. As shown in FIG.
  • Comparative Example 3 uses a theoretical formula that controls the level of the output voltage when the carrier exceeds the command value, and the theoretical formula is inverted at the peak and valley of the carrier. It is controlled as follows. That is, in the comparative example, the level of the output voltage is set by comparing the detection voltage with the carrier, and control for outputting alternating current is performed. Therefore, the zero voltage period ( ⁇ 1, ⁇ 1 in FIG. Is equivalent). Since one zero voltage period ( ⁇ 1 in FIG. 13) is shortened, the switching operation interval is shortened at the first time point and the last time point of the zero voltage period, and commutation failure occurs. Further, in the comparative example, since the zero voltage period is not defined as the predetermined period with respect to the carrier cycle, there is a problem that the control of the time for outputting the zero voltage becomes complicated.
  • the zero vector output time (T z ) is ensured with respect to the carrier period, the switching operation interval at the first time point and the last time point of the zero voltage period is prevented from being shortened, Commutation failure can be prevented. That is, as shown in FIG. 14, since the zero vector output period is evenly allocated for each half cycle of the carrier, the zero vector output time (T z ) is not extremely shortened, and commutation failure is prevented. Can be prevented.
  • the number of short pulses applied when controlling the switching elements S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n can be reduced, and it is possible to prevent a load from being concentrated on the elements. it can.
  • FIG. 14 is a graph for explaining the relationship between the carrier and the output time (T 1 , T 2 , T z ) and the time characteristic of the output voltage of the matrix converter 4 in this example.
  • the output time (T z ) is set to a time obtained by subtracting the output time (T 1 , T 2 ) from the time corresponding to the half cycle of the carrier.
  • this example shows an output time (T 1 ) for turning on one of the switching elements included in the upper arm circuit and turning on one of the switching elements included in the lower arm circuit,
  • the switching elements are controlled by an output time (T 2 ) in which the other switching elements included in the arm circuit are turned on and the other switching elements included in the lower arm circuit are turned on.
  • the output time (T 1 ) is set as the time before the output time (T 2 ), and in the second half cycle of the carrier, the output time (T 1 ) is set as the output time ( T 2) the time after. This makes it possible to equalize the zero vector output time on the positive side and the negative side of the output voltage of the matrix converter 4.
  • the output time (T 1 , T 2 , T z ) is calculated from the voltage converted by the coordinate conversion unit 13, and the switching pattern corresponding to the phase of the converted voltage is referred to the switching pattern table 14.
  • the switching elements (S rp , S rn , S sp , S sn , S tp , St n ) are controlled. Thereby, the output time (T z ) of the zero vector is ensured, and commutation failure can be prevented.
  • the output time (T 1 , T 2 ) of two voltage vectors is first arranged starting from the peak of the valley of the carrier, and then the output time of the zero vector ( T z ) has been placed, but it is not necessarily in this order.
  • the half of the output time (T z ) of the zero vector is arranged starting from the peak of the carrier valley with respect to the half cycle of the carrier, and then the output of two voltage vectors Times (T 1 , T 2 ) may be arranged, and finally half the remaining output time (T z ) may be arranged.
  • the output time (T 1 , T 2 ) and the output time (T z ) are assigned in correspondence with the half cycle of the carrier, but it is not always necessary to set the half cycle of the carrier. It may be short or long. Further, the predetermined lower limit time in the space vector modulation unit 12 is not necessarily set to a time shorter than a half cycle of the carrier, and may be a time shorter than a time corresponding to a part of the carrier cycle.
  • the output time to output two voltages vector (V 1 ⁇ V 6) ( T 1, T 2) was controlled, not necessarily two voltage vectors (V 1 ⁇ V 6 ) is not necessary, and may be one voltage vector (V 1 to V 6 ) or three voltage vectors (V 1 to V 6 ).
  • the switching pattern shown in FIG. 8 is merely an example, and the voltage vector and zero vector patterns may be interchanged, and other switching patterns may be used to output the voltage vector and zero vector.
  • the matrix converter 4 corresponds to the “conversion circuit” of the present invention
  • the voltage sensors 31 to 33 are the “voltage detection means”
  • the controller 10 is the “control means”
  • the space vector modulation unit 12 and the zero vector time calculation unit 13.
  • the switching signal generator 15 is the “control signal generator”
  • the output time (T 1 , T 2 ) is the “first switching time”
  • the output time (T z ) is “the first time”.
  • the switching pattern table 14 corresponds to “table”
  • the coordinate conversion unit 11 corresponds to “coordinate conversion means”.

Abstract

　双方向にスイッチング可能な複数対のスイッチング素子を各相に接続し、入力された交流電力を交流電力に変換する変換回路を備え、前記各相のうち一の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の上アーム回路のスイッチング素子をオンに、他の相の前記上アーム回路のスイッチング素子をオフにし、かつ、前記他の相の下アーム回路の少なくとも一つのスイッチング素子をオンに、前記一の相の下アーム回路のスイッチング素子をオフにする時間である第１スイッチング時間を算出し、前記各相の前記一の相のスイッチング素子をオンに、前記各相の他の相のスイッチング素子をオフにする時間である第２スイッチング時間を算出し、前記第２スイッチング時間は、前記変換回路から出力される交流電力の１周期のうち、前半の半周期に含まれる前記第２スイッチング時間と後半の半周期に含まれる前記第２スイッチング時間が等しい。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関するものである。
　交流－直流変換を行うＰＷＭ整流器と、このＰＷＭ整流器に接続されて直流－交流変換を行うインバータと、からなる電力変換器を制御する制御装置において、前記制御装置は、インバータを二相変調するための出力電圧指令を生成する二相変調手段と、インバータの二相変調時に発生する出力電圧誤差を補償するために出力電圧指令を補正する補償量を演算する第１の補償量演算手段と、補正後の出力電圧指令に基づいてインバータの半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成するインバータＰＷＭパターン作成手段と、入力電流指令に基づいてＰＷＭ整流器の半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成する整流器ＰＷＭパターン作成手段と、ＰＷＭ整流器のスイッチングの有無を検出するスイッチング検出手段と、各相の入力電圧から最大相の電圧、中間相の電圧、最小相の電圧を検出する電圧大小検出手段と、負荷電流の極性判別手段と、を備え、第１の補償量演算手段は、前記電圧大小検出手段の出力、前記極性判別手段の出力、前記スイッチング検出手段の出力、インバータのスイッチング周波数及びデッドタイムを用いて、出力電圧指令を補正する補償量を演算することを特徴とする電力変換器の制御装置が知られている（特許文献１）。
　しかしながら、従来の電力変換器の制御装置では、転流により生じた電圧誤差を補償するだけで、転流失敗自体を防ぐことはできない、という問題があった。
特開２００６－２０３８４号公報
　本発明は、転流失敗を防止することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
　本発明は、スイッチング時間算出部と、第１スイッチング時間及び第２スイッチング時間に基づいて、スイッチング素子の制御信号を生成する制御信号生成部を有し、前記スイッチング時間算出部は、各相のうち一の相に含まれる複数対のスイッチング素子の上アーム回路のスイッチング素子をオンに、他の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の前記上アーム回路のスイッチング素子をオフにし、かつ、前記他の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の下アーム回路の少なくとも一つのスイッチング素子をオンに、前記一の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の下アーム回路のスイッチング素子をオフにする時間である第１スイッチング時間を、電圧検出手段により検出された検出電圧と出力指令値を用いて算出し、前記各相の前記一の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子をオンに、前記各相の他の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子をオフにする時間である第２スイッチング時間を、キャリアと前記第１スイッチング時間とを用いて算出し、変換回路から出力される交流電力の１周期のうち、前半の半周期に含まれる第２スイッチング時間と後半の半周期に含まれる第２スイッチング時間とを等しくすることによって上記目的を達成する。
　本発明によれば、当該前半の半周期及び当該後半の半周期に第２スイッチング時間が均等に割り振られるので、第２スイッチング時間の最初の時点と最後の時点との間におけるスイッチング動作の重複が避けられ、その結果、転流失敗を防ぐことができる。
本発明の実施形態に係る電力変換装置を含む充電システムのブロック図である。 比較例１に係る充電システムのブロック図である。 比較例２に係る充電システムのブロック図である。 図１の電力変換装置を制御するコントローラのブロック図である。 図１のｒ相のスイッチング素子のスイッチングシーケンスを示すグラフである。 図４の空間ベクトル変調部における、基本ベクトルと電圧ベクトルとの関係を示す図である。 （ａ）図６のベクトル図にスイッチングパターンを付け加えた図（ｂ）図１の充電システムのうち、交流電源１及びマトリクスコンバータ４の回路図である。 図４のスイッチングパターンテーブルの概要図である。 エリア１における、図１のスイッチング素子の遷移を説明するための図である。 図４のコントローラにおける、キャリアと出力時間との関係を示すグラフである。 図１のマトリクスコンバータの出力電圧波形を示すグラフである。 図１のマトリクスコンバータの出力電圧波形を示すグラフである。 比較例３のインバータ装置における、キャリアと指令値との関係、及び、出力電圧波形を示すグラフである。 図４のコントローラにおける、キャリアと出力時間との関係及び出力電圧波形を示すグラフである。 本発明の変形例の電力変換装置に係る、キャリアと出力時間との関係及び出力電圧波形を示すグラフである。
　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。　
《第１実施形態》
　図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置を含むバッテリシステムのブロック図である。以下、本例の電力変換装置を充電装置に適用した場合を例として説明するが、本例は、モータ等を制御する制御装置やモータを含む車両等に適用してもよい。
　本例の充電システムは、交流電源１と、入力フィルタ２と、電圧センサ３１～３３と、マトリクスコンバータ４と、高周波トランス回路５と、出力フィルタ６と、バッテリ７とを備えている。
　交流電源１は、三相交流電源であって、充電システムの電力源となる。入力フィルタ２は、交流電源１から入力される交流電力を整流するためのフィルタであって、コイル２１～２３とコンデンサ２４～２６とのＬＣ回路により構成されている。コイル２１～２３は、交流電源１とマトリクスコンバータ４との間で、各相にそれぞれ接続されている。コンデンサ２４～２６は、コイル２１～２３にそれぞれ接続され、各相間に接続されている。
　電圧センサ３１～３３は、交流電源１とマトリクスコンバータ４との間に接続され、交流電源１からマトリクスコンバータ４への各相の入力電圧（ｖr、ｖs、ｖt）を検出し、検出電圧を後述するコントローラ１０に送信する。電圧センサ３１はマトリクスコンバータ４のｒ相の中間点に接続され、電圧センサ３２はマトリクスコンバータ４のｓ相の中間点に接続され、電圧センサ３３はマトリクスコンバータ４のｔ相の中間点に接続されている。
　マトリクスコンバータ４は、複数の双方向にスイッチング可能なスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnを有し、交流電源１から入力される交流電力を高周波の交流電力に変換し、高周波トランス回路５に出力する。マトリクスコンバータ４は、入力フィルタ２と高周波トランス回路５との間に接続されている。スイッチング素子Ｓrpは双方向にスイッチング可能な素子とするために、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどのトランジスタＴｒrp1及びトランジスタＴｒrp2と、ダイオードＤrp1及びダイオードＤrp2を有している。トランジスタＴｒrp1及びトランジスタＴｒrp2は互いに逆方向で直列に接続され、ダイオードＤrp1及びダイオードＤrp2は互いに逆方向で直列に接続され、トランジスタＴｒrp1及びダイオードＤrp1は互いに逆方向で並列に接続され、トランジスタＴｒrp2及びダイオードＤrp2は互いに逆方向で並列に接続されている。他のスイッチング素子Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnも同様に、トランジスタＴｒrn1、Ｔｒrn2とダイオードＤrn1、Ｄrn2のブリッジ回路、トランジスタＴｒsp1、Ｔｒsp2とダイオードＤsp1、Ｄsp2のブリッジ回路、トランジスタＴｒsn1、Ｔｒsn2とダイオードＤsn1、Ｄsn2のブリッジ回路、トランジスタＴｒtp1、Ｔｒtp2とダイオードＤtp1、Ｄtp2のブリッジ回路、トランジスタＴｒtn1、Ｔｒtn2とダイオードＤtn1、Ｄtn2のブリッジ回路により構成されている。
　すなわち、２つのスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnを直列に接続した３対の回路がトランス５１の一次側に並列に接続され、各対のスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtn間と交流電源１の三相出力部とがそれぞれ電気的に接続されたブリッジ回路により、三相単相のマトリクスコンバータ４が構成されている。
　高周波トランス回路５は、トランス５１と整流ブリッジ回路５２とを有し、マトリクスコンバータ４と出力フィルタ６との間に接続されている。高周波トランス回路５は、マトリクスコンバータ４から入力される交流電力を直流電力に変換して、出力フィルタ６を介してバッテリ７に供給する回路である。トランス５１は、マトリクスコンバータ４から入力される高周波の交流を昇圧し整流ブリッジ回路５２に出力する。なお、マトリクスコンバータ４から出力される交流は高周波であるため、トランス５１は小型のものを用いることができる。整流ブリッジ回路５２は、複数のダイオードをブリッジ状に接続した回路であって、トランス５１の二次側の交流を直流に変換する。
　出力フィルタ６は、コイル６１及びコンデンサ６２によるＬＣ回路で構成され、高周波トランス回路５とバッテリ７との間に接続されている。出力フィルタ６は、高周波トランス回路５から出力される直流電力を整流し、バッテリ７に供給する。バッテリ７は、本例の充電システムにより充電される二次電池であって、例えばリチウムイオン電池等で構成されている。バッテリ７は、例えば車両に搭載され、車両の動力源となる。
　これにより、本例の充電システムは、交流電源からの交流をマトリクスコンバータ４で高周波の交流に変換し、高周波トランス回路５で昇圧し直流に変換した上で、バッテリ７に高圧の直流電力を供給する。
　ここで、本例の電力変換装置を用いた、図１に示す充電システムの特徴を、下記の比較例１及び２と対比しつつ説明する。図２は比較例１に係る充電システムのブロック図を示し、図３は比較例２に係る充電システムのブロック図を示す。本例とは異なる充電システムとして、例えば図２に示すように、交流電源１からトランス１０１を介して整流器１０２で直流に変換し、降圧チョッパ１０３を介してバッテリ７に供給するシステムが知られている（比較例１）。また、本例とは異なる他の充電システムとして、交流電源１からＰＷＭ整流器２０１で直流に変換し、高周波トランス回路２０２の一次側のインバータ回路２０３で直流を交流に変換して、トランス２０４で昇圧し、高周波トランス回路２０２の二次側の整流ブリッジ回路２０５で直流に変換し、バッテリ７に供給するシステムが知られている。
　比較例１では回路構成は簡単なものでよいが、トランス１０１が大型になる、及び、整流器１０２と降圧チョッパ１０３との間に大容量の電解コンデンサを接続する必要がある、という問題があった。また比較例２では、トランス２０４は小型のものを使用できるが、変換回数が多いため損失が大きくなる、及び、ＰＷＭ整流器２０１と高周波トランス２０２との間に大容量の電解コンデンサを接続する必要がある、という問題があった。
　本例では、上記のようにマトリクスコンバータ４を用いることで、電力変換による損失を減少し、トランス５１の一次側に大容量の電解コンデンサを必要とせず、またトランス５１の小型化を実現することができる。
　次に、図４を用いて、本例の電力変換装置に含まれるマトリクスコンバータ４を制御するコントローラ１０について説明する。図４はコントローラ１０のブロック図である。コントローラ１０は、スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnのオン及びオフを切り換え、マトリクスコンバータ４をＰＷＭ制御で制御するコントローラである。コントローラ１０は、座標変換部１１と、空間ベクトル変調部１２と、ゼロベクトル時間算出部１３とスイッチングパターンテーブル１４とスイッチング信号生成部１５とを有している。
　座標変換部１１は、電圧センサ３１～３３で検出された検出電圧を比較し、大小関係を把握した上で、固定座標系の検出電圧（ｖr、ｖs、ｖt）を３相２相変換し、静止座標系の電圧（ｖα、ｖβ）を算出して、電圧（ｖα、ｖβ）を空間ベクトル変調部１２に出力する。空間ベクトル変調部１２は、空間ベクトル変調を利用して三相の電圧波形をベクトルに置き換えることで、電圧（ｖα、ｖβ）の位相角（θ）用いて、電圧ベクトルの出力時間（Ｔ1、Ｔ2）を算出する。
　ゼロベクトル時間算出部１３は、三角波等のキャリア信号と、空間ベクトル変調部１２により算出された時間とを用いて、ゼロベクトルの出力時間（Ｔz）を算出する。キャリア信号の周波数は、交流電源１の交流電力の周波数より高い周波数が設定されている。スイッチングパターンテーブル１４は、予め設定されている、スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnをスイッチングするためのスイッチングパターンを位相角（θ）と対応させてテーブルとして格納している。
　スイッチング信号生成部１５は、スイッチングパターンテーブル１４を参照して、位相角（θ）と対応するスイッチングパターンを抽出し、抽出されたスイッチングパターンと、電圧ベクトルの出力時間（Ｔ1、Ｔ2）及びゼロベクトルの出力時間（Ｔz）とを用いて、スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnのオン及びオフを切り換える制御信号（Ｄrp、Ｄrn、Ｄsp、Ｄsn、Ｄtp、Ｄtn）を、マトリクスコンバータ４に含まれる駆動回路（図示しない）に出力する。スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnはパルス信号で制御される。これにより、マトリクスコンバータ４に含まれるスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnのオン及びオフがコントローラ１０の制御で切り換えられて、電力が変換される。
　次に、図５を用いて、スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnの切り換え制御について説明する。図５は、スイッチング素子Ｓrp、Ｓspのスイッチングのシーケンスを示すグラフである。図５において、ハイレベルがオン状態を、ローレベルがオフ状態を示している。スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnの切り換えには電圧転流方式が用いられ、コントローラ１０は、検出電圧（ｖr、ｖs、ｖt）から入力電圧の大小関係を監視して転流を行う。トランジスタＴｒrp1、Ｔｒrp2、Ｔｒsp1、Ｔｒsp2の状態が、初期状態からi、ii、iii、ivの順で遷移したとする。
　以下、電圧転流方式について具体例を挙げて説明する。説明を簡単にするため、上アーム回路のみでの転流制御について説明する。初期状態として、スイッチング素子Ｓrpに含まれるトランジスタＴｒrp1、Ｔｒrp2がオン状態で、スイッチング素子Ｓspに含まれるトランジスタＴｒsp1、Ｔｒsp2がオフ状態であるとする。そして、スイッチング素子Ｓrpの電圧がスイッチング素子Ｓspの電圧より高い状態で、スイッチング素子Ｓrpの電圧からスイッチング素子Ｓspの電圧へ転流する場合を説明する。
　まず初期状態から状態（i）に遷移するとトランジスタＴｒsp1をオンにし、状態（i）から状態（ii）に遷移するとトランジスタＴｒrp1をオフにし、状態（ii）から状態（iii）に遷移するとトランジスタＴｒsp2をオンにし、状態（iii）から状態（iv）に遷移するとトランジスタＴｒrp2をオフにする。これにより交流電源１が短絡しないようにスイッチングされ、転流失敗が抑制される。
　次に、図１、図４及び図６～図１２を用いて、コントローラ１０における制御について説明する。
　座標変換部１１により座標変換されて算出された静止座標系の電圧（ｖα、ｖβ）が空間ベクトル変調部１２に入力されると、空間ベクトル変調部１２は、入力された電圧（ｖα、ｖβ）から、電圧（ｖα、ｖβ）の位相角（θ）を算出する。ここで、電圧（ｖα、ｖβ）及び位相角（θ）をベクトルで表示すると、図６のように表される。図６は、検出電圧（ｖr、ｖs、ｖt）を二相のαβ座標系に変換し、入力電圧を静止座標系で電圧ベクトルとして観測した図となる。図６のｖaは、基本ベクトルを表しており、αβ座標系での入力電圧の位相角（θ）を方向成分に持つ出力指令値に相当する。基本ベクトルは、各相の入力電圧の大小関係に応じて図６に示す中心点を中心に回転する。
　本例では、静止座標系において、α軸から反時計回りで６０度ずつ分けた６つの領域で座標が分けられている。各領域の境界線には、Ｖ1～Ｖ6の軸が割当てられている。ここで、Ｖ1とＶ2との間の領域を「エリア１」とし、Ｖ2とＶ3との間の領域を「エリア２」とし、Ｖ3とＶ4との間の領域を「エリア３」とし、Ｖ4とＶ5との間の領域を「エリア４」とし、Ｖ5とＶ6との間の領域を「エリア５」とし、Ｖ6とＶ1との間の領域を「エリア６」とする。また原点に対して、Ｖ7～Ｖ9が割当てられている。Ｖ1～Ｖ9はマトリクスコンバータ４から出力される電圧のベクトルを表している。ベクトルとして大きさをもつ（ゼロでない）Ｖ1～Ｖ6のベクトルは、マトリクスコンバータ４からゼロではない電圧が出力されることを示す。すなわち、Ｖ1～Ｖ6のベクトルは、ゼロではない電圧ベクトル（以下、「電圧ベクトル」と称す。）に相当する。一方、Ｖ7～Ｖ9のベクトルは、マトリクスコンバータ４からの出力電圧がゼロになることを示す。すなわち、Ｖ7～Ｖ9のベクトルは、電圧ゼロのベクトル（以下、「ゼロベクトル」と称す。）を示す。
　また本例において、電圧ベクトルＶ1～Ｖ9は、スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnのそれぞれ異なるスイッチングパターンと対応させており、入力電圧がどのエリアに属するかに応じて、スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnを動作させるスイッチングパターンが決まる。なお、電圧ベクトルＶ1～Ｖ9とスイッチングパターンとの関係については後述する。
　そして、空間ベクトル変調部１２は、基本ベクトルｖaの位相角（θ）から、検出時点での入力電圧が、どのエリアに属しているかを判定する。図６の例では、基本ベクトルｖaがエリア１内になるため、空間ベクトル変調部１２は、電圧（ｖα、ｖβ）の位相角（θ）から、入力電圧がエリア１に属すると判断する。また例えば、各相の入力電圧（ｖr、ｖs、ｖt）の大小関係が変わり、座標変換部１１により座標変換されたαβ軸電圧（ｖα、ｖβ）の位相角（θ）が９０度になった場合には、空間ベクトル変調部１２は、位相角９０度を含むエリア２を特定する。
　空間ベクトル変調部１２は、エリアが特定されると、基本ベクトル（ｖa）のエリア軸成分から、電圧ベクトルの出力時間を算出する。図６の例では、基本ベクトル（ｖa）はエリア１に属するため、空間ベクトル変調部１２は、エリア１の軸であるＶ1軸及びＶ2軸を用いて、Ｖ1軸に沿う成分（Ｖa1）とＶ2軸に沿う成分（Ｖa2）とを算出する。そして、Ｖ1軸成分の大きさ（Ｖa1）がＶ1と対応するスイッチングパターンの出力時間となり、Ｖ2軸成分の大きさ（Ｖa2）がＶ2と対応するスイッチングパターンの出力時間となる。ここで、電圧ベクトル（Ｖ1～Ｖ6）の出力時間をＴ1、Ｔ2とし、ゼロベクトル（Ｖ7～Ｖ9）の出力時間をＴzとする。なお、後述するように、本例は、キャリアの前半の半周期に対して、２つの電圧ベクトルを出力するため、当該２つの電圧ベクトルのうち、最初の電圧ベクトルの出力時間をＴ1、次の電圧ベクトルの出力時間をＴ2とする。
　各出力時間（Ｔ1、Ｔ2、Ｔz）は、キャリアの周期と対応して正規化した時間で表されるが、後述するように、本例ではキャリアの半周期あたり、ゼロベクトル（Ｖ7～Ｖ9）の出力時間（Ｔz）を確保するために、出力時間（Ｔ1、Ｔ2）に対して制限をかけており、２つの電圧ベクトルを出力する出力時間（Ｔ1、Ｔ2）が所定の下限値以下になるように、空間ベクトル変調部１２は、出力時間（Ｔ1、Ｔ2）を算出する。なお、当該下限値は、出力時間（Ｔz）を確保するための時間に相当し、キャリアの半周期の時間より短い時間が設定される。
　エリア１は位相角０度から６０度の間を領域としている。例えば、基本ベクトル（ｖa）の位相角が０度から３０度の間にある場合には、Ｖ1軸成分の大きさ（Ｖa1）がＶ2軸成分の大きさ（Ｖa2）より大きくなるため、Ｖ1のスイッチングパターンの出力時間（Ｔ1）の方が、Ｖ2のスイッチングパターンの出力時間（Ｔ2）の方より長くなる。エリア４は位相角１８０度から２４０度の間を領域としている。例えば、基本ベクトル（ｖa）の位相角が２１０度から２４０度の間にある場合には、Ｖ5軸成分の大きさ（Ｖa5）がＶ4軸成分の大きさ（Ｖa4）より大きくなるため、Ｖ5のスイッチングパターンの出力時間（Ｔ2）の方が、Ｖ4のスイッチングパターンの出力時間（Ｔ1）の方より長くなる。これにより空間ベクトル変調部１２は、各相の検出電圧に相当するｖα、ｖβを用いて位相角（θ）を算出し、当該位相角（θ）を方向成分として持つ基本ベクトルＶaから、電圧ベクトルの出力時間（Ｔ1、Ｔ2）を算出し、ゼロベクトル時間算出部１３に出力する。
　ゼロベクトル時間算出部１３は、予め決まっているキャリアの周期の半分の周期（半周期）から、出力時間（Ｔ1）及び出力時間（Ｔ2）の合計時間を減算することで、ゼロベクトル（Ｔz）の時間を算出する。空間ベクトル変調部１２は、当該合計時間が所定の下限時間以下になるように出力時間（Ｔ1）及び出力時間（Ｔ2）を算出しているため、ゼロベクトル時間算出部１３はゼロベクトル（Ｔz）の時間を算出することができる。本例では、マトリクスコンバータ４の出力電力を交流にするために、キャリア周期に対して、ゼロでない電圧を出力する時間と、ゼロの電圧の時間とを周期的に設ける。またキャリアの周期は出力電圧の周期と対応しているため、ゼロベクトルの出力時間（Ｔz）は、キャリアの半周期に相当する時間から、出力時間（Ｔ1）及び出力時間（Ｔ2）を差し引いた時間となる。ゼロベクトル時間算出部１３は、ゼロベクトルの時間（Ｔｚ）及び電圧ベクトルの時間（Ｔ1、Ｔ2）をスイッチング信号生成部１５に出力する。
　スイッチング信号生成部１５は、スイッチングパターンテーブル１４に格納されているスイッチングパターンと、ゼロベクトルの時間（Ｔｚ）及び電圧ベクトルの時間（Ｔ1、Ｔ2）とを用いて、スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnを駆動させるためのスイッチング信号を生成する。
　スイッチングパターンテーブル１４及びスイッチング信号生成部１５の制御内容を詳述する前に、ベクトル（Ｖ1～Ｖ9）及び位相角（θ）とスイッチングパターンとの関係について、図７を用いて説明する。図７（ａ）は図６のベクトル図に対して、スイッチングパターンを付け加えた図であり、（ｂ）は図１の充電システムのうち、交流電源１及びマトリクスコンバータ４の回路図を簡略化させた回路図である。なお図７（ａ）の「１」はオン状態を、「０」はオフ状態を示している。
　図７に示すように、ベクトル（Ｖ1～Ｖ9）は、スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnのスイッチングパターンと対応している。電圧ベクトル（Ｖ1）では、スイッチング素子Ｓrp、Ｓtnをオンに他のスイッチング素子Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtpをオフにし、電圧ベクトル（Ｖ2）ではスイッチング素子Ｓsp、Ｓtnをオンに他のスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsn、Ｓtpをオフにし、電圧ベクトル（Ｖ3）ではスイッチング素子Ｓrn、Ｓspをオンに他のスイッチング素子Ｓrp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnをオフにし、電圧ベクトル（Ｖ4）ではスイッチング素子Ｓrn、Ｓtpをオンに他のスイッチング素子Ｓrp、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtnをオフにし、電圧ベクトル（Ｖ5）ではスイッチング素子Ｓsn、Ｓtpをオンに他のスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓtnをオフにし、電圧ベクトル（Ｖ6）ではスイッチング素子Ｓrp、Ｓsnをオンに他のスイッチング素子Ｓrn、Ｓsp、Ｓtp、Ｓtnをオフにする。すなわち、電圧ベクトル（Ｖ1～Ｖ6）では、各相のうち一相に含まれる上アーム回路のスイッチング素子Ｓrp、Ｓsp、Ｓtpをオンに他の相に含まれる上アーム回路のスイッチング素子Ｓrp、Ｓsp、Ｓtpをオフにし、かつ、当該他の相に含まれる下アーム回路の少なくとも一つのスイッチング素子Ｓrn、Ｓsn、Ｓtnをオンにし、当該一の相に含まれる下アーム回路のスイッチング素子Ｓrn、Ｓsn、Ｓtnをオフにする。
　そして、電圧ベクトル（Ｖ1～Ｖ6）と対応するスイッチングパターンで、スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnを制御した場合には、マトリクスコンバータ４の出力側にはゼロではない電圧が出力される。またエリアに応じて、エリアの境界となる２つのベクトルを用いることで、異なる電圧レベルの波形をマトリクスコンバータ４から出力させることができる。
　また、図６及び図７に示すベクトル図において、原点で示されるゼロベクトル（Ｖ7～Ｖ9）にもスイッチングパターンが割り当てられている。ベクトル（Ｖ7）ではスイッチング素子Ｓrp、Ｓrnをオンに他のスイッチング素子Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnをオフにし、ベクトル（Ｖ8）ではスイッチング素子Ｓsp、Ｓsnをオンに他のスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓtp、Ｓtnをオフにし、ベクトル（Ｖ9）ではスイッチング素子Ｓtp、Ｓtnをオンに他のスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、をオフにする。すなわち、ゼロベクトル（Ｖ7～Ｖ9）では、各相の一の相に含まれるスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnをオンに、他の相に含まれるスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnをオフにする。
　そして、ゼロベクトル（Ｖ7～Ｖ9）と対応するスイッチングパターンで、スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnを制御した場合には、マトリクスコンバータ４の出力はゼロになる。
　上述した通り、位相角（θ）よりエリアが特定されると、出力される電圧ベクトル（Ｖ1～Ｖ6）と出力時間（Ｔ1、Ｔ2）が決まる。またゼロベクトル時間算出部１３によりゼロベクトル（Ｖ7～Ｖ9）と出力時間（Ｔz）も算出される。そして、マトリクスコンバータ４は交流電力の出力を目的として設定されているため、キャリアの周期の前半の半周期におけるスイッチング制御に対して、後半の半周期では反転させてスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnを制御することで、前半の半周期と逆の極性の出力電力を得ることができる。そこで、本例において、スイッチングパターンテーブル１４は、図６のエリアと対応させたスイッチングパターンを格納している。またスイッチング信号生成部１５は、電圧ベクトルの出力時間（Ｔ1、Ｔ2）とゼロベクトルの出力時間（Ｔz）から、キャリア周期に対する、ベクトル（Ｖ1～Ｖ9）のそれぞれの出力時間を算出して、スイッチング信号を生成する。
　次に、スイッチングパターンテーブル１４に格納されているテーブルについて、図８を用いて説明する。図８は、スイッチングパターンテーブル１４に格納されるテーブルを示す概要図である。図８において、エリア１～６は図６で示すエリア１～６に相当し、Ｖ1～Ｖ9はベクトル（Ｖ1～Ｖ9）に、Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnはスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnに相当する。また図８の状態（１）～（６）について、キャリアの１周期は、出力時間（Ｔ1、Ｔ2、Ｔz）と対応させると６つに分けられるため、キャリアの谷の頂点部分から時系列で状態（１）から状態（６）としている。
　スイッチングパターンテーブル１４には、マトリクスコンバータ４の出力を交流にするために、キャリアの周期のうち前半の半周期で、２つの電圧ベクトルと１つのゼロベクトルを順に出力し、後半の半周期で、２つの電圧ベクトルと１つのゼロベクトルを順に出力するよう、スイッチングパターンが設定されている。
　例えば基本ベクトル（ｖa）がエリア１に属する場合には、キャリアの１周期あたり、電圧ベクトル（Ｖ1）、電圧ベクトル（Ｖ2）、ゼロベクトル（Ｖ8）、電圧ベクトル（Ｖ5）、電圧ベクトル（Ｖ4）、ゼロベクトル（Ｖ7）の順でスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnを制御する。エリア１におけるスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtn制御の推移を図９に示す。図９は、図１の充電システムのうち、交流電源１及びマトリクスコンバータ４の回路図を簡略化させた回路図であり、各状態（１）～（６）における、各スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnのオン・オフ状態と、トランス５１の１次側に流れる電流の向きを矢印で示している。
　図９に示すように、状態（１）から状態（２）、状態（２）から状態（３）等、各状態間を遷移する場合に、コントローラ１０は、上アーム回路または下アーム回路のいずれか一方のアーム回路のスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnをターンオンにし（オフからオンにする）、他方のアーム回路のスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnのオン状態を維持する。言い換えると、オン状態であるスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnのうち、一方のスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnはターンオフするが、他方のスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnの状態を固定する。
　また、状態（１）、（２）、（３）または状態（３）、（４）、（５）等、各状態を連続して遷移する場合には、上アーム回路のスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtn、または、下アーム回路のスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnを連続して切り換えない。言い換えると、スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnを上アーム回路と下アーム回路との間で、交互に切り換える。
　これにより、本例は、各状態（１）～（６）を遷移する際のスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnのスイッチング回数を減らして、転流ミスを抑制している。なお、図９はエリア１のスイッチングパターンを説明したが、エリア２～６についても、上記と同様な条件で、スイッチング回数を減らすパターンにより、スイッチング制御を行う。
　図９に示すように、状態（１）～（３）ではマトリクスコンバータ４の出力電流がプラスになり、状態（４）～（６）ではマトリクスコンバータ４の出力電流がマイナスになっている。これにより、スイッチングパターンテーブル１４のエリア１のスイッチングパターンでスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnを制御することで、マトリクスコンバータ４の出力が交流になる。なお、エリア２からエリア６についても、同様に、マトリクスコンバータ４の出力が交流になるように、図８に示すパターンでスイッチング制御が行われる。
　そして、エリア１～６は位相角に応じて分類されるため、スイッチングパターンテーブル１４は、位相角（θ）と対応するスイッチングパターンを格納していることになる。
　次に、スイッチング信号生成部１５の制御について、図１０を用いて、説明する。図１０はキャリアと出力時間（Ｔ1、Ｔ2、Ｔz）との関係を説明するためのグラフである。まず、スイッチング信号生成部１５は、キャリアの周期と同期を取りつつ、出力時間（Ｔ1～Ｔ2）に相当する指令値を設定する。コントローラ１０はＰＷＭ制御で制御を行うため、電圧ベクトル及びゼロベクトルの出力時間（Ｔ1、Ｔ2、Ｔz）の長さが指令値（電圧値）となる。また、出力時間（Ｔ1、Ｔ2、Ｔz）に対する指令値を設定する際、キャリアの最大振幅が、２つの電圧ベクトルと１つのゼロベクトルを出力する出力時間（Ｔ1、Ｔ2、Ｔz）になるよう正規化している。また、電圧ベクトル及びゼロベクトルの出力タイミングについて、キャリアの前半の半周期では、図６に示す電圧ベクトル（Ｖ1～Ｖ6）のうち、各エリア１～６において、より時計回り側の電圧ベクトルが最初に出力されるよう指令値が設定され、二つの電圧ベクトルが出力された後に、ゼロベクトル（Ｖ7～Ｖ9）が出力されるよう設定される。一方、キャリアの後半の半周期では、２つの電圧ベクトル（Ｖ1～Ｖ6）の出力時間を前半と反転させて出力し、その後に、ゼロベクトル（Ｖ7～Ｖ9）が出力されるよう指令値が設定される。
　具体例として、位相角（θ）が０度～３０度（エリア１）の間にある場合には、スイッチング信号生成部１５は、図１０に示すように、キャリアの前半の半周期では、キャリアのローレベルに対して出力時間（Ｔ1）に相当するレベルに指令値（Ｔ1）を設け、指令値（Ｔ1）を基準として出力時間（Ｔ2）に相当するレベルを加算した上で指令値（Ｔ2）を設ける。一方、キャリアの後半の半周期では、スイッチング信号生成部１５は、キャリアのハイレベルに対して出力時間（Ｔ2）に相当するレベルを下げたところに指令値（Ｔ2）を設け、指令値（Ｔ2）を基準として出力時間（Ｔ1）に相当するレベルを下げたところ指令値（Ｔ1）を設ける。
　そして、スイッチング信号生成部１５は、設定された指令値とキャリアとを比較することで、電圧ベクトル及びゼロベクトルの出力タイミングが決定する。また、上記のように、出力時間（Ｔ1、Ｔ2、Ｔz）に対して指令値を設定し、キャリアと比較させると、キャリアの１周期に対して６つの状態に分離されるが、当該６つの状態は図８に示す状態（１）～（６）に対応している。すなわち、スイッチング信号生成部１５は、出力時間（Ｔ1、Ｔ2、Ｔz）とキャリアとを比較することで、スイッチングキャリアテーブルに格納したスイッチングパターンの出力タイミングを決定する。
　スイッチング信号生成部１５は、キャリアと出力時間（Ｔ1～Ｔ2、Ｔz）との比較で、図１０に示す出力タイミングを決定すると、位相角（θ）に応じたスイッチングパターンをスイッチングパターンテーブル１４から抽出し、抽出したパターンにより当該出力タイミングで、スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnが駆動されるよう、スイッチング信号を生成し、各スイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnに出力する。
　具体的には、位相角（θ）が０度～３０度である場合には、図８のエリア１のスイッチングパターンが用いられ、キャリアの谷の頂点を起点として出力時間（Ｔ1）の間は、電圧ベクトル（Ｖ1）を出力するスイッチング制御が行われ、その後の出力時間（Ｔ2）の間は、電圧ベクトル（Ｖ2）を出力するスイッチング制御が行われ、その後の出力時間（Ｔz）の間は、ゼロベクトル（Ｖ8）を出力するスイッチング制御が行われる。そして、キャリアの後半の半周期に遷り、キャリアの山の頂点を起点として出力時間（Ｔ2）の間は、電圧ベクトル（Ｖ5）を出力するスイッチング制御が行われ、その後の出力時間（Ｔ1）の間は、電圧ベクトル（Ｖ4）を出力するスイッチング制御が行われ、その後の出力時間（Ｔz）の間は、ゼロベクトル（Ｖ7）を出力するスイッチング制御が行われる。
　マトリクスコンバータ４の出力電圧波形を図１１及び図１２を用いて説明する。図１１は出力時間（Ｔ1）が出力時間（Ｔ2）より長い場合の出力電圧波形の時間特性を、図１２は出力時間（Ｔ2）が出力時間（Ｔ1）より長い場合の出力電圧波形の時間特性を示す。位相角（θ）が０度～３０度である場合には、出力時間（Ｔ1）が出力時間（Ｔ2）より長くなり、マトリクスコンバータ４から出力される電圧波形は、図１１のように推移する。また、位相角（θ）が３０度～６０度である場合には、出力時間（Ｔ2）が出力時間（Ｔ1）より長くなり、マトリクスコンバータ４から出力される電圧波形は、図１２のように推移する。
　上記のように、本例は、電圧ベクトルを出力する出力時間（Ｔ1、Ｔ2）とゼロベクトルを出力する出力時間（Ｔz）とを用いてスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnを制御し、キャリアの前半の半周期に含まれる出力時間（Ｔz）と、キャリアの前半の半周期に含まれる出力時間（Ｔz）とを等しくする。これにより、ゼロベクトルの出力時間（Ｔz）を設けることで、ゼロベクトルの出力時間（Ｔz）の最初の時点におけるスイッチング動作と、出力時間（Ｔz）の最後の時点におけるスイッチング動作との間隔が確保されるので、当該最初の時点と当該最後の時点との間におけるスイッチング動作の重複が避けられ、転流失敗を防ぐことができる。
　ところで、本例とは異なり、複数のスイッチング素子のブリッジ回路で形成される三相インバータ回路において、各相の中間電圧の検出電圧を指令値（ｖu *、ｖv *、ｖw *）とし、三角波キャリアと比較することで、当該スイッチング素子を制御するインバータ装置（比較例３）が知られている。図１３は、キャリア及び指令値（ｖu *、ｖv *、ｖw *）の波形と、インバータ回路の出力電圧の波形である。なお、図１３に示すように、比較例３は、キャリアが指令値を越えた時に出力電圧のレベルを制御する理論式を用いており、キャリアの山及び谷を境に当該理論式を反転させるよう制御している。すなわち、比較例では、検出電圧とキャリアとの比較で出力電圧のレベルを設定し、交流を出力する制御を行っているため、キャリアの周期に対して、ゼロ電圧期間（図１３のα１、β１に相当）が偏ってしまう。そして、一方のゼロ電圧期間（図１３のα１）が短くなってしまうため、ゼロ電圧期間の最初の時点及び最後の時点における、スイッチング動作の間隔が短くなるため、転流失敗が発生する。また比較例では、キャリアの周期に対して、ゼロ電圧期間を所定期間として規定していないため、ゼロ電圧を出力するための時間の制御が煩雑になるという問題もある。
　本例では、キャリアの周期に対してゼロベクトルの出力時間（Ｔz）を確保しているため、ゼロ電圧期間の最初の時点及び最後の時点における、スイッチング動作の間隔が短くなることを防ぎ、転流失敗を防止することができる。すなわち、図１４に示すように、キャリアの半周期毎に、ゼロベクトルの出力期間が均等に割り振られるため、ゼロベクトルの出力時間（Ｔz）が極端に短くなることがなくなり、転流失敗を防ぐことができる。またスイッチング素子Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtnを制御する際のショートパルスを打つ回数も軽減することができ、素子に集中して負荷がかかることも防ぐことができる。さらに、本例は、ＰＷＭ制御の際のスイッチング信号のデューティやスイッチングパターンを自由に設定することができる。なお、図１４は本例における、キャリアと出力時間（Ｔ1、Ｔ2、Ｔz）との関係を説明するためのグラフ、及び、マトリクスコンバータ４の出力電圧の時間特性を示すグラフである。
　また本例において、出力時間（Ｔz）を、キャリアの半周期に相当する時間から出力時間（Ｔ1、Ｔ2）分を差し引いた時間に設定する。これにより、ゼロベクトルの出力時間（Ｔz）を設けることで、ゼロベクトルの出力時間（Ｔz）の最初の時点におけるスイッチング動作と、出力時間（Ｔz）の最後の時点におけるスイッチング動作との間隔が確保されるので、当該最初の時点と当該最後の時点との間におけるスイッチング動作の重複が避けられ、転流失敗を防ぐことができる。
　また本例は、上アーム回路に含まれるスイッチング素子のうち一のスイッチング素子をオンに、下アーム回路に含まれるスイッチング素子のうち一のスイッチング素子をオンにする出力時間（Ｔ1）と、上アーム回路に含まれるスイッチング素子のうち他のスイッチング素子をオンに、下アーム回路に含まれるスイッチング素子のうち他のスイッチング素子をオンにする出力時間（Ｔ2）で、スイッチング素子を制御する。これにより、ゼロベクトルの出力時間が確保されるので、当該最初の時点と当該最後の時点との間におけるスイッチング動作の重複が避けられ、転流失敗を防ぐことができる。
　また本例は、キャリアの前半の半周期では、出力時間（Ｔ1）を出力時間（Ｔ2）の前の時間とし、キャリアの後半の半周期では、出力時間（Ｔ1）を出力時間（Ｔ2）の後の時間とする。これにより、マトリクスコンバータ４の出力電圧のプラス側とマイナス側とで、ゼロベクトルの出力時間の均一化を図ることができる。
　また本例は、座標変換部１３により変換された電圧から出力時間（Ｔ1、Ｔ2、Ｔz）を算出し、スイッチングパターンテーブル１４を参照し、変換された電圧の位相と対応するスイッチングパターンで、スイッチング素子（Ｓrp、Ｓrn、Ｓsp、Ｓsn、Ｓtp、Ｓtn）を制御する。これにより、ゼロベクトルの出力時間（Ｔz）が確保されるので、転流失敗を防ぐことができる。
　なお本例では、キャリアの半周期に対して、キャリアの谷の頂点を起点とし、２つの電圧ベクトルの出力時間（Ｔ1、Ｔ2）を最初に配置し、次にゼロベクトルの出力時間（Ｔz）を配置したが、必ずしも、この順番にする必要はない。例えば図１５に示すように、キャリアの半周期に対して、キャリアの谷の頂点を起点とし、ゼロベクトルの出力時間（Ｔz）の半分の時間を配列し、次に２つの電圧ベクトルの出力時間（Ｔ1、Ｔ2）を配列し、最後に残りの出力時間（Ｔz）の半分の時間を配列してもよい。また本例は、キャリアの半周期と対応させて、出力時間（Ｔ1、Ｔ2）及び出力時間（Ｔz）を割当てたが、必ずしもキャリアの半周期にする必要はなく、当該半周期より短くてもよく、長くてもよい。また、空間ベクトル変調部１２における所定の下限時間は、必ずしもキャリアの半周期より短い時間にする必要はなく、キャリアの周期の一部に対応する時間より短い時間であればよい。
　また本例は、キャリアの半周期あたりに、２つの電圧ベクトル（Ｖ1～Ｖ6）を出力するよう出力時間（Ｔ1、Ｔ2）を制御したが、必ずしも２つの電圧ベクトル（Ｖ1～Ｖ6）である必要はなく、１つの電圧ベクトル（Ｖ1～Ｖ6）でもよく、３つの電圧ベクトル（Ｖ1～Ｖ6）であってもよい。また、図８に示すスイッチングパターンは一例に過ぎず、それぞれの電圧ベクトル及びゼロベクトルのパターンを入れ替えてもよく、また電圧ベクトル及びゼロベクトルを出力するために他のスイッチングパターンを用いてもよい。
　上記マトリクスコンバータ４が本発明の「変換回路」に相当し、電圧センサ３１～３３が「電圧検出手段」に、コントローラ１０が「制御手段」に、空間ベクトル変調部１２及びゼロベクトル時間算出部１３が「スイッチング時間算出部」に、スイッチング信号生成部１５が「制御信号生成部」に、出力時間（Ｔ1、Ｔ2）が「第１スイッチング時間」に、出力時間（Ｔz）が「第２スイッチング時間」に、スイッチングパターンテーブル１４が「テーブル」に、座標変換部１１が「座標変換手段」に相当する。

Claims (5)

  1. 　双方向にスイッチング可能な複数対のスイッチング素子を各相に接続し、入力された交流電力を交流電力に変換する変換回路と、
    　前記変換回路への入力電圧を検出する電圧検出手段と、
    　前記スイッチング素子のオン及びオフを切り換え、前記変換回路を制御する制御手段と、を備え、
    　前記制御手段は、
    　前記各相のうち一の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の上アーム回路のスイッチング素子をオンに、他の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の前記上アーム回路のスイッチング素子をオフにし、かつ、前記他の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の下アーム回路の少なくとも一つのスイッチング素子をオンに、前記一の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の下アーム回路のスイッチング素子をオフにする時間である第１スイッチング時間を、前記電圧検出手段により検出された検出電圧と出力指令値を用いて算出し、前記各相の前記一の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子をオンに、前記各相の他の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子をオフにする時間である第２スイッチング時間を、キャリアと前記第１スイッチング時間とを用いて算出するスイッチング時間算出部と、
    　前記第１スイッチング時間及び前記第２スイッチング時間を用いて、前記スイッチング素子のオン及びオフを切り換える制御信号を生成する制御信号生成部とを有し、
    　前記第２スイッチング時間は、前記変換回路から出力される交流電力の１周期のうち、前半の半周期に含まれる前記第２スイッチング時間と後半の半周期に含まれる前記第２スイッチング時間が等しい電力変換装置。
  2. 　前記第２スイッチング時間は、キャリアの半周期に相当する時間から前記第１スイッチング時間を差し引いた時間である請求項１記載の電力変換装置。
  3. 　前記第１スイッチング時間は、
    　前記上アーム回路に含まれる前記スイッチング素子のうち一のスイッチング素子をオンに、前記下アーム回路に含まれる前記スイッチング素子のうち一のスイッチング素子をオンにする第３スイッチング時間と、
    　前記上アーム回路に含まれる前記スイッチング素子、または前記下アーム回路に含まれる前記スイッチング素子のうち、少なくとも何れか一方のアーム回路の前記一のスイッチング素子をオフにすると共に、前記一方のアーム回路のうち他のスイッチング素子をオンにする第４スイッチング時間とを含む請求項１又は２記載の電力変換装置。
  4. 　前記前半の半周期に含まれる前記第３スイッチング時間は前記第４スイッチング時間の前の時間であり、
    　前記後半の半周期に含まれる前記第３スイッチング時間は前記第４スイッチング時間の後の時間である請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御手段は、
    　前記電圧検出手段により検出された検出電圧を回転座標変換する座標変換部と、
    　位相角と前記スイッチング素子のスイッチングパターンとの関係を示すテーブルとをさらに有し、
    　前記スイッチング時間算出部は、前記座標変換部により変換された回転座標系の電圧から得られた位相と前記出力指令値に基づいて第１スイッチング時間を算出し、
    前記制御信号生成部は、前記回転座標系の電圧の前記位相角に対応する前記スイッチングパターンで前記スイッチング素子のオン及びオフを切り換える前記制御信号を生成する請求項１から４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
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