JP5282731B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
本発明は、直流又は単相交流と３相交流の双方向変換の昇降圧及び力行・回生の瞬時切り替え可能な電力変換装置に関する。
従来の直流（単相）と３相交流の双方向の変換可能な電力変換装置には、サイリスタを用いた静止レオナード方式があるが、サイリスタの位相制御による力率低下や循環電流により効率低下といった一般的な技術課題がある。この一般的な技術課題を解決するために、車輪を駆動するホイールモータと、ホイールモータを駆動する電流形インバータを備えた車両推進装置の技術が開示されている（例えば、特許文献１参照）。さらに、電流形インバータに関し、電動機に交流電力を供給するインバータ部の通流率制御に関するする技術が開示されている（例えば、特許文献２参照）。
特許文献１の技術によれば、一旦双方向の直流電流生成回路を用いて、リアクトル電流へ変換し、この変換したリアクトル電流を電流形インバータにて３相交流へ変換することができる。
特許文献２の技術によれば、電流形インバータ部へも流通率を用いた電力変換装置は、（１）式に示すようにコンバータ部の流通率λcを用いコンバータ部の交流電源電圧ＶacをＰＷＭ制御して、インバータ部の入力側直流電圧Ｖd（コンバータの出力電圧平均値Ｖdc）を調節することができる。
特許文献２の技術によれば、電流形インバータ部へも流通率を用いた電力変換装置は、（１）式に示すようにコンバータ部の流通率λcを用いコンバータ部の交流電源電圧ＶacをＰＷＭ制御して、インバータ部の入力側直流電圧Ｖd（コンバータの出力電圧平均値Ｖdc）を調節することができる。
さらに、（２）式に示すようにインバータ部の出力電圧Ｖｏは、インバータ部の入力側直流電圧Ｖｄとインバータ部の流通率λiを用いた近似式が成立する。
このように、電流形インバータ部を用いた電力変換装置において、インバータ部の通流率でインバータ部の出力電圧を高くすることができる。
しかしながら、従来の電力変換装置は、出力電圧を高くすることはできない静止レオナード方式であり、電流形インバータを用いてインバータ部の通流率でインバータ部の出力電圧を高くするものであっても、２段階の電力変換として行うので、全体の電力変換効率は各段階での効率の積となるので総合効率が悪くなるという問題がある。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電力変換を多段としないで、双方向の昇降圧変換することができる高効率な電力変換装置を提供することを目的とする。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電力変換を多段としないで、双方向の昇降圧変換することができる高効率な電力変換装置を提供することを目的とする。
上記問題を解決するため、本発明は、次のように構成したのである。
請求項１に記載の発明は、直流又は単相交流負荷、及び３相交流負荷のそれぞれに並列接続された第１及び第２の２つの電流形電力変換回路と、第１及び第２の２つの直流インダクタと、前記２つの電流形電力変換回路をパルス幅変調するＰＷＭ制御回路を備えた電力変換装置であって、前記２つの電流形電力変換回路は、前記２つの直流インダクタを介して逆極性で接続され、前記ＰＷＭ制御回路は、前記２つの電流形電力変換回路を連携してスイッチングし、前記直流又は単相交流負荷と前記３相交流負荷との間で双方向に昇降圧することを特徴とするものである。
請求項１に記載の発明は、直流又は単相交流負荷、及び３相交流負荷のそれぞれに並列接続された第１及び第２の２つの電流形電力変換回路と、第１及び第２の２つの直流インダクタと、前記２つの電流形電力変換回路をパルス幅変調するＰＷＭ制御回路を備えた電力変換装置であって、前記２つの電流形電力変換回路は、前記２つの直流インダクタを介して逆極性で接続され、前記ＰＷＭ制御回路は、前記２つの電流形電力変換回路を連携してスイッチングし、前記直流又は単相交流負荷と前記３相交流負荷との間で双方向に昇降圧することを特徴とするものである。
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電力変換装置であって、前記２つの直流インダクタは、第１及び第２の２つの巻線を備えた結合インダクタであることを特徴とするものである。
また、請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置であって、前記２つの電流形電力変換回路は、自己消弧能力をもち、片方向に電流を流すことができる複数の片方向スイッチで構成され、前記第１の電流形電力変換回路は、３相交流を直流又は単相交流へ変換し、前記第２の電流形電力変換回路は、直流又は単相交流を３相交流へ変換し、前記第１の電力変換回路の正極直流端子と前記第２の電力変換回路の負極直流端子は、前記第１の直流インダクタを介して接続され、前記第１の電力変換回路の負極直流端子と前記第２の電力変換回路の正極直流端子は、前記第２の直流インダクタを介して接続され、前記２つの直流インダクタは、前記第１の電力変換回路の正極直流端子と前記第2の電力変換回路の正極直流端子が同極となる方向に接続され、前記第１の電力変換回路の正極と前記第２の電力変換回路の正極を直流端子とするか、あるいは前記第１の電力変換回路の負極と前記第２の電力変換回路の負極を直流端子とすることを特徴とするものである。
また、請求項４に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置であって、前記直流又は単相交流負荷から前記３相交流負荷へ電力変換されるときは、前記第１の電力変換回路においては直流端子と接続された片方向スイッチが動作し、前記３相交流負荷から前記直流又は単相交流負荷へ電力変換されるときは、前記第２の電力変換回路においては直流端子と接続された片方向スイッチが動作してパルス幅変調することを特徴とするものである。
また、請求項５に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置であって、前記ＰＷＭ制御回路は、前記３相交流負荷の相間電圧と、前記結合インダクタに流れる電流Ｉdcと、前記直流又は単相交流負荷の端子電圧ＶＲＳを用いて、電力変換する方向信号である力行-回生信号と、コンバータ流通率λcと、インバータ流通率λi及び電流位相指令θi*を出力する制御演算器と、前記コンバータ流通率λcに応じて、時比率を変える不均等キャリア信号と、キャリア期間判別信号を出力する不均等キャリア波形を発生するキャリア発生器と、前記不均等キャリア波形、前記インバータ流通率λi及び前記電流位相指令θi*に基づきスイッチ駆動信号（S1*乃至S6*）を発生する電流形ＰＷＭ演算器と、前記力行-回生信号と前記キャリア期間判別信号に基づき、前記スイッチ駆動信号（S1*乃至S6*）を前記２つの電流形電力変換回路へ分配して出力するパルス分配器とを備えたことを特徴とするものである。
また、請求項６に記載の発明は、請求項２に記載の電力変換装置であって、前記ＰＷＭ制御回路は、前記直流又は単相交流負荷と前記３相交流負荷の間の電力変換する方向を切り替える際は、前記第1巻線と前記第２巻線のどちらか一方の電流経路を閉，他方の電流経路を開とする動作によって切り替えることを特徴とするものである。
また、請求項７に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置であって、前記直流又は単相交流負荷は蓄電装置、発電装置、電源、発電機、電動機のいずれかであり、前記３相交流負荷は系統電源、発電装置、発電機、電動機のいずれかであることを特徴と
また、請求項７に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電力変換装置であって、前記直流又は単相交流負荷は蓄電装置、発電装置、電源、発電機、電動機のいずれかであり、前記３相交流負荷は系統電源、発電装置、発電機、電動機のいずれかであることを特徴と
本件発明によると、双方向の昇降圧変換することが可能な電力変換装置を多段としないで高効率にすることができ、さらに力行・回生を瞬時に切り替えることができる。
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
図１は、本発明の第1の実施例である電力変換装置のブロック図である。この電力変換装置は、直流又は単相交流負荷としての蓄電池１、３相交流負荷としての電動機７、蓄電池１及び電動機７のそれぞれに並列接続された第１及び第２の電流形電力変換回路３１、３２、第１及び第２の巻線を備える結合インダクタ３、キャパシタ２及び４乃至６、電圧検出器８、１０、電流検出器９、電力変換回路３１、３２をパルス幅変調するＰＷＭ制御回路２３、電動機７の速度を検出する速度検出器４５を備える。
なお、電力変換回路３１，３２は、結合インダクタ３を介して逆極性で接続されている。
なお、電力変換回路３１，３２は、結合インダクタ３を介して逆極性で接続されている。
電力変換回路３１は、電動機７から蓄電池１へ電力変換（回生）する回路であり、電力変換回路３２は、蓄電池１から電動機７へ電力変換（力行）する回路である。
電力変換回路３１は、S1c乃至S6cの信号で駆動される片方向スイッチ１１乃至１６、電力変換回路３２は、S1i乃至S6iの信号で駆動される片方向スイッチ１７乃至２２を備え、各片方向スイッチはダイオードとIGBTを直列接続した構成で、自己消弧能力を持っている。なお、片方向スイッチ１１乃至２２は、上記構成以外に、逆阻止型ＩＧＢＴ（ＲＢ−ＩＧＢＴ）などを用いても良く、その場合1素子で片方向スイッチとして使用できる。
電力変換回路３１及び３２の３相交流端子は、それぞれ端子Ｕ、Ｖ、Ｗを介し、電動機７に接続されている。また、電力変換回路３１の正極直流端子が蓄電池１の正極と接続され端子Ｒ、電力変換回路３２の正極直流端子が蓄電池１の負極と接続され端子Ｓとなっている。
電力変換回路３１は、S1c乃至S6cの信号で駆動される片方向スイッチ１１乃至１６、電力変換回路３２は、S1i乃至S6iの信号で駆動される片方向スイッチ１７乃至２２を備え、各片方向スイッチはダイオードとIGBTを直列接続した構成で、自己消弧能力を持っている。なお、片方向スイッチ１１乃至２２は、上記構成以外に、逆阻止型ＩＧＢＴ（ＲＢ−ＩＧＢＴ）などを用いても良く、その場合1素子で片方向スイッチとして使用できる。
電力変換回路３１及び３２の３相交流端子は、それぞれ端子Ｕ、Ｖ、Ｗを介し、電動機７に接続されている。また、電力変換回路３１の正極直流端子が蓄電池１の正極と接続され端子Ｒ、電力変換回路３２の正極直流端子が蓄電池１の負極と接続され端子Ｓとなっている。
結合インダクタ３は、第１巻線Ａ１−Ｂ１、第２巻線Ａ２−Ｂ２を有し、各巻線は同じコアに、同じ巻数だけ巻かれ、第１巻線Ａ１−Ｂ１、第２巻線Ａ２−Ｂ２は図１に示す点印の向きに結合されている。
結合インダクタ３の第１巻線Ａ１−Ｂ１は、電力変換回路３１の正極（電流が流出する方の直流端子）にＡ１、電力変換回路３２の負極（電流が流入する方の直流端子）にＢ１が接続され、第２巻線Ａ２−Ｂ２は、電力変換回路３１の負極にＢ２、電力変換回路３２の正極にＡ２が接続されている。
キャパシタ２は、端子Ｒ，Ｓ間に接続され、キャパシタ４乃至６の一端はそれぞれ端子Ｕ、Ｖ、Ｗに、他端は共通に接続され、キャパシタ２及び４乃至６のそれぞれ電流リップルを蓄電池１及び電動機７といった負荷へ流さないようにして、端子間電圧変動を低減するためのフィルタを構成している。
結合インダクタ３の第１巻線Ａ１−Ｂ１は、電力変換回路３１の正極（電流が流出する方の直流端子）にＡ１、電力変換回路３２の負極（電流が流入する方の直流端子）にＢ１が接続され、第２巻線Ａ２−Ｂ２は、電力変換回路３１の負極にＢ２、電力変換回路３２の正極にＡ２が接続されている。
キャパシタ２は、端子Ｒ，Ｓ間に接続され、キャパシタ４乃至６の一端はそれぞれ端子Ｕ、Ｖ、Ｗに、他端は共通に接続され、キャパシタ２及び４乃至６のそれぞれ電流リップルを蓄電池１及び電動機７といった負荷へ流さないようにして、端子間電圧変動を低減するためのフィルタを構成している。
次に、図２を用いてＰＷＭ制御回路２３について説明する。
ＰＷＭ制御回路２３は、電流形インバータスイッチ駆動信号S1*乃至S6*を、電力変換回路３１へのスッチング駆動信号（S1c乃至S6c）と電力変換回路３２へのスッチング駆動信号（S1i乃至S6i）とに分配し出力するパルス分配器４１と、不均等キャリア波形を発生するキャリア発生器４２と、電流形インバータスイッチ駆動信号（S1*乃至S6*）を発生する電流形ＰＷＭ演算器４３と、負荷である電動機７の回転制御する制御演算器４４を備える。
ＰＷＭ制御回路２３は、電流形インバータスイッチ駆動信号S1*乃至S6*を、電力変換回路３１へのスッチング駆動信号（S1c乃至S6c）と電力変換回路３２へのスッチング駆動信号（S1i乃至S6i）とに分配し出力するパルス分配器４１と、不均等キャリア波形を発生するキャリア発生器４２と、電流形インバータスイッチ駆動信号（S1*乃至S6*）を発生する電流形ＰＷＭ演算器４３と、負荷である電動機７の回転制御する制御演算器４４を備える。
パルス分配器４１は、力行-回生信号とキャリア期間判別信号を用いて、電流形インバータスイッチ駆動信号（S1*乃至S6*）を駆動信号（S1c乃至S6c）及び駆動信号（S1i乃至S6i）へ分配して、電力変換回路３１、３２へ出力する。この分配方法の詳細については後述する。
キャリア発生器４２は、キャリア周期をＴc、コンバータの電流ベクトルの流通率をλcとし、キャリア波形の1周期の立ち下がり時間と立ち上がり時間をλc×Ｔcと(１−λc）×Ｔcに対応させ、０〜１の値をとる三角波状の不均等キャリア波形ｆcを発生させる。また、不均等キャリア波形ｆcがλc×Ｔcの期間はON、(１−λc）×Ｔcの期間はOFFとなるキャリア期間判別信号を出力する。
キャリア発生器４２は、キャリア周期をＴc、コンバータの電流ベクトルの流通率をλcとし、キャリア波形の1周期の立ち下がり時間と立ち上がり時間をλc×Ｔcと(１−λc）×Ｔcに対応させ、０〜１の値をとる三角波状の不均等キャリア波形ｆcを発生させる。また、不均等キャリア波形ｆcがλc×Ｔcの期間はON、(１−λc）×Ｔcの期間はOFFとなるキャリア期間判別信号を出力する。
電流形ＰＷＭ演算器４３は、インバータの電流ベクトルの流通率λiと電流位相指令θi*から、まず、出力すべき電流ベクトルの時間を演算する。例えば、流通率λiと位相θi*の値を持つ電流指令ベクトルに隣接する一つの零電流ベクトルＩoと二つの零でない電流ベクトルＩi，Iｉ＋１を用いてＰＷＭを行う場合、Ｉoの出力時間をＴz、Ii，Iｉ＋１の出力時間をそれぞれ，Ｔｉ，Ｔｉ＋１、電流指令ベクトルと電流ベクトルＩiとのなす角をθ、ＰＷＭ周期をＴsとすると、Ｔｚ，Ｔｉ，Ｔｉ＋１、は、（３）式で演算できる。
キャリア波形と比較するＰＷＭパルス時間指令Ｔo，Ｔ1は、キャリア波形が０〜１の値をとるよう正規化することで（４）式で演算される。
このようにして、ＰＷＭパルス時間指令Ｔo、Ｔ1と不均等キャリア波形ｆcを比較して，対応する電流ベクトルＩｏ，Ｉi，Iｉ＋１を出力する、電流形インバータスイッチ駆動信号（S1*乃至S6*）を発生する。
制御演算器４４には、電圧検出器８で検出された蓄電池１の電圧に相当するＲＳ端子間電圧ＶＲＳ、電動機７の速度検出器４５で検出された速度ω、電圧検出器１０で検出されたＵＶ、ＶＷ、ＷＵ端子間電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＶ、電流検出器９で検出された直流端子Ｓに流れる電流Ｉdetが入力される。
制御演算器４４は、図示していないが、電動機７への速度指令ω*と検出された速度ωが一致するように電動機制御して得るトルク指令や、入力される検出信号に基づいて、電動機７の回転制御を行い電流位相指令θi*、直流インダクタ電流指令Ｉdc*と力行-回生信号を出力する。
制御演算器４４は、図示していないが、電動機７への速度指令ω*と検出された速度ωが一致するように電動機制御して得るトルク指令や、入力される検出信号に基づいて、電動機７の回転制御を行い電流位相指令θi*、直流インダクタ電流指令Ｉdc*と力行-回生信号を出力する。
さらに、制御演算器４４は、Ｉdc*は|Idc|が一致するように電流制御してコンバータ電圧指令Ｖdc*を演算する。直流インダクタ電流Ｉdcは、電流Ｉdetのキャリア周期Ｔc内でのピーク値として求める。なお、|Idc|の検出方法は、これに限定するものではなく、直流インダクタの磁束をホールセンサで測定し、磁束から換算しても良いし、直流インダクタの二つの巻線を同時にカレントトランスへ巻いて検出した値を換算しても良い。なお、コンバータ電圧指令Ｖdc*は力行時が正、回生時が負となり、制御演算器４４は、この極性に応じて力行-回生信号を出力する。
演算されたコンバータ電圧指令Ｖdc*は、蓄電池１の電圧ＶＲＳで正規化され、その絶対値がコンバータ流通率指令λc*となる。λc*は１以下の値となるようにλlimitでリミッタ処理をされ、コンバータ流通率λcは生成される。さらに、λc*はλlimit以下ではλlimit、λlimitを超えると、その差分に応じて減少させるテーブル処理により、インバータ流通率λiは生成される。
次に、パルス分配器４１のパルス生成例を、図５、図６を用いて力行、回生ごとに説明する。図５、図６の上部にはインバータ流通率λiと電流位相指令θi*に基づき演算されたＰＷＭパルス時間指令Ｔo、Ｔ1と、電流形インバータスイッチ駆動信号（S1*乃至S6*）も示している。なお、図におけるパルス信号はＬｏｗがオフ、Ｈｉｇｈがオンである。
力行時は、図５に示すように、不均等キャリア波形ｆｃのλc×Ｔc期間で電流形インバータスイッチ駆動信号（S1*乃至S6*）を駆動信号（S1i乃至S6i）へ分配し、駆動信号（S1c乃至S6c）はすべてオフとし、不均等キャリア波形ｆｃの(１−λc)×Ｔc期間で電流形インバータスイッチ駆動信号（S2*、S4*、S6*）を駆動信号（S2c、S4c、S6c）へ分配し、駆動信号（S2i、S4i、S6i）はオフとする。
回生時は、図６に示すように、不均等キャリア波形ｆｃのλc×Ｔc期間で電流形インバータスイッチ駆動信号（S1*乃至S6*）を駆動信号（S1c乃至S6c）へ分配し、駆動信号（S1i乃至S6i）はすべてオフとし、不均等キャリア波形ｆｃの(１−λc)×Ｔc期間で電流形インバータスイッチ駆動信号（S2*、S4*、S6*）を駆動信号（S2i、S4i、S6i）へ分配し、駆動信号（S2c、S4c、S6c）はオフとする。
回生時は、図６に示すように、不均等キャリア波形ｆｃのλc×Ｔc期間で電流形インバータスイッチ駆動信号（S1*乃至S6*）を駆動信号（S1c乃至S6c）へ分配し、駆動信号（S1i乃至S6i）はすべてオフとし、不均等キャリア波形ｆｃの(１−λc)×Ｔc期間で電流形インバータスイッチ駆動信号（S2*、S4*、S6*）を駆動信号（S2i、S4i、S6i）へ分配し、駆動信号（S2c、S4c、S6c）はオフとする。
このようにして、ＰＷＭ制御回路２３は、電力変換回路３１、３２を連携してスイッチングする。
次に、昇降圧及び力行・回生の具体的動作について、順次説明していく。
まず、図３を用い、蓄電池１から電動機７へ電力変換する場合について説明する。なお、図においてＩＧＢＴのオンオフ状態を明確にするために、ＩＧＢＴをメカニカルスイッチのように表記している。以下同様である。
まず、図３を用い、蓄電池１から電動機７へ電力変換する場合について説明する。なお、図においてＩＧＢＴのオンオフ状態を明確にするために、ＩＧＢＴをメカニカルスイッチのように表記している。以下同様である。
Ｖdcの電圧制御が行われない場合は、電力変換回路３２のみがインバータ流通率λiと電流位相指令θi*に基づいてパルス幅変調される。負荷力率がほぼ１でＵ相電流が正の最大になる付近を例にとると、図３（ｂ）、（ｄ）、（ｆ）の順に片方向スイッチ１７乃至２２の駆動信号（S1i乃至S6i）を切り替える。
Ｖdcの電圧制御（調整）が行われる場合は、電力変換回路３１、３２ともにインバータ流通率λiと電流位相指令θi*に基づいてパルス幅変調される。そのために、図３（ａ）、（ｃ）、（ｄ）のスイッチ状態も出力する。図３（ａ）と（ｂ）、図３（ｃ）と（ｄ）、図３（ｅ）と（ｆ）のそれぞれは、３相交流側の電動機７の電流状態が同じであることを考慮し、コンバータ流通率λcに基づきパルス幅変調される。
その際、コンバータ流通率λcが大きく（小さく）なると、図３（ｂ）、（ｄ）、（ｆ）の時間比率を増加(減少)させ、図３（ａ）、（ｃ）、（ｅ）の時間比率を減少（増加）させ、Ｖdcの平均値が高く（低く）なるようにする。
なお、この動作の間、片方向スイッチ１１、１３、１５は常にオフとして、結合インダクタ３の巻線Ｂ２端は開放させ、結合インダクタ３はトランスではなくインダクタとして動作させている。
その際、コンバータ流通率λcが大きく（小さく）なると、図３（ｂ）、（ｄ）、（ｆ）の時間比率を増加(減少)させ、図３（ａ）、（ｃ）、（ｅ）の時間比率を減少（増加）させ、Ｖdcの平均値が高く（低く）なるようにする。
なお、この動作の間、片方向スイッチ１１、１３、１５は常にオフとして、結合インダクタ３の巻線Ｂ２端は開放させ、結合インダクタ３はトランスではなくインダクタとして動作させている。
昇圧と降圧はインバータ流通率λi、コンバータ流通率λcの大小によって決まり、λi＜λcでは蓄電池１から電動機７への昇圧動作（直流電圧から３相交流への力行）、λi＞λcでは蓄電池１から電動機７への降圧動作（直流電圧から３相交流への力行）となる。
次に、図４を用いて、電動機７から蓄電池１へ電力変換する場合の具体的な動作を説明する。
Ｖdcの電圧制御が行われない場合、電力変換回路３１のみがインバータ流通率λiと電流位相指令θi*に基づいてパルス幅変調される。図４は、図３に対し電流位相が１８０°異なる状態を示している。Ｕ相電流が負の最大になる付近を例にすると、図４（ｂ）、（ｄ）、（ｆ）の順に片方向スイッチ１１乃至１６の駆動信号（S1c乃至S6c）を切り替える。
Ｖdcの電圧制御が行われない場合、電力変換回路３１のみがインバータ流通率λiと電流位相指令θi*に基づいてパルス幅変調される。図４は、図３に対し電流位相が１８０°異なる状態を示している。Ｕ相電流が負の最大になる付近を例にすると、図４（ｂ）、（ｄ）、（ｆ）の順に片方向スイッチ１１乃至１６の駆動信号（S1c乃至S6c）を切り替える。
Ｖdcの電圧制御（調整）が行われる場合は、電力変換回路３１、３２ともにインバータ流通率λiと電流位相指令θi*に基づいてパルス幅変調される。そのため、図４（ａ）、（ｃ）、（ｄ）のスイッチ状態も出力する。図４（ａ）と（ｂ）、図４（ｃ）と（ｄ）、図４（ｅ）と（ｆ）のそれぞれは、３相交流側である電動機７の電流状態が同じであることを考慮し、コンバータ流通率λcに基づきパルス幅変調される。
その際、コンバータ流通率λcが大きく（小さく）なると、図４（ｂ）、（ｄ）、（ｆ）の時間比率を増加（減少）させ、図４（ａ）、（ｃ）、（ｅ）の時間比率を減少（増加）させ、Ｖdcの平均値が高く（低く）なるようにする。
なお、片方向スイッチ１７、１９、２１は常にオフとして、結合インダクタ３の巻線Ｂ１端は開放させ、結合インダクタ３はトランスではなくインダクタとして動作させている。
その際、コンバータ流通率λcが大きく（小さく）なると、図４（ｂ）、（ｄ）、（ｆ）の時間比率を増加（減少）させ、図４（ａ）、（ｃ）、（ｅ）の時間比率を減少（増加）させ、Ｖdcの平均値が高く（低く）なるようにする。
なお、片方向スイッチ１７、１９、２１は常にオフとして、結合インダクタ３の巻線Ｂ１端は開放させ、結合インダクタ３はトランスではなくインダクタとして動作させている。
昇圧と降圧はインバータ流通率λi、コンバータ流通率λcの大小によって決まり、λi＜λcでは電動機７から蓄電池１への降圧動作（３相交流から直流電圧への回生）、λi＞λcでは電動機７から蓄電池１への昇圧動作（３相交流から直流電圧への回生）となる。こうして、昇降圧及び力行・回生の動作は行なわれる。
次に、コンバータ流通率λcによる，コンバータ電圧Ｖdcの調整原理について説明する、電力変換回路３２におけるＶdcは結合インダクタ３の巻線Ａ１端子とＡ２端子間の電位であり、Ａ１端子は蓄電池１の正極、Ａ２端子は蓄電池１の負極へ接続されているので、Ｖdcは蓄電池１の電圧になる。
しかし、電力変換回路３１の片方向スイッチ１２、１４、１６の電流が流れ込む負極はそれぞれ、電力変換回路３２の片方向スイッチ１８、２０、２２の負極に接続されており、しかも、片方向スイッチ１２、１４、１６の電流が流れ出る正極が結合インダクタ３の巻線Ａ１端子および蓄電池１の正極に接続されていることから、片方向スイッチ１７、１９、２１と１２、１４、１６および結合インダクタ３の巻線Ａ１−Ｂ１で構成される回路は、図１２の破線内に示すような回路となり、Ｖdc＝０の電流形電力変換装置の構成であると考えることができる。
しかし、電力変換回路３１の片方向スイッチ１２、１４、１６の電流が流れ込む負極はそれぞれ、電力変換回路３２の片方向スイッチ１８、２０、２２の負極に接続されており、しかも、片方向スイッチ１２、１４、１６の電流が流れ出る正極が結合インダクタ３の巻線Ａ１端子および蓄電池１の正極に接続されていることから、片方向スイッチ１７、１９、２１と１２、１４、１６および結合インダクタ３の巻線Ａ１−Ｂ１で構成される回路は、図１２の破線内に示すような回路となり、Ｖdc＝０の電流形電力変換装置の構成であると考えることができる。
したがって、変換回路として、片方向スイッチ１７、１９、２１と１８、２０、２２を利用するか、片方向スイッチ１７、１９、２１と１２、１４、１６を利用するかを切り替えることで Ｖdcの調節が可能となる。片方向スイッチ１２、１４、１６と１８、２０、２２との切り替えをパルス幅変調にて行うものとし、切り替えた状態のそれぞれの時間を前述のようにλcに基づいて時比率制御すれば、Ｖdcの平均電圧を零から蓄電池電圧まで連続的に制御することができる。
次に、本発明の力行・回生を即時切り替え機能について説明する。
力行・回生の切り替え時に発生するサージ電圧によるスイッチ素子の破壊を防止するため、結合インダクタ３に流れている電流を遮断しないこと、および過電流によるスイッチ素子の焼損を防止するため、入出力端子間の短絡を禁止することの２つの条件が必要である。
力行・回生の切り替え時に発生するサージ電圧によるスイッチ素子の破壊を防止するため、結合インダクタ３に流れている電流を遮断しないこと、および過電流によるスイッチ素子の焼損を防止するため、入出力端子間の短絡を禁止することの２つの条件が必要である。
これら条件を満たすため、パルス分配器４１は、力行-回生信号が変化した際、３相交流側の電動機７側への電流が零となる図３（ａ）（ｂ）、図４（ａ）（ｂ）に示すタイミング等で片方向スイッチ１１乃至２２の駆動信号（S1c乃至S6c、及びS1i乃至S6i）を切り替える。
図３（ｂ）から図４（ｂ）へ切り替えられる力行から回生への動作及びその逆動作を、図７を用い説明する。
力行から回生への動作切り替えは、（ａ）→（ｂ１）→（ｃ１）→（ｄ１）→（ｅ）のシーケンス処理となる。図７（ａ）は図３（ｂ）と同じ状態である。この状態から駆動信号S4cをオンにすると、片方向スイッチ１４のダイオードは蓄電池１の電圧ＶＲＳによって逆バイアスされオフであり（ｂ１）の状態となる。この状態からS4iをオフにすると、片方向スイッチ１４のダイオードがターンオンし、（ｃ１）の状態になる。この状態から駆動信号S1cをオンにすると、片方向スイッチ１１のダイオードは蓄電池１の電圧ＶＲＳによって逆バイアスされオフであり、（ｄ１）の状態になる。この状態からS1iをオフにすると、結合リアクトル３は、フライバックトランスとして動作し、Ａ１−Ｂ１巻線の電流は巻線Ａ２−Ｂ２へ移動し（ｅ）の状態となる。この（ｅ）は図４（ｂ）と同じであり、以降、回生動作を行うようにする。
力行から回生への動作切り替えは、（ａ）→（ｂ１）→（ｃ１）→（ｄ１）→（ｅ）のシーケンス処理となる。図７（ａ）は図３（ｂ）と同じ状態である。この状態から駆動信号S4cをオンにすると、片方向スイッチ１４のダイオードは蓄電池１の電圧ＶＲＳによって逆バイアスされオフであり（ｂ１）の状態となる。この状態からS4iをオフにすると、片方向スイッチ１４のダイオードがターンオンし、（ｃ１）の状態になる。この状態から駆動信号S1cをオンにすると、片方向スイッチ１１のダイオードは蓄電池１の電圧ＶＲＳによって逆バイアスされオフであり、（ｄ１）の状態になる。この状態からS1iをオフにすると、結合リアクトル３は、フライバックトランスとして動作し、Ａ１−Ｂ１巻線の電流は巻線Ａ２−Ｂ２へ移動し（ｅ）の状態となる。この（ｅ）は図４（ｂ）と同じであり、以降、回生動作を行うようにする。
直流リアクトルをフライバックトランスとして動作させたとき、Ａ１−Ｂ１巻線とＡ２−Ｂ２巻線は同じ巻数なので、移動前と移動後の電流値は同じとなる。また，巻線Ａ１−Ｂ１の電流は遮断するが，電流は巻線Ａ２−Ｂ２へ移動して流れる経路を確保するよう動作させるので，結合インダクタ３の電流を遮断していることにはならず，巻線Ａ１−Ｂ１端子には結合していない配線のインダクタンス成分によるサージ電圧が発生する。
回生から力行の動作切り替えは、図７における前述の逆の動作を行い図４（ｂ）から図３（ｂ）へ切り替えることができる。
なお、更に直流側への電流も零となる状態からの切り替えも可能であり、その際は、力行：図３（ａ）から回生：図４（ａ）への切り替えは、図７（c１）→（d１）→（ｅ）→（d２）→（c２）で行なわれ、図７（ｄ１）と（ｅ）の間でフライバック動作が行われる。
また、回生：図４（ａ）から力行：図３（ａ）への切り替えは、図７（c２）→（b２）→（ａ）→（b１）→（c１）で行なわれ、図７（ｃ２）と（ｂ２）の間でフライバック動作が行われる。切り替えの順序方向はこれらの逆転でも問題はない。
なお、更に直流側への電流も零となる状態からの切り替えも可能であり、その際は、力行：図３（ａ）から回生：図４（ａ）への切り替えは、図７（c１）→（d１）→（ｅ）→（d２）→（c２）で行なわれ、図７（ｄ１）と（ｅ）の間でフライバック動作が行われる。
また、回生：図４（ａ）から力行：図３（ａ）への切り替えは、図７（c２）→（b２）→（ａ）→（b１）→（c１）で行なわれ、図７（ｃ２）と（ｂ２）の間でフライバック動作が行われる。切り替えの順序方向はこれらの逆転でも問題はない。
このようにして、パルス分配器４１は結合インダクタ３をフライバックトランスとして利用して、力行と回生を安全に且つ直ちに切り替える。
ここでは、双方向の昇降圧出力と、力行・回生を即時切り替え機能の両方を備える実施例を説明した。負荷への電力供給を一旦途切れさせて，インダクタの電流がゼロになるまで待ってから切り替えるであれば、結合インダクタ３に代えて、結合されていない2つの直流インダクタに分ける構成としても良い。
ここでは、双方向の昇降圧出力と、力行・回生を即時切り替え機能の両方を備える実施例を説明した。負荷への電力供給を一旦途切れさせて，インダクタの電流がゼロになるまで待ってから切り替えるであれば、結合インダクタ３に代えて、結合されていない2つの直流インダクタに分ける構成としても良い。
図８は、本発明の第２の実施例である電力変換装置の回路構成図である。図において、図１と異なるところは、電力変換回路３２の負極直流端子が蓄電池１の正極と接続され端子Ｒ、電力変換回路３１の負極直流端子が蓄電池１の負極と接続され端子Ｓとなっているところである。
図１から図８の変更に伴い、パルス分配器４１におけるＶdcの調整や、力行・回生の切り替えを変更すれば、実施例２においても実施例１と同様な動作を行なわせることができる。
したがって、図８においても、負荷への電力供給を一旦途切れさせて，インダクタの電流がゼロになるまで待ってから切り替えるであれば、結合インダクタ３に代えて、結合されていない2つの直流インダクタに分ける構成としても良い。
図１から図８の変更に伴い、パルス分配器４１におけるＶdcの調整や、力行・回生の切り替えを変更すれば、実施例２においても実施例１と同様な動作を行なわせることができる。
したがって、図８においても、負荷への電力供給を一旦途切れさせて，インダクタの電流がゼロになるまで待ってから切り替えるであれば、結合インダクタ３に代えて、結合されていない2つの直流インダクタに分ける構成としても良い。
さらに、図９、図１０、図１１は本発明の電力変換装置の適用例である。本発明の電力変換装置は、電力変換回路３１と電力変換回路３２の直流端子を直流インダクタを介して逆接続するので、電力変換装置の直流端子は正負どちらの極性も取りうることができる。
また、本発明の電力変換装置は双方向に昇降圧可能であるので、図９のように、3相交流側に電動機７に代えて発電機２５を接続し、直流側に蓄電池１に代えて単相交流電源２４を接続して、発電機２５からの発電電力を昇降圧し単相交流電源２４へ変換して供給することができる。
さらには、図１０のように、3相交流側を系統電源２６として、直流側の単相交流電源２４と非絶縁で接続することもできる。
さらには、図１１のように、直流側を直流電動機２７、３相交流側を３相交流電源２６として、ＰＷＭ制御回路２３での制御演算器４４でＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＶのフィードバックを所望の電圧になるようＩdc*を制御していたところを、フィードバックされるＶＲＳを所望の電圧になるようＩdc*を制御する直流電動機の制御演算器に変更すれば、直流電動機２７を４象限運転することもできる。
このように、本発明は直流側の負荷、3相交流側の負荷を特定するものではない。
また、本発明の電力変換装置は双方向に昇降圧可能であるので、図９のように、3相交流側に電動機７に代えて発電機２５を接続し、直流側に蓄電池１に代えて単相交流電源２４を接続して、発電機２５からの発電電力を昇降圧し単相交流電源２４へ変換して供給することができる。
さらには、図１０のように、3相交流側を系統電源２６として、直流側の単相交流電源２４と非絶縁で接続することもできる。
さらには、図１１のように、直流側を直流電動機２７、３相交流側を３相交流電源２６として、ＰＷＭ制御回路２３での制御演算器４４でＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＶのフィードバックを所望の電圧になるようＩdc*を制御していたところを、フィードバックされるＶＲＳを所望の電圧になるようＩdc*を制御する直流電動機の制御演算器に変更すれば、直流電動機２７を４象限運転することもできる。
このように、本発明は直流側の負荷、3相交流側の負荷を特定するものではない。
１ 蓄電池（直流又は単相交流負荷）
２、４〜６ キャパシタ
３ 結合インダクタ
７ 電動機（３相交流負荷）
８、１０ 電圧検出器
９ 電流検出器
１１〜１６ 片方向スイッチ
１７〜２２ 片方向スイッチ
２３ ＰＷＭ制御回路
２４ 単相電源
２５ 発電機
２６ ３相交流電源
２７ 直流電動機
３１ 第１電力変換回路
３２ 第２電力変換回路
４１ パルス分配器
４２ キャリア発生器
４３ 電流形ＰＷＭ演算器
４４ 制御演算器
４５ 速度検出器
２、４〜６ キャパシタ
３ 結合インダクタ
７ 電動機（３相交流負荷）
８、１０ 電圧検出器
９ 電流検出器
１１〜１６ 片方向スイッチ
１７〜２２ 片方向スイッチ
２３ ＰＷＭ制御回路
２４ 単相電源
２５ 発電機
２６ ３相交流電源
２７ 直流電動機
３１ 第１電力変換回路
３２ 第２電力変換回路
４１ パルス分配器
４２ キャリア発生器
４３ 電流形ＰＷＭ演算器
４４ 制御演算器
４５ 速度検出器
Claims (7)
- 直流又は単相交流負荷、及び３相交流負荷のそれぞれに並列接続された第１及び第２の２つの電流形電力変換回路と、第１及び第２の２つの直流インダクタと、前記２つの電流形電力変換回路をパルス幅変調するＰＷＭ制御回路を備えた電力変換装置であって、
前記２つの電流形電力変換回路は、前記２つの直流インダクタを介して逆極性で接続され、
前記ＰＷＭ制御回路は、前記２つの電流形電力変換回路を連携してスイッチングし、前記直流又は単相交流負荷と前記３相交流負荷との間で双方向に昇降圧することを特徴とする電力変換装置。 - 前記２つの直流インダクタは、第１及び第２の２つの巻線を備えた結合インダクタであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 前記２つの電流形電力変換回路は、自己消弧能力をもち、片方向に電流を流すことができる複数の片方向スイッチで構成され、
前記第１の電流形電力変換回路は、３相交流を直流又は単相交流へ変換し、
前記第２の電流形電力変換回路は、直流又は単相交流を３相交流へ変換し、
前記第１の電力変換回路の正極直流端子と前記第２の電力変換回路の負極直流端子は、前記第１の直流インダクタを介して接続され、
前記第１の電力変換回路の負極直流端子と前記第２の電力変換回路の正極直流端子は、前記第２の直流インダクタを介して接続され、
前記２つの直流インダクタは、前記第１の電力変換回路の正極直流端子と前記第2の電力変換回路の正極直流端子が同極となる方向に接続され、
前記第１の電力変換回路の正極と前記第２の電力変換回路の正極を直流端子とするか、あるいは前記第１の電力変換回路の負極と前記第２の電力変換回路の負極を直流端子とすることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。 - 前記直流又は単相交流負荷から前記３相交流負荷へ電力変換されるときは、前記第１の電力変換回路においては直流端子と接続された片方向スイッチが動作し、
前記３相交流負荷から前記直流又は単相交流負荷へ電力変換されるときは、前記第２の電力変換回路においては直流端子と接続された片方向スイッチが動作してパルス幅変調することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。 - 前記ＰＷＭ制御回路は、前記３相交流負荷の相間電圧と、前記結合インダクタに流れる電流Iｄｃと、前記直流又は単相交流負荷の端子電圧ＶＲＳを用いて、電力変換する方向信号である力行-回生信号と、コンバータ流通率λcと、インバータ流通率λi及び電流位相指令θi*を出力する制御演算器と、
前記コンバータ流通率λcに応じて、時比率を変える不均等キャリア信号と、キャリア期間判別信号を出力する不均等キャリア波形を発生するキャリア発生器と、
前記不均等キャリア波形、前記インバータ流通率λi及び前記電流位相指令θi*に基づきスイッチ駆動信号（S1*乃至S6*）を発生する電流形ＰＷＭ演算器と、
前記力行-回生信号と前記キャリア期間判別信号に基づき、前記スイッチ駆動信号（S1*乃至S6*）を前記２つの電流形電力変換回路へ分配して出力するパルス分配器と、
を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。 - 前記ＰＷＭ制御回路は、前記直流又は単相交流負荷と前記３相交流負荷の間の電力変換する方向を切り替える際は、前記第１巻線と前記第２巻線のどちらか一方の電流経路を閉，他方の電流経路を開とする動作によって切り替えることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
- 前記直流又は単相交流負荷は蓄電装置、発電装置、電源、発電機、電動機のいずれかであり、前記３相交流負荷は系統電源、発電装置、発電機、電動機のいずれかであることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
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