WO2006090675A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2006090675A1
WO2006090675A1 PCT/JP2006/303001 JP2006303001W WO2006090675A1 WO 2006090675 A1 WO2006090675 A1 WO 2006090675A1 JP 2006303001 W JP2006303001 W JP 2006303001W WO 2006090675 A1 WO2006090675 A1 WO 2006090675A1
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power
voltage
power supply
maximum
inv
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Application number
PCT/JP2006/303001
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English (en)
French (fr)
Inventor
Akihiko Iwata
Makoto Seto
Masaki Yamada
Shigeki Harada
Hiroshi Ito
Tomoyuki Kawakami
Original Assignee
Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha filed Critical Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha
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Priority to US11/816,324 priority patent/US7596008B2/en
Priority to EP20060714141 priority patent/EP1852964B1/en
Priority to CN2006800060538A priority patent/CN101128973B/zh
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/0077—Plural converter units whose outputs are connected in series

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that converts DC power into AC power, and more particularly to a power conversion device that is used in a power conditioner or the like that links a distributed power source to a system.
  • a distributed power supply that is a solar cell is also boosted using a chiyotsuba, and an inverter of PWM control is inserted in the subsequent stage to output power. AC voltage is generated.
  • the DC power output from the solar cell drives the internal control power supply of the power conditioner and enables the internal circuit to operate.
  • the internal circuit includes a chiyotsuba circuit and an inverter unit, and the chiyotsuba circuit boosts the voltage of the solar cell to a voltage required to connect to the grid.
  • the inverter section is composed of four switch forces and performs PWM switching so that the output current has a phase synchronized with the system voltage. In this way, a strip-shaped waveform is output to the output, and the average voltage of the output is controlled by changing the output time ratio.
  • the output voltage is averaged by the smoothing filter provided on the output side, and sent to the system.
  • AC power is output (see Non-Patent Document 1, for example).
  • Non-Patent Document 1 “Development of Solar Power Conditioner Type KP40F” OMRON TECHNIC S Vol.42 No.2 (Volume 142) 2002
  • the maximum value of the output voltage of the inverter is determined by the magnitude of the boosted voltage by the chopper. For this reason, for example, when outputting an AC voltage of 200V, the boosted DC voltage needs to be 282V or higher, and is usually set higher with a margin.
  • the output voltage of solar voltage is Usually, it is about 200V or less, and it is necessary to boost it to 282V or more as mentioned above. If the boost ratio is increased, the loss of the chopper becomes larger, and the efficiency of the entire power conditioner is lowered.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems.
  • the power converter that converts the power of the DC power source into AC and outputs the AC power to the system and the load, each part It is an object of the present invention to obtain a power conversion device that improves the conversion efficiency by reducing the loss of the power supply and promotes the downsizing of the device configuration.
  • a plurality of AC sides of a single-phase inverter that converts DC power of a DC power source into AC power are connected in series, and a predetermined combination selected from the plurality of single-phase inverters is used.
  • the output voltage is controlled by the sum of the generated voltages.
  • the first and second DC power supplies that are input to the first and second single-phase inverters connected to each other on the AC side in the single-phase inverters are connected to each other via a DC / DC converter. Is done.
  • the DCZDC converter supplies power from the first DC power source having a higher voltage to the second DC power source having a lower voltage via the switching elements in the first and second single-phase inverters. Supply.
  • a smooth output voltage waveform can be obtained with high accuracy by combining the voltages of each single-phase inverter, and the filter on the output side can be downsized or omitted, and the device configuration is small and inexpensive.
  • power is supplied from the first DC power supply to the second DC power supply between the DC power supplies that are input to each single-phase inverter, and the total sum of the voltages of each single-phase inverter is output. High voltage can be output due to loss.
  • the DC / DC converter supplies power from the first DC power source to the second DC power source via the switching elements in the first and second single-phase inverters. Can supply power. This improves conversion efficiency, is small and inexpensive Thus, a power conversion device configured as described above can be obtained.
  • FIG. 1 A schematic configuration diagram showing a power conditioner according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of the power conditioner according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of the DCZDC converter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 4 shows a power conditioner according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of a DCZDC converter according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of a DCZDC converter according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing another example of the DCZDC converter according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram showing a circuit configuration of a power conditioner according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of the DCZDC converter according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a diagram showing a bidirectional DCZDC converter according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram showing a bidirectional DCZDC converter according to another example of the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram showing a bidirectional DCZDC converter according to a second other example of the fourth embodiment of the present invention.
  • ⁇ 14 Schematic configuration diagram showing a power conditioner according to Embodiment 7 of the present invention.
  • ⁇ 15 Configuration diagram of a bypass circuit according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 16 is a configuration diagram of another example of the bypass circuit according to the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 is a configuration diagram of a second alternative example of the bypass circuit according to the seventh embodiment of the present invention.
  • a power converter according to Embodiment 1 of the present invention (hereinafter referred to as a power conditioner) will be described below with reference to the drawings.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a power container according to Embodiment 1 of the present invention.
  • multiple (in this case, three) single-phase inverters 2B-INV, 3B-INV, and IB-1 NV are connected in series to connect inverter unit 1 that is a single-phase multiple converter.
  • Each single-phase inverter 2B-INV, 3B-INV, 1B-INV has a diode connected in antiparallel. Consists of a plurality of IGBTs and other self-extinguishing semiconductor switching elements.
  • Single-phase inverter 3B-input Single-phase inverter 1B-IN is connected to one of the AC side terminals of 3B-INV.
  • Single-phase inverter 2B-INV is connected to the other.
  • self-extinguishing semiconductor switching elements Qx, Qy such as two IGBTs with diodes connected in anti-parallel as a short-circuit switch that short-circuits both AC side terminals of single-phase inverter 3B-INV are connected to single-phase inverter 3B.
  • -I Connected to NV in parallel.
  • a boosting booster circuit 3 comprising a switching element (hereinafter referred to as a switch) 3a such as an IGBT 3a, a rear tuttle 3b, and a diode 3c is provided after the direct-current power supply 2 by sunlight as a third direct-current power supply. is set up.
  • the boosting chiba circuit 3 boosts the DC voltage V obtained by the DC power source 2 and charges the smoothing capacitor that becomes the DC power source V (potential V).
  • Each single-phase inverter 2B-INV, 3B-INV, IB-INV is a DC of each DC power supply V, V, V
  • the DC power supply V is referred to as the maximum DC power supply V
  • the single-phase inverter 3B-INV is the maximum single-phase inverter 3B-INV.
  • V V ⁇ (2/9) -V. That is, inverter 1B-INV, 2 ⁇ - ⁇
  • Inverter unit 1 determines the voltage V as a sum total of these generated voltages. Output by adjusting control. This output voltage V is the rear tuttle 6a
  • System 5 is assumed to be grounded at midpoint R with a columnar transformer.
  • FIG. 2 shows the DCZDC converter 4 that connects the DC power sources V 1, V 2, and V 3.
  • FIG. 2 shows a circuit configuration including the DCZDC converter 4 of the power conditioner, but for convenience, the DC power supply 2 and the boosting chiba circuit 3 are not shown.
  • the DC / DC converter 4 is composed of the chopper circuits 7a and 7b, the chopper circuit 7a is connected between the maximum DC power supply V and the DC power supply V, and the chopper circuit 7b is connected to the maximum DC power supply V.
  • Each chopper circuit 7a, 7b has a rear tuttle Ll, L2, diode
  • the maximum DC power supply V is connected to the maximum single-phase inverter by the operation of the chiyotsuba circuit 7b.
  • Power is supplied to DC power supply V via 3B-INV and single-phase inverter 2B-INV. Also,
  • 3B 1B Prevents direct current from flowing back to each potential of the power supply V.
  • each single-phase inverter 2B-INV, 3B-INV, IB-INV and chopper circuits 7a and 7b will be described with reference to FIG.
  • single-phase inverter 1B-INV output and single-phase inverter 2B-INV output are equal to each single-phase inverter 1B-INV
  • 2B-INV is the target output voltage and maximum single-phase inverter Output by PWM control to compensate for the difference from the 3B-INV output voltage.
  • the current is controlled to flow into the system 5, but if the rear tuttle 6a provided on the output side is very small, the output voltage V of the inverter unit 1 is averaged. The difference with the grid voltage is small and can be considered to be almost the same.
  • the switching element Q12 is turned on, and the switching elements Qll and Q14 are alternately turned on. Because switching elements Q31 and Q12 are on during this T period
  • the maximum DC power supply V power is also applied to the switching elements Q31 and Q12.
  • Reactor L1 is charged by current iLl flowing through, and DC power source V is supplied from current iLlx flowing through diode DzlA from rear tuttle L1.
  • the switching element Q31, Q32 is turned on and the single-phase inverter is turned on during the T period.
  • 1B-INV outputs a positive voltage by PWM control, turns on switching device Q13, and turns on switching devices Ql l and Q 14 alternately. In this T period, switch Qs
  • V power is the maximum single-phase inverter 3B-INV and
  • DC power supply V can be supplied via single-phase inverter 1B-INV.
  • the switching element Q24 is turned on, and the switching elements Q22 and Q23 are alternately turned on. During this T period, switching elements Q33 and Q24 are on.
  • the rear tuttle L2 is charged by the current iL2 flowing through it, and is supplied to the DC power source V by the current iL2x flowing through the diode Dz2 A from the rear tuttle L2.
  • the reverse tutor L2 is charged by the current iL2 flowing through the anti-parallel diode and DC power supply V.
  • DC power supply V can be supplied via single-phase inverter 2B-INV.
  • an output voltage waveform close to a sine wave can be obtained with high accuracy by combining the generated voltages of the single-phase inverters 2B-INV, 3B-INV, and 1B-INV.
  • the smoothing filter 6 on the side can be reduced in capacity or omitted, and the apparatus configuration can be reduced in size.
  • the DC voltage V obtained by boosting the solar voltage V by the boosting chiba circuit 3 is used as the DC power source.
  • the power conditioner is configured to obtain the output voltage by the sum of the generated voltages, a voltage higher than the DC voltage V boosted by the boosting chiba circuit 3 can be output efficiently.
  • the DCZDC converter 4 is composed of rear tuttles Ll and L2, rectifying elements DzlA and Dz2A, and switcher circuits 7a and 7b that also have switch Qs and Qr forces.
  • transformer leakage inductance can be supplied with high-efficiency power transmission that eliminates the decrease in efficiency due to excitation inductance, and the voltage of DC power supplies V and v can be set.
  • the maximum single-phase inverter 3B-INV uses the positive electrode of the maximum DC power supply V as the AC output power.
  • the chitsuba circuits 7a and 7b turn on and off the switches Qs and Qr to charge the rear tuttle Ll and L2, and the rear tuttle Ll and L2 Power diodes DzlA, Dz2A ensures that the current flowing through DzlA and Dz2A
  • the maximum single-phase inverter 3B-INV is centered and the single-phase inverters 2B-INV and 1B-INV are arranged and connected on both sides, the maximum DC power supply V of the maximum single-phase inverter 3B-INV Easy and effective for DC power supplies V and V of each single-phase inverter 2B-INV and 1B-INV on both sides
  • the DCZDC comparator 4 is composed of chopper circuits 7a and 7b including rear tuttles Ll and L2, rectifying elements DzlA and Dz2A, and switches Qs and Qr. Force
  • the rear tuttles L1 and L2 of the respective chopper circuits 7a and 7b are magnetically coupled by a magnetic coupling core 100 made of a magnetic material.
  • the configuration other than the magnetic coupling of the rear tuttles Ll and L2 is the same as that in the first embodiment.
  • the DC power supply 2 and the boosting chiba circuit 3 are not shown.
  • both the chopper circuits 7a and 7b can use the above energy, and can supply not only the DC power source V but also the DC power source V. Same
  • the switch Qr of the chopper circuit 7b is turned on and off, and the energy accumulated in the rear tuttle L2 is transferred to the rear tuttle L1 at the rate of magnetic coupling, so that only the DC power supply V In addition, it can supply power to the DC power supply V.
  • each DC power supply V 1, V 2 is a DC power supply
  • each DC power source V 1, V 2 V is the maximum single-phase inverter 3 over one period of the basic AC wave.
  • each chitsuba circuit 7a, 7b is connected to each DC power source V, V by 1
  • each of the rear tuttles Ll and L2 is connected to the two reactors Ll and L2. Configure each winding so that the polarity of the induced electromotive force is in the same direction
  • the single-phase inverter 1B-INV outputs a positive voltage with PWM control.
  • V is supplied from the maximum DC power supply V.
  • the current iLl charges the rear tuttle L1 of the chopper circuit 7a to accumulate energy, but energy is also transferred to the rear tuttle L2 of the chopper circuit 7b that is magnetically coupled to the rear tuttle L1. At this time, the current iL2 does not occur because the force diode Dz2A, which generates a voltage in the same polarity as the rear tuttle L1, in the rear tuttle L2 blocks the current.
  • each of the rear tuttles Ll and L2 supplies currents iLlx and iL2x with the stored energy, and supplies power to the DC power sources V and V, respectively. in this way,
  • the single-phase inverter 2B-INV outputs a negative voltage by PWM control.
  • IB 2B is powered from the maximum DC power supply V.
  • the current iL2 flows through Q24, and during the period T, the switching element from the maximum DC power source V
  • the current iL2 is passed through the anti-parallel diode of Q33, switching element Q21, and DC power supply V.
  • the current iL2 charges the rear tuttle L2 of the chopper circuit 7b and accumulates energy. The energy is also transferred to the rear tuttle L1 of the chopper circuit 7a that is magnetically coupled to the rear tuttle L2. At this time, voltage is generated in the rear tuttle L1 in the same polarity as the rear tuttle L2. The current iLl is not generated because the power diode DzlB blocks the current.
  • each of the rear tuttles Ll and L2 supplies currents iLlx and iL2x to the DC power sources V and V, respectively, using the stored energy. in this way,
  • each of the rear tuttles Ll and L2 is connected to the two reactors Ll and L2.
  • Each winding is configured so that the polarities of the induced electromotive forces are opposite to each other, and a gap is provided in the magnetic coupling core 100 to adjust the strength of the magnetic coupling.
  • each DC power source V 1 and V 2 has a maximum DC power source.
  • the magnetic coupling core 100 adjusts the strength of the magnetic coupling between the rear tuttle L1 and the rear tuttle L2 with a gap provided in the magnetic coupling core 100.
  • both DC power supplies V and V can be supplied.
  • Inrush current is prevented from flowing into the source V by the gap provided in the magnetically coupled core 100.
  • the maximum DC power supply V of the maximum single-phase inverter 3B-INV is the same as that of the third DC power supply.
  • the direct current voltage V obtained by the direct current power source 2 with sunlight is increased by the step-up chopper circuit 3 o
  • the DC power supply 2 and the boost chopper circuit 3 are omitted for the sake of convenience.
  • DCZD so that the voltage V, V, V of the DC power supply has a predetermined voltage ratio
  • V: V: V 1: 3: 9.
  • DCZDC converter 4 is composed of chopper circuits 7a and 7b.
  • Chopper circuit 7a is connected between DC power supply V and DC power supply V
  • chopper circuit 7b is connected between maximum DC power supply V and DC power supply V.
  • Each of the chopper circuits 7a and 7b includes a rear tuttle Ll and L2, diodes DzlA and Dz2A, and switches Qs and Qr, and each operates as a DC / DC converter. Then, by the operation of the chopper circuit 7b, from the maximum DC power source V to the maximum single-phase inverter 3B
  • Power is supplied to DC power supply V via -INV and single-phase inverter 2B-INV.
  • each single-phase inverter 1B-INV, 2B-INV, 3B-INV and chopper circuits 7a, 7b will be described with reference to FIG.
  • each single-phase inverter 1B-INV, 2B-INV is output by PWM control so as to compensate for the difference between the target output voltage and the maximum single-phase inverter 3B-INV output voltage.
  • the output indicating that the output of the single-phase inverter 1B-INV and the output of the single-phase inverter 2B-INV are equal is not limited to this.
  • switching element Q24 is turned on, and switching elements Q22 and Q23 are alternately turned on. During this T period, switching elements Q33 and Q24 are on, so
  • the rear tuttle L2 is charged by the current iL2 that flows, and the DC power supply V is supplied by the current iL2x that flows from the rear tuttle L2 through the diode Dz2A.
  • the reverse tutor L2 is charged by the current iL2 flowing through the anti-parallel diode and DC power supply V.
  • V power is the maximum single-phase inverter 3B-INV and
  • DC power supply V can be supplied via single-phase inverter 2B-INV.
  • Inverters 1B-INV and 2B-INV output positive voltages by PWM control, switching elements Q14 and Q24 are turned on, and switching elements Q12 and Q13 and switching elements Q22 and Q23 are alternately turned on. .
  • switching element Q When 4 is turned on, switching element Q is switched from DC power supply V by turning on / off switch Qs.
  • single-phase inverters 1B-INV and 2B-INV control the negative voltage respectively by PWM control.
  • the switching elements Ql l and Q21 are turned on, and the switching elements Q12 and Q13 and switching elements Q22 and Q23 are alternately turned on. In this T period,
  • switching element Q23 of single-phase inverter 2B-INV is turned on and DC power supply V
  • switch Qs of chitsuba circuit 7a is turned on. By turning off the DC power supply V power, the single-phase inverter 2B-INV and single-phase inverter 1B-I
  • Power can be supplied to DC power supply V via NV.
  • the single-phase inverter 2 connected adjacent to the maximum DC power source V of the maximum single-phase inverter 3B-INV is arranged at the end with the maximum single-phase inverter 3B-INV.
  • Single-phase inverters 3B-INV and 2B-IN V connected adjacent to each other in the direction in which the power supply voltage increases.
  • three single-phase inverters are used.
  • two, four, or more input terminals may be arranged in ascending or descending order of the voltage of each DC power source.
  • the bidirectional DCZDC converter 11 shown in Fig. 10 (a) is composed of a transformer and switches Qdl, Qd2, Qd3, and transformer windings l la, l ib connected to the DC power sources V 1, V 2, V 3
  • Fig. 10 (b) shows the gate voltages that serve as the drive signals for the switches Qdl, Qd2, and Qd3.
  • the gate voltage of switch Qd3 and the gate voltage of switch Qdl are inversely related, and V and V
  • the voltage relationship with 3B is determined to be 9: 1 by the value of Td and the transformer turns ratio.
  • the voltage relationship between 3B and V is determined to be 3: 1 by the value of the transformer turns ratio alone.
  • V can be controlled by changing Td, and V is determined by the transformer turns ratio.
  • Both voltages V 1 and V 2 can be set to predetermined values.
  • a flyback converter is connected between the maximum DC power supply V and the DC power supply V.
  • the voltage of the DC power supply V and v can be set with a small number of elements.
  • a bidirectional DCZDC converter 12 shown in FIG. 11 (a) includes a transformer, switches Qdl, Qd2, Qd3, and a reset winding 13. Transformers connected to each DC power supply V, V, V
  • windings 12a, 12b, 12c are connected between the maximum DC power source V and each DC power source V, V.
  • Figure 11 (b) shows the gate voltage that is the drive signal for each switch Qdl, Qd2, and Qd3.
  • each switch Qdl, Qd2, Qd3 has the same relationship, and each direct pressure V, V, V
  • IB 2B 3B The relationship of IB 2B 3B is defined as 1: 3: 9 by the value of the transformer turns ratio alone. At this time, V
  • IB 3B IB 3B 1B Power is transferred from the flow power supply V to the maximum DC power supply V. If V> 3V,
  • V to connect to each other as a forward converter
  • the bidirectional DCZDC converter 14 shown in Fig. 12 (a) includes a transformer and switches Qdl, Qd2, and Q d3, and transformer windings 14a and 14b connected to the DC power sources V, V, and V, respectively. , 1
  • Figure 12 (b) shows the gate voltage that is the drive signal for each switch Qdl, Qd2, and Qd3.
  • the gate voltage of switch Qd3 and the gate voltage of each switch Qdl and Qd2 are inversely related.
  • the relationship between the direct pressures V 1, V 2, and V is determined as 1: 3: 9 according to the value of the Td and transformer turns ratio.
  • each V and V can be controlled reliably.
  • These voltages V and v can also be stably controlled to predetermined values.
  • the DCZDC converter 4 configured by the chopper circuits 7a and 7b performs a one-way power supply operation only for supplying the maximum DC power source V power.
  • a one-way DCZDC converter 4 The voltage ratio of each V and V is high
  • the maximum value (peak value) of the AC voltage V output from the inverter is set to Vm out
  • Q and Q are connected to each single-phase inverter 1B-INV, 2B-INV, 3B-INV The amount of charge flowing out from the DC power sources V and v due to discharging and charging. Directly connected to each inverter
  • the outflow charge amount (Q + Q), which is the capacity, becomes zero at the voltage utilization rate P ( about 0.83).
  • Output pulse 16 is the total output of single-phase inverters IB-INV and 2B-INV, and 17 is the AC output voltage V from the power conditioner.
  • the sunlight voltage decreases due to an increase in the outside air temperature, etc.
  • the output voltage Vc (V) of the booster chopper circuit 3 of the power conditioner is, for example, about 204V.
  • 15a and 15b are the output pulses of the maximum single-phase inverter 3B-INV before and after adjusting the pulse width
  • 16a and 16b are the sum of the single-phase inverters 1 B-INV and 2B-INV before and after adjusting the pulse width, respectively. Is the output.
  • the voltage of sunlight increases due to a decrease in the outside air temperature or the like, and the output voltage Vc (V) of the booster chopper circuit 3 of the power conditioner is about 260 V, for example.
  • 15c and 15d are the output pulses of the maximum single-phase inverter 3B-INV before and after adjusting the pulse width
  • 16c and 16d are the sum of the single-phase inverters 1B-IN V and 2B-INV before and after adjusting the pulse width, respectively. Is the output.
  • the power load of single-phase inverters 1B-INV and 2B-INV can be easily adjusted by increasing or decreasing the output pulse width of maximum single-phase inverter 3B-INV.
  • the single-phase inverters 1B-INV and 2B-INV have the DC voltage necessary to obtain the total output of V and 2B-INV, a predetermined output can be obtained.
  • IB 2B can be adjusted to approach 0. For this reason, the power handled by the DC / DC converter 4 can be brought close to 0, and the efficiency is improved.
  • Such control can also be applied to the case of the fourth embodiment, and the power handled by the bidirectional DCZDC converters 11, 12, and 14 can be brought close to 0, and the efficiency is improved.
  • the efficiency of the step-up chopper circuit 3 is improved as follows.
  • the maximum output voltage required for 200V AC output is about 282V, and the output voltage V of the inverter unit 1 can be output up to V + V + V. For this reason V +
  • V + V is about 282V or higher, the power conditioner can output 200V AC.
  • V + V + V is higher than V, which is the voltage boosted by the boost chopper circuit 3.
  • V + V + V is 282V or higher, which is the condition for AC output
  • the IGBT switch 3a is turned on and off to (195V) and boosted to the voltage V. If exceeded, the IGBT switch 3a is stopped and the boosting operation of the boosting chopper circuit 3 is stopped. As the solar voltage V increases, the step-up rate decreases and the efficiency of the step-up booster circuit 3 is improved.
  • the step-up operation is stopped by stopping the T switch 3a, the loss associated with the step-up can be greatly reduced as described above, and a power conditioner with high conversion efficiency can be obtained.
  • the predetermined voltage V for stopping the boosting operation may be about 195 V or more, but a lower voltage and
  • FIG. 14 is a schematic configuration diagram showing a power conditioner according to Embodiment 7 of the present invention.
  • the power conditioner shown in FIG. 1 of the first embodiment is provided with a bypass circuit 20 that bypasses the step-up chopper circuit 3.
  • the boost chopper circuit 3 boosts the DC voltage V obtained by the DC power source 2 to obtain V which is the voltage of the maximum DC power source V. Also, boost boost boost
  • a bypass circuit 20 including a relay 20 a is connected in parallel to the booster chopper circuit 3.
  • the IGBT switch 3a is connected until the DC voltage (solar voltage) V obtained by the input DC power source 2 reaches the predetermined voltage V (195V).
  • the voltage is increased to the voltage V. During this time, the relay 20a of the bypass circuit 20 is opened.
  • the relay 20a of the bypass circuit 20 is closed and a current flows to the bypass circuit 20 side to bypass the rear tuttle 3b and the diode 3c of the boosting chopper circuit 3.
  • the boosting chiba circuit 3 outputs the output voltage.
  • the step-up rate increases as the solar voltage V increases.
  • Solar voltage V is a predetermined voltage V If exceeded, the boost operation is stopped, the relay 20a of the bypass circuit 20 is closed, and a current flows to the bin circuit 20 side, so that there is almost no loss. Therefore, the solar voltage V becomes the voltage V
  • the efficiency of the pressure booster circuit 3 suddenly increases at O ml.
  • the predetermined voltage V for stopping the boosting operation may be about 195V or more, but it is lower.
  • a higher voltage can further reduce the loss of the chiyotsuba circuit 3.
  • the conduction loss of the rear tuttle 3b and the diode 3c can be eliminated by bypassing the rear tuttle 3b and the diode 3c in the boosting booster circuit 3 that can only reduce the loss by stopping the IGBT switch 3a. Therefore, there is almost no loss in the boosting booster circuit 3. For this reason, a power conditioner with high conversion efficiency is obtained.
  • bypass circuit 20 in the seventh embodiment will be described below based on FIGS.
  • the no-pass circuit 20 is constituted by a relay 20a, and bypasses one or both of the rear-tuttle 3b and the diode 3c connected in series in the boosting chiba circuit 3 or both.
  • FIG. 15 shows the bypass circuit 20 that bypasses the rear tuttle 3b and the diode 3c with the relay 20a as shown in FIG. 14 of the seventh embodiment.
  • Figure 16 shows an alternative bypass circuit 20 that bypasses only diode 3c with relay 20a.
  • FIG. 17 shows a bypass circuit 20 according to a second alternative example, in which only the rear tuttle 3b is bypassed by the relay 20a.
  • a self-extinguishing semiconductor switch 20b is connected in parallel to the relay 20a. Since the relay 20a is generally opened at zero current or opened at a low voltage, it is difficult to cut off DC current. Thus, the semiconductor switch 20b can be easily cut off in parallel. In this case, the semiconductor switch 20b is turned on at the same time as the relay 20a is opened, and the current is transferred to the semiconductor switch 20b. As a result, the current flowing through the relay 20a is cut off, and then the semiconductor switch 20b is turned off.
  • the IGBT switch 3a is turned on.
  • the DC power source V is the solar voltage to bypass the diode 3c.
  • the relay 20a May cause damage to the panel. For this reason, the current flowing through the relay 20a is detected, and when the current falls below a certain value, the relay 20a is opened and switched to a current path via the rear tuttle 3b and the diode 3c. Thus, by opening the relay 20a and enabling the function of the diode 3c, it is possible to provide a reverse current prevention function and a solar panel reverse voltage protection function.
  • the relay 20a When the relay 20a is opened, even if a reverse current has already occurred due to a detection delay or the like, it can be reliably cut off by transferring the current to the semiconductor switch 20b.

Abstract

　太陽光電圧を昇圧チョッパ回路（３）で昇圧した直流電圧Ｖ３Ｂを直流電源とした最大単相インバータ3B-INVを中央に配置し、この最大直流電源Ｖ３Ｂから電力供給される直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂを入力とする単相インバータ2B-INV、1B-INVを最大単相インバータ3B-INVの両側に配置して、各単相インバータの交流側を直列に接続し、各単相インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパワーコンデショナを構成する。最大直流電源Ｖ３Ｂと直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂとの間にチョッパ回路（７ａ）、（７ｂ）を接続して、最大直流電源Ｖ３Ｂから各単相インバータ内のスイッチング素子を介して直流電源Ｖ１Ｂ、Ｖ２Ｂへ電力供給する。

Description

明 細 書
電力変換装置
技術分野
[0001] 本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に分散電源 を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである 背景技術
[0002] 従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンデイショナに示されるよう に、太陽電池である分散電源力もチヨツバを用いて昇圧し、その後段に PWM制御の インバータを挿入して、出力の交流電圧を発生している。
このような従来のパワーコンデイショナの基本的な動作を以下に示す。太陽電池か ら出力される直流電力は、パワーコンデイショナの内部制御電源を駆動し内部回路 が動作可能になる。内部回路は、チヨツバ回路とインバータ部とを備え、チヨツバ回路 は太陽電池の電圧を、系統へ連系するのに必要となる電圧まで昇圧する。インバー タ部は 4つのスィッチ力 構成され、系統電圧に同期した位相の出力電流となるよう P WMスイッチングを行う。このように出力に短冊状の波形を出力し、出力する時間比 率を変えることによって出力の平均電圧をコントロールし、出力された電圧は出力側 に設けられた平滑フィルタによって平均化され、系統へは交流電力が出力される（例 えば、非特許文献 1参照)。
[0003] 非特許文献 1：「ソーラーパワーコンデイショナ形 KP40Fの開発」 OMRON TECHNIC S Vol.42 No.2(通巻 142号) 2002年
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0004] 太陽光電圧を系統に連系させる従来のパワーコンディショナでは、インバータの出 力電圧の最大値は、チヨッパによる昇圧電圧の大きさによって決まる。このため、例え ば 200Vの交流電圧を出力する場合には、昇圧された直流電圧は 282V以上が必 要であり、通常は余裕を見てさらに高く設定されている。太陽光電圧の出力電圧は、 通常 200V程度、あるいはそれ以下であり、上述したように 282V以上に昇圧する必 要がある。昇圧率が高くなるとチヨッパ部の損失が大きくなり、パワーコンデイショナ全 体の効率が低下してしまう。
また、インバータ部の PWMスイッチング動作を用いて出力に正弦波の電流や電圧 を発生させているため、出力側に大型の平滑フィルタが必要で、装置構成を小型化 するのは困難であった。
[0005] この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、直流電 源力 の電力を交流に変換して系統や負荷に出力する電力変換装置において、各 部の損失を低減して変換効率を向上し、しかも装置構成の小型化が促進された電力 変換装置を得ることを目的とする。
課題を解決するための手段
[0006] この発明による電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単 相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択 された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を制御する。上記 複数の単相インバータ内で交流側が互いに隣り合って接続された第 1、第 2の単相ィ ンバータの入力となる第 1、第 2の直流電源は、 DC/DCコンバータを介して互いに 接続される。そして、上記 DCZDCコンバータは、電圧の大きい方の上記第 1の直流 電源から電圧の小さい方の上記第 2の直流電源へ、上記第 1、第 2の単相インバータ 内のスイッチング素子を介して電力供給する。
発明の効果
[0007] このような電力変換装置では、各単相インバータの電圧の組み合わせにより精度良 く滑らかな出力電圧波形を得ることができ、出力側のフィルタを小型化あるいは省略 でき装置構成を小型で安価にできる。また、各単相インバータの入力となる直流電源 間で、第 1の直流電源から第 2の直流電源へ電力供給し、各単相インバータの電圧 の総和で出力させるため、変換効率が高ぐ小さな損失で高い電圧を出力可能とな る。また、 DC/DCコンバータにより、第 1の直流電源から第 1、第 2の単相インバー タ内のスイッチング素子を介して第 2の直流電源へ電力供給するようにしたため、効 率の高い電力伝送で電力供給できる。これにより、変換効率が向上し、小型で安価 に構成された電力変換装置が得られる。
図面の簡単な説明
圆 1]この発明の実施の形態 1によるパワーコンデイショナを示す概略構成図である。 圆 2]この発明の実施の形態 1によるパワーコンデイショナの回路構成を示す図である
[図 3]この発明の実施の形態 1による DCZDCコンバータの動作を説明する図である
[図 4]この発明の実施の形態 2によるパワーコンデイショナを示す図である。
[図 5]この発明の実施の形態 2による DCZDCコンバータの例を示す図である。
[図 6]この発明の実施の形態 2による DCZDCコンバータの動作を説明する図である
[図 7]この発明の実施の形態 2による DCZDCコンバータの別例を示す図である。
[図 8]この発明の実施の形態 3によるパワーコンデイショナの回路構成を示す図である
[図 9]この発明の実施の形態 3による DCZDCコンバータの動作を説明する図である
[図 10]この発明の実施の形態 4による双方向 DCZDCコンバータを示す図である。
[図 11]この発明の実施の形態 4の別例による双方向 DCZDCコンバータを示す図で ある。
[図 12]この発明の実施の形態 4の第 2の別例による双方向 DCZDCコンバータを示 す図である。
圆 13]この発明の実施の形態 5による出力パルス調整を説明する図である。
圆 14]この発明の実施の形態 7によるパワーコンデイショナを示す概略構成図である 圆 15]この発明の実施の形態 7によるバイパス回路の構成図である。
圆 16]この発明の実施の形態 7によるバイパス回路の別例による構成図である。 圆 17]この発明の実施の形態 7によるバイパス回路の第 2の別例による構成図である 符号の説明
[0009] 2 第 3の直流電源 (太陽光）
3 昇圧回路としての昇圧チヨツバ回路
4 DCZDCコンバータ
5 系統
7a, 7b チヨッパ回路
15, 15a〜15d 出カノ レス
17 出力電圧
20 バイパス回路
20a リレー
100 磁気結合コア
3B-INV 最大単相インバータ
1B-INV, 2B-INV 単相インバータ
V
3B 最大直流電源 (電圧）
V , V 直流電源 (電圧）
IB 2B
LI, L2 リアタトル
DzlA, Dz2A ダイオード
Qs, Qr スィッチ
Q11〜Q14， Q21〜Q24, Q31〜Q34 スイッチング素子
Q +Q 総変動電力量としての電荷量
IB 2B
発明を実施するための最良の形態
[0010] 実施の形態 1.
以下、この発明の実施の形態 1による電力変換装置 (以下、パワーコンデイショナと 称す)を図について説明する。
図 1は、この発明の実施の形態 1によるパワーコンテ'イショナを示す概略構成図であ る。図 1に示すように、複数（この場合 3個）の単相インバータ 2B- INV、 3B- INV、 IB- 1 NVの交流側を直列に接続して単相多重変換器であるインバータユニット 1を構成す る。各単相インバータ 2B-INV、 3B-INV、 1B-INVは、ダイオードを逆並列に接続した 複数個の IGBT等の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成され、直流電源 V
3B を入力とする単相インバータ 3B-INVの交流側両端子の一方に単相インバータ 1B-IN カ 他方に単相インバータ 2B- INVが接続される。また、単相インバータ 3B- INVの 交流側両端子間を短絡させる短絡用スィッチとしてダイオードを逆並列に接続した 2 個の IGBT等の自己消弧型半導体スイッチング素子 Qx、 Qyが、単相インバータ 3B-I NVに並列に接続される。
[0011] また、第 3の直流電源としての太陽光による直流電源 2の後段に、 IGBT等のスイツ チング素子（以下、スィッチと称す） 3a、リアタトル 3bおよびダイオード 3cから成る昇 圧チヨツバ回路 3が設置されている。昇圧チヨツバ回路 3は直流電源 2で得られた直 流電圧 Vを昇圧し、直流電源 V となる平滑コンデンサに充電される電圧 (電位 V )
O 3B C が得られる。
各単相インバータ 2B- INV、 3B- INV、 IB- INVは、各直流電源 V 、 V 、 V の直流
2B 3B 1B 電力を交流電力に変換して出力し、それぞれの入力の直流電源部分は、 DC/DC コンバータ 4にて接続される。なお、 DCZDCコンバータ 4についての詳細は後述す る。各直流電源 V 、V 、V の電圧は、便宜上、 V 、V 、V と記載する。
2B 3B IB 2B 3B 1B
[0012] 単相インバータ 3B-INVの入力となる直流電源 V の電圧は、他の単相インバータ 2
3B
B- INV、 IB- INVの入力となる直流電源 V 、V の電圧よりも大きぐ V 、V 、V は
2B IB 2B 3B IB 所定の電圧比になるように DCZDCコンバータ 4にて制御される。以下、直流電源 V を最大直流電源 V と称し、単相インバータ 3B- INVを最大単相インバータ 3B-INV
3B 3B
と称す。ここでは、 V =V ≥(2/9) -V とする。即ち、インバータ 1B-INV、 2Β-ΙΝ
IB 2B 3B
Vの直流電源 V 、V の電圧が等しくかつ、両者の合計が（4Z9) 'V より等しいか
IB 2Β 3Β
大きい。
これらの単相インバータ 2B-INV、 3B-INV、 1B-INVは出力として正負およびゼロの 電圧を発生することができ、インバータユニット 1は、これらの発生電圧を組み合わせ た総和としての電圧 Vを階調制御により出力する。この出力電圧 Vはリアタトル 6a
A A
およびコンデンサ 6b力も成る平滑フィルタ 6により平滑され、交流電圧 V を系統 5に out 供給する。なお、系統 5は柱状トランスにて中点 Rを接地しているものとする。
[0013] 次に、各直流電源 V 、V 、V を接続する DCZDCコンバータ 4について図 2を
2B 3B 1B 用いて説明する。なお、図 2はパワーコンデイショナの DCZDCコンバータ 4を含めた 回路構成を示すが、便宜上、直流電源 2および昇圧チヨツバ回路 3は図示を省略す る。ここでは、 DC/DCコンバータ 4をチヨッパ回路 7a、 7bで構成し、チヨッパ回路 7a を最大直流電源 V と直流電源 V との間に、チヨッパ回路 7bを最大直流電源 V と
3B IB 3B 直流電源 V との間に接続する。各チヨッパ回路 7a、 7bは、リアタトル Ll、 L2、ダイォ
2B
ード DzlA、 Dz2A、およびスィッチ Qs、 Qrで構成され、それぞれが DCZDCコンパ ータとして機能する。そして、チヨツバ回路 7aの動作により、最大直流電源 V 力 最
3B 大単相インバータ 3B-INVおよび単相インバータ 1B-INVを介して直流電源 V に電
1B 力供給し、チヨツバ回路 7bの動作により、最大直流電源 V から最大単相インバータ
3B
3B-INVおよび単相インバータ 2B-INVを介して直流電源 V に電力供給する。また、
2B
ダイオード DzlB、 Dz2Bを配設して、最大直流電源 V の電位から直流電源 V 、直
3B 1B 流電源 V の各電位へ直接電流が逆流するのを防止する。
2B
[0014] 各単相インバータ 2B- INV、 3B- INV、 IB- INVおよびチヨッパ回路 7a、 7bの動作を 図 3に基づいて説明する。図 3に示すように単相インバータ 1B-INVの出力と単相イン バータ 2B-INVの出力は等しぐ各単相インバータ 1B-INV、 2B- INVは、目標の出力 電圧と最大単相インバータ 3B-INVの出力電圧との差分を補うように PWM制御により 出力される。実際には、系統 5に電流を流し込むように制御されることになるが、出力 側に設けられたリアタトル 6aが非常に小さい場合には、インバータユニット 1の出力電 圧 Vを平均化した電圧と系統電圧との間の差は小さくなり、ほぼ同じと考えても差し
A
支えない。
[0015] 最大単相インバータ 3B-INVのスイッチング素子 Q31、 Q32がオンして最大単相ィ ンバータ 3B-INVが負電圧を出力して!/、るとき、チヨッパ回路 7aのスィッチ Qsをオンォ フする。この期間の内、 T 期間では単相インバータ IB- INVが負電圧を PWM制御
S1
で出力しており、スイッチング素子 Q 12をオンし、スイッチング素子 Ql l、 Q14を交互 にオンしている。この T 期間では、スイッチング素子 Q31、 Q 12がオンしているため
S1
、スィッチ Qsのオンオフにより、最大直流電源 V 力もスイッチング素子 Q31、 Q12を
3B
通って流れる電流 iLlによりリアタトル L1を充電し、リアタトル L1からダイオード DzlA を通って流れる電流 iLlxにより直流電源 V に電力供給する。 [0016] また、スイッチング素子 Q31、 Q32がオンする期間の内、 T 期間では単相インバ
S2
ータ 1B-INVが正電圧を PWM制御で出力しており、スイッチング素子 Q13をオンし、 スイッチング素子 Ql l、 Q 14を交互にオンしている。この T 期間では、スィッチ Qsの
S2
オンオフにより、最大直流電源 V 力 スイッチング素子 Q31、スイッチング素子 Q 13
3B
の逆並列ダイオード、直流電源 V を通って流れる電流 iLlによりリアタトル L1を充電
1B
し、リアタトル L1からダイオード DzlAを通って流れる電流 iLlxにより直流電源 V に
1B 電力供給する。
このように最大単相インバータ 3B-INVのスイッチング素子 Q31がオンして最大直流 電源 V の正極が交流出力用電力線に接続されているとき、チヨツバ回路 7aのスイツ
3B
チ Qsをオンオフすることで、最大直流電源 V 力 最大単相インバータ 3B-INVおよ
3B
び単相インバータ 1B-INVを介して直流電源 V に電力供給できる。
1B
[0017] また、最大単相インバータ 3B-INVのスイッチング素子 Q33、 Q34がオンして最大単 相インバータ 3B-INVが正電圧を出力して!/、るとき、チヨッパ回路 7bのスィッチ Qrをォ ンオフする。この期間の内、 T 期間では単相インバータ 2B-INVが正電圧を PWM制
rl
御で出力しており、スイッチング素子 Q24をオンし、スイッチング素子 Q22、 Q23を交 互にオンしている。この T 期間では、スイッチング素子 Q33、 Q24がオンしているた
rl
め、スィッチ Qrのオンオフにより、最大直流電源 V 力 スイッチング素子 Q33、 Q24
3B
を通って流れる電流 iL2によりリアタトル L2を充電し、リアタトル L2からダイオード Dz2 Aを通って流れる電流 iL2xにより直流電源 V に電力供給する。
2B
[0018] また、スイッチング素子 Q33、 Q34がオンする期間の内、 T 期間では単相インバー
r2
タ 2B-INVが負電圧を PWM制御で出力しており、スイッチング素子 Q 21をオンし、ス イッチング素子 Q22、 Q23を交互にオンしている。この T 期間では、スィッチ Qrのォ
r2
ンオフにより、最大直流電源 V 力もスイッチング素子 Q33、スイッチング素子 Q21の
3B
逆並列ダイオード、直流電源 V を通って流れる電流 iL2によりリアタトル L2を充電し
2B
、リアクトル L2からダイオード Dz2Aを通って流れる電流 iL2xにより直流電源 V に電
2B 力供給する。
このように最大単相インバータ 3B-INVのスイッチング素子 Q33がオンして最大直流 電源 V の正極が交流出力用電力線に接続されているとき、チヨツバ回路 7bのスイツ チ Qrをオンオフすることで、最大直流電源 V 力も最大単相インバータ 3B- INVおよ
3B
び単相インバータ 2B-INVを介して直流電源 V に電力供給できる。
2B
[0019] また、最大単相インバータ 3B-INVの出力電圧が 0である期間では、最大単相イン バータ 3B-INVの交流側両端子間を短絡させる半導体スィッチ Qx、 Qyをオンして導 通状態にすると共に、最大単相インバータ 3B-INV内の全ての半導体スィッチ Q31〜 Q34をオフ状態にする。この場合、単相インバータ 1B-INVの出力と単相インバータ 2 B-INVの出力が等しくなるように動作させたため、最大直流電源 V の中間点 Xは、
3B
パワーコンデイショナの出力電圧 V の中間電位であるアース電位にほぼ等しくなる out
[0020] 上記のようにこの実施の形態では、各単相インバータ 2B-INV、 3B-INV、 1B-INVの 発生電圧の組み合わせにより精度良く正弦波に近い出力電圧波形を得ることができ 、出力側の平滑フィルタ 6を小容量あるいは省略でき装置構成を小型にできる。また 、太陽光電圧 Vを昇圧チヨツバ回路 3で昇圧した直流電圧 V を直流電源とした最
O 3B
大単相インバータ 3B-INVと、この最大直流電源 V から電力供給される直流電源 V
3B 1
、 V を入力とする単相インバータ 2B-INV、 1B-INVとを接続して、各単相インバータ
B 2B
の発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパワーコンデイショナを構成したため、 昇圧チヨツバ回路 3で昇圧した直流電圧 V よりも高い電圧を効率よく出力できる。
3B
[0021] さらに、 DCZDCコンバータ 4をリアタトル Ll、 L2、整流用素子 DzlA、 Dz2A、およ びスィッチ Qs、 Qr力も成るチヨッパ回路 7a、 7bで構成し、チヨッパ回路 7a、 7bは、最 大直流電源 V 力ゝら各単相インバータ内のスイッチング素子を介して直流電源 V 、
3B 1B
V へ電力供給するようにした。このため、トランスを用いた電力伝送にみられるような
2B
、トランスの漏れインダクタンスゃ励磁インダクタンスによる効率低下などがなぐ効率 の高い電力伝送で電力供給できて、直流電源 V 、v の電圧を設定可能となるた
IB 2B
め、パワーコンディショナ全体の効率がさらに向上する。このように、変換効率が向上 し、小型で安価な装置構成となるパワーコンデイショナを得ることができる。
[0022] また、最大単相インバータ 3B-INVが最大直流電源 V の正極を交流出力用電力
3B
線に接続するスイッチング素子 Q31、 Q33をオンさせる動作期間に、チヨツバ回路 7a 、 7bはスィッチ Qs、 Qrをオンオフさせてリアタトル Ll、 L2を充電し、リアタトル Ll、 L2 力 ダイオード DzlA、 Dz2Aを通って流れる電流により直流電源 V 、 V に確実に
IB 2B
電力供給することができる。
[0023] さらに、最大単相インバータ 3B-INVを中央にして、その両側に単相インバータ 2B-I NV、 1B-INVを配置して接続したため、最大単相インバータ 3B-INVの最大直流電源 V 力 両側の各単相インバータ 2B- INV、 1B-INVの直流電源 V 、 V に容易で効
3B IB 2B
果的に電力供給することができる。
[0024] 実施の形態 2.
次に、この発明の実施の形態 2によるパワーコンディショナについて図 4に基づいて 以下に説明する。図 4に示すように、上記実施の形態 1と同様に、 DCZDCコンパ一 タ 4をリアタトル Ll、 L2、整流用素子 DzlA、 Dz2A、およびスィッチ Qs、 Qrから成るチ ョッパ回路 7a、 7bで構成する力 この実施の形態では、各チヨッパ回路 7a、 7bのリア タトル L1、L2を磁性材料カゝらなる磁気結合コア 100により磁気結合する。
なお、リアタトル Ll、 L2の磁気結合以外の構成は、上記実施の形態 1と同様である 。また、図 4は、便宜上、直流電源 2および昇圧チヨツバ回路 3は図示を省略する。
[0025] 次に動作について説明する。
上記実施の形態 1で示したように、最大単相インバータ 3B-INVが負電圧出力時に はチヨッパ回路 7aのスィッチ Qsをオンオフして直流電源 V に電力供給するが、チヨ
1B
ッパ回路 7aの動作によりリアタトル L1に溜まるエネルギは、チヨッパ回路 7bのリアタト ル L2へ磁気結合の割合で移行できる。このため、チヨッパ回路 7a、 7bの双方で上記 エネルギを利用でき、直流電源 V だけでなく直流電源 V 〖こも電力供給できる。同
IB 2B
様に、最大単相インバータ 3B-INVが正電圧出力時にはチヨッパ回路 7bのスィッチ Q rをオンオフし、リアタトル L2に溜まるエネルギをリアタトル L1へ磁気結合の割合で移 行することで、直流電源 V だけでなく直流電源 V にも電力供給できる。
2B 1B
[0026] 上記実施の形態 1で示したパワーコンディショナでは、各直流電源 V 、V は、基
IB 2B 本交流波 1周期中の半周期しか電力供給されないものであつたが、この実施の形態 では、各直流電源 V 、V は、基本交流波 1周期にわたって、最大単相インバータ 3
IB 2B
B-INVが出力している間、充電が行える。このため、 DCZDCコンバータ 4 (チヨッパ 回路 7a、 7b)の利用率が向上する。 また、上記実施の形態 1では、各チヨツバ回路 7a、 7bは、各直流電源 V 、 V で 1
IB 2B 周期に必要なエネルギを半周期の内に供給する必要があった力 この実施の形態で は 1周期にわたり電力供給できるため、扱うエネルギを平均化できて電流ピーク値を 低減でき、損失が低減できる。また大きな電流を流す必要がないため、磁気結合コア 100も小さくて済む。さらに、半周期毎に各直流電源 V 、v に交互に電力供給す
IB 2B
る上記実施の形態 1と比べて、直流電源 V と直流電源 V との電圧のアンバランス
IB 2B
を抑制でき、最大単相インバータ 3B-INVの中点電位の変動を抑制できる。これにより 、最大直流電源 V が太陽電池（直流電源 2)に接続されて!ヽる場合に、漏洩電流の
3B
発生を抑制できる。
[0027] 上記実施の形態 2によるパワーコンディショナにおいて、リアタトル Ll、 L2に誘起さ れる起電力の極性が同一方向である場合について、図 5に基づいて、以下に説明す る。
図に示すように、各チヨッパ回路 7a、 7bのリアタトル Ll、 L2を磁性材料からなる磁 気結合コア 100により磁気結合する力 このとき、各リアタトル Ll、 L2は、 2つのリアク トル Ll、 L2に誘起される起電力の極性が同一方向になるように、各卷線を構成する
[0028] 図 5で示したパワーコンディショナにおいて、各単相インバータ 2B- INV、 3B- INV、 1 B-INVおよびチヨッパ回路 7a、 7bの動作を図 6に基づいて説明する。上記実施の形 態 1と同様に、単相インバータ 1B-INVの出力と単相インバータ 2B-INVの出力は等し ぐ各単相インバータ IB- INV、 2B-INVは、目標の出力電圧と最大単相インバータ 3B -INVの出力電圧との差分を補うように PWM制御により出力される。
最大単相インバータ 3B-INVのスイッチング素子 Q31、 Q32がオンして最大単相ィ ンバータ 3B-INVが負電圧を出力して!/、るとき、チヨッパ回路 7aのスィッチ Qsをオンォ フする。この期間の内、 T 期間では単相インバータ IB- INVが負電圧を PWM制御
S1
で出力し、 T 期間では単相インバータ 1B-INVが正電圧を PWM制御で出力してい
S2
る。いずれの期間でも、スィッチ Qsのオンオフにより、以下のように各直流電源 V 、
1B
V は最大直流電源 V から電力供給される。
2B 3B
[0029] スィッチ Qsがオン時、 T 期間では、最大直流電源 V からスイッチング素子 Q31、 Q12を通って電流 iLlが流れ、 T 期間では、最大直流電源 V からスイッチング素
S2 3Β
子 Q31、スイッチング素子 Q13の逆並列ダイオード、直流電源 V を通って電流 iLl
IB
が流れる。この電流 iLlによりチヨッパ回路 7aのリアタトル L1を充電しエネルギを蓄積 するが、リアタトル L1と磁気結合しているチヨッパ回路 7bのリアタトル L2にもエネルギ が移行される。この時、リアタトル L2にはリアタトル L1と同じ極性に電圧が発生してい る力 ダイオード Dz2Aが電流を阻止しているため、電流 iL2は発生しない。
スィッチ Qsがオフ状態になると、各リアタトル Ll、 L2は、蓄積されたエネルギにより それぞれ電流 iLlx、 iL2xを流し、各直流電源 V 、V に電力供給する。このように、
IB 2B
チヨッパ回路 7aのスィッチ Qsがスイッチングを行うことにより、 2つの単相インバータ 1 B-INV、 2B-INVの直流電源 V 、V に電力供給できる。
IB 2B
[0030] 最大単相インバータ 3B-INVのスイッチング素子 Q33、 Q34がオンして最大単相ィ ンバータ 3B-INVが正電圧を出力して!/、るとき、チヨッパ回路 7bのスィッチ Qrをオンォ フする。この期間の内、 T 期間では単相インバータ 2B- INVが正電圧を PWM制御で
rl
出力し、 T 期間では単相インバータ 2B-INVが負電圧を PWM制御で出力している。
r2
いずれの期間でも、スィッチ Qrのオンオフにより、以下のように各直流電源 V 、 V
IB 2B は最大直流電源 V から電力供給される。
3B
[0031] スィッチ Qrがオン時、 T 期間では、最大直流電源 V からスイッチング素子 Q33、
rl 3B
Q24を通って電流 iL2が流れ、 T 期間では、最大直流電源 V からスイッチング素子
r2 3Β
Q33、スイッチング素子 Q21の逆並列ダイオード、直流電源 V を通って電流 iL2が
2B
流れる。この電流 iL2によりチヨッパ回路 7bのリアタトル L2を充電しエネルギを蓄積す る力 リアタトル L2と磁気結合しているチヨッパ回路 7aのリアタトル L1にもエネルギが 移行される。この時、リアタトル L1にはリアタトル L2と同じ極性に電圧が発生している 力 ダイオード DzlBが電流を阻止しているため、電流 iLlは発生しない。
スィッチ Qrがオフ状態になると、各リアタトル Ll、 L2は、蓄積されたエネルギにより それぞれ電流 iLlx、 iL2xを流し、各直流電源 V 、V に電力供給する。このように、
IB 2B
チヨッパ回路 7bのスィッチ Qrがスイッチングを行うことにより、 2つの単相インバータ 1 B- INV、 2B- INVの直流電源 V 、V に電力供給できる。
IB 2B
[0032] 次に、上記実施の形態 2によるパワーコンディショナにおいて、リアタトル Ll、 L2に 誘起される起電力の極性が互いに逆方向である場合について、図 7に基づいて、以 下に説明する。
図に示すように、各チヨッパ回路 7a、 7bのリアタトル Ll、 L2を磁性材料からなる磁 気結合コア 100により磁気結合する力 このとき、各リアタトル Ll、 L2は、 2つのリアク トル Ll、 L2に誘起される起電力の極性が互いに逆方向になるように、各卷線を構成 し、磁気結合コア 100にギャップを設けて磁気結合の強さを調整している。
[0033] 図 7で示したパワーコンディショナにおいて、各直流電源 V 、V に最大直流電源
IB 2B
V 力 電力供給する動作を以下に説明する。
3B
最大単相インバータ 3B-INVのスイッチング素子 Q31、 Q32がオンして最大単相ィ ンバータ 3B-INVが負電圧を出力して!/、るとき、チヨッパ回路 7aのスィッチ Qsをオンォ フすると、リアタトル L1が充電される力 リアタトル L2にはリアタトル L1と逆極性に電 圧が発生する。このリアタトル L2に発生した電圧により、ダイオード Dz2Aを介して電 流 iL2xを流して直流電源 V に電力供給する。このときの直流電源 V への電力供給
2B 1B
の動作は図 5で示した場合と同様である。
なお、リアタトル L2に発生した電圧により直流電源 V を充電できる力 直流電源 V
2B
と直流電源 V との電圧差が大きいと突入電流が直流電源 V に流れ込むので、こ
3B 2B 2B
れを防止するために磁気結合コア 100に設けたギャップで、リアタトル L1とリアタトル L2との磁気結合の強さを調整する。
[0034] 最大単相インバータ 3B-INVが正電圧を出力しているときも同様に、チヨッパ回路 7b のスィッチ Qrをオンオフするとリアタトル L2が充電され、リアタトル L1にリアタトル L1と 逆極性に電圧が発生する。このリアタトル L1に発生した電圧により直流電源 V に電
1B 力供給することで、直流電源 V 、 V の双方に電力供給できる。この場合も、直流電
IB 2B
源 V に突入電流が流れ込むのを、磁気結合コア 100に設けたギャップによって防
1B
止する。
[0035] 実施の形態 3.
上記実施の形態 1、 2では、最大単相インバータ 3B-INVを中央に配置した力 入力 となる直流電源 V 、V 、V の電圧の昇順に配置した場合について、図 8に基づい
IB 2B 3B
て以下に示す。 この場合も、最大単相インバータ 3B-INVの最大直流電源 V は、第 3の直流電源と
3B
しての太陽光による直流電源 2で得られた直流電圧 Vを昇圧チヨッパ回路 3にて昇 o
圧して生成したものである力 図 8では、便宜上、直流電源 2および昇圧チヨッパ回路 3は省略する。直流電源の電圧 V 、V 、V は所定の電圧比になるように DCZD
IB 2B 3B
Cコンバータ 4 (図 1参照）にて制御され、ここでは、 V ： V ： V = 1 : 3 : 9とする。
IB 2B 3B
[0036] DCZDCコンバータ 4をチヨッパ回路 7a、 7bで構成し、チヨッパ回路 7aを直流電源 V と直流電源 V との間に、チヨッパ回路 7bを最大直流電源 V と直流電源 V との
2B IB 3B 2B 間に接続する。各チヨッパ回路 7a、 7bは、リアタトル Ll、 L2、ダイオード DzlA、 Dz2A 、およびスィッチ Qs、 Qrで構成され、それぞれ DC/DCコンバータとして動作する。 そして、チヨッパ回路 7bの動作により、最大直流電源 V から最大単相インバータ 3B
3B
-INVおよび単相インバータ 2B-INVを介して直流電源 V に電力供給し、チヨッパ回
2B
路 7aの動作により、直流電源 V 力 単相インバータ 2B-INVおよび単相インバータ 1
2B
B-INVを介して直流電源 V に電力供給する。また、ダイオード DzlB、 Dz2Bを配設
IB
して、直流電源 V の電位から直流電源 V の電位へ、また最大直流電源 V の電位
2B IB 3B から直流電源 V の電位へ、それぞれ直接電流が逆流するのを防止する。
2B
[0037] 各単相インバータ 1B-INV、 2B- INV、 3B- INVおよびチヨッパ回路 7a、 7bの動作を 図 9に基づいて説明する。図 9に示すように、各単相インバータ 1B-INV、 2B-INVは、 目標の出力電圧と最大単相インバータ 3B-INVの出力電圧との差分を補うように PW M制御により出力される。ここでは、単相インバータ 1B-INVの出力と単相インバータ 2 B-INVの出力は等しいものを示した力 これに限るものではない。
最大単相インバータ 3B-INVのスイッチング素子 Q33、 Q34がオンして最大単相ィ ンバータ 3B-INVが正電圧を出力して!/、るとき、チヨッパ回路 7bのスィッチ Qrをオンォ フする。この期間の内、 T 期間では単相インバータ 2B- INVが正電圧を PWM制御で
rl
出力しており、スイッチング素子 Q24をオンし、スイッチング素子 Q22、 Q23を交互に オンしている。この T 期間では、スイッチング素子 Q33、 Q24がオンしているため、ス
rl
イッチ Qrのオンオフにより、最大直流電源 V 力 スイッチング素子 Q33、 Q24を通
3B
つて流れる電流 iL2によりリアタトル L2を充電し、リアタトル L2からダイオード Dz2Aを 通って流れる電流 iL2xにより直流電源 V に電力供給する。 [0038] また、スイッチング素子 Q33、 Q34がオンする期間の内、 T 期間では単相インバー r2
タ 2B-INVが負電圧を PWM制御で出力しており、スイッチング素子 Q 21をオンし、ス イッチング素子 Q22、 Q23を交互にオンしている。この T 期間では、スィッチ Qrのォ r2
ンオフにより、最大直流電源 V 力もスイッチング素子 Q33、スイッチング素子 Q21の
3B
逆並列ダイオード、直流電源 V を通って流れる電流 iL2によりリアタトル L2を充電し
2B
、リアクトル L2からダイオード Dz2Aを通って流れる電流 iL2xにより直流電源 V に電
2B 力供給する。
このように最大単相インバータ 3B-INVのスイッチング素子 Q33がオンして最大直流 電源 V の正極が交流出力用電力線に接続されているとき、チヨツバ回路 7bのスイツ
3B
チ Qrをオンオフすることで、最大直流電源 V 力 最大単相インバータ 3B-INVおよ
3B
び単相インバータ 2B-INVを介して直流電源 V に電力供給できる。
2B
[0039] また、単相インバータ 2B-INVが正ある!/、は負の電圧を出力して!/、るとき、チヨッパ回 路 7aのスィッチ Qsをオンオフする。この期間の内、 T 期間と T 期間とでは、単相ィ
S1 S3
ンバータ 1B-INV、 2B-INVがそれぞれ正電圧を PWM制御で出力しており、スィッチ ング素子 Q14、 Q24をオンし、スイッチング素子 Q12、 Q13とスイッチング素子 Q22 、 Q23をそれぞれ交互にオンしている。この T 、 T 期間でスイッチング素子 23、 Q1
S1 S3
4がオンするとき、スィッチ Qsのオンオフにより、直流電源 V からスイッチング素子 Q
2B
23、 Q14を通って流れる電流 iLlによりリアタトル L1を充電し、リアタトル L1からダイォ ード Dzl Aを通って流れる電流により直流電源 V に電力供給する。
1B
[0040] また、 T 期間では単相インバータ 1B-INV、 2B-INVがそれぞれ負電圧を PWM制
S2
御で出力しており、スイッチング素子 Ql l、 Q21をオンし、スイッチング素子 Q12、 Q 13とスイッチング素子 Q22、 Q23をそれぞれ交互にオンしている。この T 期間でス
S2 イッチング素子 23がオンするとき、スィッチ Qsのオンオフにより、直流電源 V カもス
2B イッチング素子 Q23、スイッチング素子 Q11の逆並列ダイオード、直流電源 V を通
1B つて流れる電流 iLlによりリアタトル L1を充電し、リアタトル L1からダイオード DzlAを 通って流れる電流により直流電源 V に電力供給する。
1B
このように単相インバータ 2B-INVのスイッチング素子 Q23がオンして直流電源 V
2B の正極が交流出力用電力線に接続されるとき、チヨツバ回路 7aのスィッチ Qsをオン オフすることで、直流電源 V 力も単相インバータ 2B-INVおよび単相インバータ 1B-I
2B
NVを介して直流電源 V に電力供給できる。
1B
[0041] この実施の形態においても、変換効率が向上し、小型で安価な装置構成となるパヮ 一コンデイショナを得ることができる。
また、この実施の形態では、最大単相インバータ 3B-INVを端に配置して、最大単 相インバータ 3B-INVの最大直流電源 V カゝら隣り合って接続される単相インバータ 2
3B
B-INVの直流電源 V に電力供給し、さらに単相インバータ 2B-INVの直流電源 V
2B 2B 力 隣り合って接続される単相インバータ 1B-INVの直流電源 V に電力供給するよう
1B
にした。このように、最大直流電源 V 以外の直流電源 V 、v には、それぞれ直流
3B 2B 1B
電源の電圧が大きくなる方向に隣り合って接続された単相インバータ 3B-INV、 2B-IN Vの各直流電源 V 、V から電力供給するため、最大直流電源 V 以外の直流電源
3B 2B 3B
V 、V に容易で確実に電力供給することができて、直流電源 V 、v の電圧を設
2B IB IB 2B 定可能となる。
[0042] なお、上記実施の形態 3では、単相インバータを 3個としたが、 2個、あるいは 4個以 上でもよぐ入力となる各直流電源の電圧の昇順、あるいは降順に配置して、最大単 相インバータを端に配置することで、上記実施の形態と同様に、最大直流電源以外 の各直流電源に容易で確実に電力供給することができる。
[0043] 実施の形態 4.
上記各実施の形態では、 DCZDCコンバータ 4をチヨッパ回路 7a、 7bで構成した 1S トランスを用いて構成した双方向の DCZDCコンバータを用いた場合にっ 、て 以下に示す。なお、電力変換装置の主回路構成は、図 1で示したものと同様、あるい は単相インバータを、入力となる各直流電源の電圧の昇順、あるいは降順に配置し て、スイッチング素子 Qx、 Qyを削除したものでもよい。
各直流電源 V 、V 、V を接続する双方向の DCZDCコンバータの 3つの構成
IB 2B 3B
例を図 10〜図 12に示す。
図 10 (a)で示す双方向 DCZDCコンバータ 11は、トランスとスィッチ Qdl、 Qd2、 Q d3とで構成され、各直流電源 V 、V 、V に接続されるトランスの巻き線 l la、 l ib
IB 2B 3B
、 11cを、最大直流電源 V と直流電源 V との間をフォワードコンバータとなるように 、また最大直流電源 V と直流電源 V との間をフライバックコンバータとなるように接
3B 1B
続する。また、各直流電圧比は、 V ： V ： V =1:3:9とする。
IB 2B 3B
[0044] 図 10 (b)に、各スィッチ Qdl、 Qd2、 Qd3の駆動信号となるゲート電圧を示す。
スィッチ Qd3のゲート電圧とスィッチ Qdlのゲート電圧は反転の関係にあり、 V と V
3B との電圧関係は、 Tdとトランスの巻き数比の値によって、 9:1に定められる。このと
1B
き、各電圧 V 、V の電圧関係力 V >9V であれば、最大直流電源 V 力ゝら直
3B IB 3B IB 3B 流電源 V へ、 V <9V であれば、直流電源 V から最大直流電源 V へ電力が
IB 3B IB IB 3B
伝送される。
また、スィッチ Qd3のゲート電圧とスィッチ Qd2のゲート電圧は同じ関係にあり、 V
3B と V との電圧関係は、トランスの巻き数比のみの値によって、 3:1に定められる。この
2B
とき、各電圧 V 、V の電圧関係力 V >3V であれば、最大直流電源 V 力ゝら直
3B 2B 3B 2B 3B 流電源 V へ、 V <3V であれば、直流電源 V から最大直流電源 V へ電力が
2B 3B 2B 2B 3B
伝送される。
Tdを変化させることで V を制御でき、また V はトランスの巻き数比で決まるため、
IB 2B
いずれの電圧 V 、V も所定の値に設定することが可能である。このような双方向 D
IB 2B
CZDCコンバータ 11では、最大直流電源 V と直流電源 V との間をフライバックコ
3B 1B
ンバータで接続したため、少ない素子を用いて直流電源 V 、v の電圧を設定可能
IB 2B
となる。
[0045] 図 11 (a)で示す双方向 DCZDCコンバータ 12は、トランスとスィッチ Qdl、 Qd2、 Q d3とリセット巻き線 13とで構成される。各直流電源 V 、V 、V に接続されるトランス
IB 2B 3B
の巻き線 12a、 12b、 12cを、最大直流電源 V と各直流電源 V 、V との間をそれ
3B IB 2B
ぞれフォワードコンバータとなるように接続する。
図 11 (b)に、各スィッチ Qdl、 Qd2、 Qd3の駆動信号となるゲート電圧を示す。
各スィッチ Qdl、 Qd2、 Qd3のゲート電圧は同じ関係にあり、各直圧 V 、 V 、 V
IB 2B 3B の関係は、トランスの巻き数比のみの値によって、 1:3:9に定められる。このとき、 V
3B
>9V であれば、最大直流電源 V から直流電源 V へ、 V <9V であれば、直
IB 3B IB 3B 1B 流電源 V から最大直流電源 V へ電力が伝送される。また、 V >3V であれば、
IB 3B 3B 2B
最大直流電源 V から直流電源 V へ、 V <3V であれば、直流電源 V から最大
3B 2B 3B 2B 2B 直流電源 V へ電力が伝送される。これにより、いずれの電圧 V 、v も所定の値に
3B IB 2B
設定することが可能である。
このような双方向 DCZDCコンバータ 12では、最大直流電源 V と各直流電源 V
3B 1B
、 V との間をそれぞれフォワードコンバータとなるように接続し、励磁磁束の処理は
2B
最大直流電源 V 側のリセット巻き線 13で行うため、励磁電流を小さくできトランスの
3B
鉄損が小さくできる。
[0046] 図 12 (a)で示す双方向 DCZDCコンバータ 14は、トランスとスィッチ Qdl、 Qd2、 Q d3とで構成し、各直流電源 V 、 V 、 V に接続されるトランスの巻き線 14a、 14b、 1
IB 2B 3B
4cを、最大直流電源 V と各直流電源 V 、V との間をそれぞれフライバックコンパ
3B IB 2B
ータとなるように接続する。
図 12 (b)に、各スィッチ Qdl、 Qd2、 Qd3の駆動信号となるゲート電圧を示す。
スィッチ Qd3のゲート電圧と各スィッチ Qdl、 Qd2のゲート電圧は反転の関係にあり
、各直圧 V 、 V 、 V の関係は、 Tdとトランスの巻き数比の値によって、 1： 3： 9に定
IB 2B 3B
められる。
この場合、 Tdを変化させることで、各 V 、 V を確実に制御でき、これにより、いず
IB 2B
れの電圧 V 、v も所定の値に安定して制御することが可能である。
IB 2B
[0047] 実施の形態 5.
上記実施の形態 1では、チヨッパ回路 7a、 7bで構成した DCZDCコンバータ 4は、 最大直流電源 V 力 電力供給するのみの一方向の電力供給動作をするものである このような一方向 DCZDCコンバータ 4では、各 V 、 V の電圧比率が高くなつて
IB 2B
も、直流電源 V 、 V 力もの電力伝送ができないが、この実施の形態では、図 13に
2B 1B
示すように、最大単相インバータ 3B-INVの出力パルス幅を調整して、各直流電源 V
2
、v の電力量を調整する。
B 1B
ここで、パワーコンディショナから出力される交流電圧 V の最大値 (波高値)を Vm out
とし、電圧利用率 =VmZ (V +V +V )とする。この電圧利用率と各インバータ
IB 2B 3B
を介した放電量から充電量を差し引いた直流電源 V 、v の変動電力量との関係を
IB 2B
以下に説明する。 Q 、 Q は、各単相インバータ 1B-INV、 2B-INV、 3B-INVを介した 放電と充電とにより直流電源 V 、v から流出した電荷量とする。各インバータの直
IB 2B
流電源 V 、V 、V の電圧比が 1 : 3 : 9の関係のときに、パワーコンデイショナに接
IB 2B 3B
続される負荷に正弦波で力率 1の電流を流した場合、直流電源 V 、 V の総変動電
IB 2B
力量となる流出電荷量 (Q +Q )は、電圧利用率 P (=約 0. 83)でゼロとなることが
IB 2B
判っている。
[0048] 図 13 (a)に示すように、パワーコンデイショナの昇圧チヨッパ回路 3の出力電圧 Vc ( V )が約 235Vのとき、電圧利用率 =約 0. 83となり、直流電源 V 、V 力もの流出
3B IB 2B 電荷量 (Q +Q )は、ゼロ付近となる。なお、 15は最大単相インバータ 3B-INVの
IB 2B
出力パルス、 16は単相インバータ IB- INV、 2B- INVの合計出力、 17はパワーコンデ イショナからの交流出力電圧 V である。
out
次に、図 13 (b)に示すように、外気温度の上昇などにより太陽光の電圧が低下し、 パワーコンデイショナの昇圧チヨッパ回路 3の出力電圧 Vc (V )が例えば約 204Vの
3B
とき、電圧利用率 =約 0. 95となり、直流電源 V 、V 力もの流出電荷量 (Q +Q
IB 2B IB 2B
)は増大する。このような場合、最大単相インバータ 3B-INVの出力パルス幅を広げる と、単相インバータ IB- INV、 2B-INVの電力負担が小さくなり、（Q +Q )はゼロに
IB 2B
近づく。なお、 15a、 15bは、それぞれパルス幅の調整前後の最大単相インバータ 3B -INVの出力パルス、 16a、 16bは、それぞれパルス幅の調整前後の単相インバータ 1 B- INV、 2B- INVの合計出力である。
[0049] 次に、図 13 (c)に示すように、外気温度の低下などにより太陽光の電圧が上昇し、 パワーコンデイショナの昇圧チヨッパ回路 3の出力電圧 Vc (V )が例えば約 260Vの
3B
とき、電圧利用率 =約 0. 75となり、直流電源 V 、V 力もの流出電荷量 (Q +Q
IB 2B IB 2B
)は負となる。このような場合、最大単相インバータ 3B-INVの出力パルス幅を狭めると 、単相インバータ 1B-INV、 2B-INVの電力負担が大きくなり、（Q +Q )は正になる
IB 2B
。なお、 15c、 15dは、それぞれパルス幅の調整前後の最大単相インバータ 3B-INV の出力パルス、 16c、 16dは、それぞれパルス幅の調整前後の単相インバータ 1B-IN V、 2B- INVの合計出力である。
[0050] このように、最大単相インバータ 3B-INVの出力パルス幅を増減することで、単相ィ ンバータ 1B-INV、 2B-INVの電力負担を容易に調整できるため、直流電源 V 、 V
IB 2B 力もの流出電荷量 (Q +Q )を容易に調整できる。このとき、単相インバータ IB- IN
IB 2B
V、 2B-INVの合計出力を得るのに必要な直流電圧をそれぞれの単相インバータ 1B-I NV、 2B-INVが持つように設定すれば所定の出力は得られる。
このため、図 13 (c)で示したように、 Vc (V )が上昇して（Q +Q )が負となって
3B IB 2B
も、最大単相インバータ 3B-INVの出力パルス幅を狭めて（Q +Q )を正または 0と
IB 2B
することができる。これにより、直流電源 V 、V から最大直流電源 V への電力供
IB 2B 3B
給の必要はなぐ最大直流電源 V 力 電力供給するのみの一方向の DCZDCコン
3B
バータ 4を用いて、安定して直流電源 V 、V の電圧を制御できる。
IB 2B
[0051] さらに、上述したように、最大単相インバータ 3B-INVの出力パルス幅を増減すること で、（Q +Q )
IB 2Bを容易に調整できるため、容易に（Q +Q )
IB 2Bを 0に近づけるように 調整できる。このため、 DC/DCコンバータ 4の扱う電力を 0に近づけることができ、効 率が向上する。なお、このような制御は、上記実施の形態 4の場合にも適用でき、双 方向 DCZDCコンバータ 11、 12、 14の扱う電力を 0に近づけることができ、効率が 向上する。
[0052] 実施の形態 6.
次に、上記実施の形態 1の図 1で示した同様の回路構成であるパワーコンディショ ナにおいて、昇圧チヨッパ回路 3の効率を向上したものについて以下に示す。
ところで、 200Vの交流出力に必要な最大出力電圧は約 282Vであり、インバータ ユニット 1の出力電圧 Vは、最大で V +V +V まで出力できる。このため V +
A IB 2B 3B IB
V +V が約 282V以上であれば、パワーコンデイショナは 200Vの交流出力が可
2B 3B
能になる。 V +V +V は、昇圧チヨッパ回路 3で昇圧された電圧である V より大
IB 2B 3B 3B きぐ例えば、 V 、V 、V の関係が 2 : 2 : 9の場合、 V の 13Z9倍となる。即ち、 V
IB 2B 3B 3B
が約 195V以上のとき V +V +V は 282V以上となり、これが交流出力の条件
3B IB 2B 3B
となる。
[0053] 太陽光電圧 V力^ 95V以上であれば、昇圧チヨッパ回路 3による昇圧動作をしなく o
ても V が約 195V以上となり、所定の交流出力を得ることができる。このため、この実
3B
施の形態では、直流電源 2で得られた直流電圧 (太陽光電圧) V 1S 所定の電圧 V
O m
(195V)まで IGBTスィッチ 3aをオンオフして該電圧 V に昇圧し、所定の電圧 V を超えると IGBTスィッチ 3aを停止して昇圧チヨッパ回路 3の昇圧動作を停止する。 太陽光電圧 V の増加と共に昇圧率が低下して昇圧チヨツバ回路 3の効率が良くな o
る力 IGBTスィッチ 3aを停止すると損失が大幅に低下し、ダイオード 3cの導通損失 のみとなる。さらに太陽光電圧 Vの増加に伴い電流が低下しダイオード 3cでの導通 o
損失が低下する。
[0054] この実施の形態では、太陽光電圧 Vが所定の電圧 V (195V)を超えるとき、 IGB
O ml
Tスィッチ 3aを停止して昇圧動作を停止するため、上述したように昇圧に係る損失を 大きく低減することができ、変換効率の高いパワーコンデショナが得られる。なお、昇 圧動作を停止する所定の電圧 V は約 195V以上であれば良いが、より低い電圧と
ml
した方が昇圧チヨツバ回路 3の損失をより低減できる。
[0055] 実施の形態 7.
図 14は、この発明の実施の形態 7によるパワーコンデイショナを示す概略構成図で ある。この実施の形態によるパワーコンディショナは、上記実施の形態 1の図 1に示す パワーコンディショナに、昇圧チヨッパ回路 3をバイパスするバイパス回路 20を備えた ものである。
図 14に示すように、昇圧チヨッパ回路 3は直流電源 2で得られた直流電圧 Vを昇 o 圧し、最大直流電源 V の電圧である V が得られる。また、昇圧停止時に昇圧チヨッ
3B 3B
パ回路 3をバイパスするため、例えばリレー 20aから成るバイパス回路 20が、昇圧チヨ ツバ回路 3に並列に接続される。
[0056] 昇圧チヨツバ回路 3では、上記実施の形態 6と同様に、入力となる直流電源 2で得ら れた直流電圧（太陽光電圧) Vが所定の電圧 V (195V)まで IGBTスィッチ 3aをォ
O ml
ンオフして該電圧 V に昇圧する。この間、バイパス回路 20のリレー 20aは開放され
ml
ている。そして、所定の電圧 V を超えると IGBTスィッチ 3aを停止する。このとき、バ
ml
ィパス回路 20のリレー 20aを閉じてバイパス回路 20側に電流を流し、昇圧チヨッパ回 路 3のリアタトル 3bおよびダイオード 3cをバイパスする。
[0057] 太陽光電圧 Vが所定の電圧 V 以下の範囲では、昇圧チヨツバ回路 3は出力電圧
O ml
V が一定電圧 V となるように昇圧するため、太陽光電圧 V の増加と共に昇圧率
3B ml O
が低下し、昇圧チヨツバ回路 3の効率が良くなる。太陽光電圧 Vが所定の電圧 V を 超えると、昇圧動作を停止し、バイパス回路 20のリレー 20aを閉じてバイノ ス回路 20 側に電流を流すため、損失がほとんど無くなる。このため太陽光電圧 Vが電圧 V
O ml を境に昇圧チヨツバ回路 3の効率が急に増加する。
[0058] なお、昇圧動作を停止する所定の電圧 V は約 195V以上であれば良いが、より低
ml
い電圧とした方がチヨツバ回路 3の損失をより低減できる。そして昇圧動作を停止後 は、 IGBTスィッチ 3aの停止による大幅な損失低減だけでなぐ昇圧チヨツバ回路 3内 のリアタトル 3bおよびダイオード 3cをバイパスさせることで、リアタトル 3bおよびダイォ ード 3cの導通損失も無くすことができて、昇圧チヨツバ回路 3における損失はほぼ無 くなる。このため、変換効率の高いパワーコンデイショナが得られる。
[0059] 上記実施の形態 7におけるバイパス回路 20の詳細について、図 15〜図 17に基づ いて以下に示す。
ノ ィパス回路 20はリレー 20aで構成され、昇圧チヨツバ回路 3内の直列接続された リアタトル 3bおよびダイオード 3cの!、ずれか一方、あるいは双方をバイパスする。 図 15は、上記実施の形態 7の図 14で示したように、リレー 20aでリアタトル 3bおよび ダイオード 3cをバイパスするバイパス回路 20を示す。図 16は、別例によるバイパス回 路 20を示し、リレー 20aでダイオード 3cのみをバイパスする。図 17は、第 2の別例に よるバイパス回路 20を示し、リレー 20aでリアタトル 3bのみをバイパスする。
[0060] また、リレー 20aには、並列に自己消弧型の半導体スィッチ 20bが接続される。リレ 一 20aは、一般にゼロ電流にて開放する力、もしくは低い電圧で開放するため、直流 電流は遮断しにくいものである力 このように半導体スィッチ 20bを並列に備えること により容易に遮断できる。その場合、リレー 20aを開放するのと同時に半導体スィッチ 20bをオンさせ、ー且電流を半導体スィッチ 20bに移す。これによりリレー 20aを流れ る電流が遮断され、その後半導体スィッチ 20bをオフする。
[0061] いずれの場合も、太陽光電圧 V が所定の電圧 V を超えると、 IGBTスィッチ 3aを
O ml
停止して昇圧動作を停止し、バイパス回路 20のリレー 20aを閉じてバイノ ス回路 20 側に電流を流す。
図 15の場合では、昇圧チヨッパ回路 3内のリアタトル 3bおよびダイオード 3cをバイ パスさせることで、リアタトル 3bおよびダイオード 3cの導通損失を無くすことができて、 パワーコンディショナ全体の効率を増加する。
図 16の場合では、昇圧チヨッパ回路 3内のダイオード 3cのみをバイパスさせること で、ダイオード 3cの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率 を増加する。この場合、リアタトル 3bをバイパスしないため、リアタトル 3bをフィルタとし て利用できる。
[0062] 図 15、図 16では、ダイオード 3cをバイパスさせるため、直流電源 V が太陽光電圧
3B
Vより高くなると電流の逆流やさらには直流電源 2である太陽光パネルへの逆電圧 o
が掛かり、パネルの損傷を招くおそれが有る。このため、リレー 20aを流れる電流を検 出し、該電流が一定値以下になるとリレー 20aを開放し、リアタトル 3bおよびダイォー ド 3cを介した電流経路に切り換えるように構成する。このようにリレー 20aを開放して ダイオード 3cの機能を有効にする事で、逆流防止とさらには太陽光パネルの逆電圧 保護機能を備える。
なお、リレー 20aを開放する際、検出の遅れなどにより既に逆電流が発生していたと しても、ー且電流を半導体スィッチ 20bに移すことにより確実に遮断できる。
[0063] 図 17の場合では、昇圧チヨッパ回路 3内のリアタトル 3bのみをバイパスさせることで 、リアタトル 3bの導通損失を無くすことができて、パワーコンディショナ全体の効率を 増加する。また、ダイオード 3cをバイパスしないため、ダイオード 3cにより逆流防止お よび太陽光パネルの逆電圧保護ができ、信頼性が容易に向上できる。この場合、半 導体スィッチ 20bを設けなくてもリレー 20aは遮断できる力 半導体スィッチ 20bを設 けることで、ダイオード 3cの異常などの場合にも遮断できる。
産業上の利用可能性
[0064] 太陽光などの分散電源の直流電圧を必要な電圧まで昇圧した後、交流に変換して 系統に連系させる無停電電源装置、あるいは変換後の交流電力を負荷に供給する インバータ装置に広く適用できる。

Claims

請求の範囲
[1] 直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接 続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発 生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置において、
上記複数の単相インバータ内で交流側が互いに隣り合って接続された第 1、第 2の 単相インバータの入力となる第 1、第 2の直流電源は、 DC/DCコンバータを介して 互いに接続され、
上記 DCZDCコンバータは、電圧の大き!/、方の上記第 1の直流電源から電圧の小さ い方の上記第 2の直流電源へ、上記第 1、第 2の単相インバータ内のスイッチング素 子を介して電力供給することを特徴とする電力変換装置。
[2] 上記 DCZDCコンバータはリアタトル、整流用素子、およびスィッチ力も成るチヨッパ 回路で構成したことを特徴とする請求項 1記載の電力変換装置。
[3] 上記第 1の直流電源を入力とする上記第 1の単相インバータが、該第 1の直流電源 の正極を交流出力用電力線に接続するスイッチング素子をオンさせる動作期間に、 上記チヨツバ回路内の上記スィッチをオンオフ動作させることを特徴とする請求項 2記 載の電力変換装置。
[4] 上記複数の単相インバータの入力となる各直流電源のうち電圧が最大である最大直 流電源は第 3の直流電源から生成され、該最大直流電源を上記第 1の直流電源とし 該第 1の直流電源を入力とする上記第 1の単相インバータの交流側端子の両側にそ れぞれ上記第 2の単相インバータを接続し、該 2つの第 2の直流電源は、それぞれ上 記チヨツバ回路を備えて上記第 1の直流電源から上記第 1、第 2の単相インバータ内 のスイッチング素子を介して電力供給されることを特徴とする請求項 2に記載の電力 変換装置。
[5] 上記最大直流電源を入力とする単相インバータの出力パルス幅を調整して、他の各 直流電源の該各単相インバータを介した放電量から充電量を差し引いた総変動電 力量を正または 0とすることを特徴とする請求項 4記載の電力変換装置。
[6] 上記総変動電力量が小さくなるように上記単相インバータの出力パルス幅を調整す ることを特徴とする請求項 5記載の電力変換装置。
[7] 上記 2つのチヨッパ回路内の 2つのリアタトルは、磁性体材料からなる磁気結合コアに よって磁気的に結合されることを特徴とする請求項 4記載の電力変換装置。
[8] 上記 2つのリアタトルは、誘起される起電力の極性が同一方向になるように卷線構成 されたことを特徴とする請求項 7記載の電力変換装置。
[9] 上記 2つのリアタトルは、誘起される起電力の極性が互いに逆方向になるように卷線 構成され、上記磁気結合コアに磁気結合割合を調整するギャップを設けたことを特 徴とする請求項 7記載の電力変換装置。
[10] 上記複数の単相インバータは、入力となる直流電源の電圧の昇順あるいは降順に接 続し、該複数の直流電源のうち電圧が最大の最大直流電源は、第 3の電源から生成 され、
上記複数の単相インバータ内で交流側が互いに隣り合って接続された上記第 1、第 2の単相インバータカ 成る各ペアの入力となる各第 1、第 2の直流電源はそれぞれ 上記チヨツバ回路を介して接続され、該各チヨツバ回路が、各ペア内の電圧の大きい 方の上記第 1の直流電源から電圧の小さい方の上記第 2の直流電源へ上記第 1、第 2の単相インバータ内のスイッチング素子を介して電力供給することにより、上記最大 直流電源以外の上記各直流電源が電力供給されることを特徴とする請求項 2に記載 の電力変換装置。
[11] 上記最大直流電源を入力とする単相インバータの出力パルス幅を調整して、他の各 直流電源の該各単相インバータを介した放電量から充電量を差し引いた総変動電 力量を正または 0とすることを特徴とする請求項 10記載の電力変換装置。
[12] 上記総変動電力量が小さくなるように上記単相インバータの出力パルス幅を調整す ることを特徴とする請求項 11記載の電力変換装置。
[13] 上記複数の単相インバータの入力となる各直流電源のうち電圧が最大である最大直 流電源は昇圧回路を介して第 3の直流電源力 生成され、該第 3の直流電源の電圧 が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスィッチのオンオフ動作を停止して昇 圧動作を停止することを特徴とする請求項 1記載の電力変換装置。
[14] 上記昇圧回路をバイパスさせるバイパス回路を備え、 上記第 3の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスィッチ のオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止すると共に、上記バイパス回路により該昇 圧回路をバイパスすることを特徴とする請求項 13記載の電力変換装置。
[15] 上記バイパス回路はリレーで構成したことを特徴とする請求項 14記載の電力変換装 置。
[16] 所定の交流電圧、交流電流を出力して負荷に供給する、あるいは該所定の交流出 力を系統に並列に接続して該系統に連系させることを特徴とした請求項 1に記載の 電力変換装置。
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