CN101128973B - 电力转换装置 - Google Patents

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Abstract

将功率调节器构成为：在中央配置将用升压斩波器电路(3)对太阳能电压进行了升压的直流电压(V3B)作为直流电源的最大单相逆变器(3B-INV)，将以从该最大直流电源(V3B)提供电力的直流电源(V1B)、(V2B)作为输入的单相逆变器(2B-INV)、(1B-INV)配置在最大单相逆变器(3B-INV)的两侧，将各单相逆变器的交流一侧串联连接，用各单相逆变器的发生电压的总和得到输出电压。在最大直流电源(V3B)和直流电源(V1B)、(V2B)之间连接斩波器电路(7a)、(7b)，从最大直流电源(V3B)经由各单相逆变器内的切换元件向直流电源(V1B)、(V2B)提供电力。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及将直流电力转换为交流电力的电力转换装置，特别涉及在将分散电源与系统连接的功率调节器等中使用的电力转换装置。
背景技术
在以往的功率调节器中，例如在太阳能功率调节器中所示，使用斩波器(chopper)从作为太阳能电池的分散电源升压，在其后级上插入PWM控制的逆变器(inverter)，发生作为输出的交流电压。
以下表示这种以往的功率调节器的基本的动作。从太阳能电池输出的直流电力驱动功率调节器的内部控制电源，内部电路可以工作。内部电路具备斩波器电路和逆变器部，斩波器电路将太阳能电池的电压升压至与系统连接所需要的电压。逆变器部含有4个开关，为了成为与系统电压同步的相位的输出电流而进行PWM切换。这样在输出中输出长条形的波形，通过改变输出的时间比率来控制输出的平均电压，输出的电压用设置在输出一侧上的平滑滤波器进行平均化，向系统输出交流电力(例如，参照非专利文献1)。
非专利文献1：“太阳能功率调节器型KP40F的开发”OMRONTECHNICS Vol.42No.2(通卷142号)2002年
在将太阳能电压与系统连接的以往的功率调节器中，逆变器的输出电压的最大值由根据斩波器的升压电压的大小来决定。因此，例如在输出200V的交流电压的情况下，经过升压的直流电压需要大于等于282V，一般根据裕量设定得更高。太阳能电压的输出电压一般是200V左右，或者小于它，如上所述需要升压到282V及以上。如果升压率高，则斩波器部的损失增大，功率调节器整体的效率降低。
此外，因为使用逆变器部的PWM切换动作在输出中发生正弦波的电流或电压，所以在输出一侧需要大型的平滑滤波器，难以实现装置构成的小型化。
发明内容
本发明就是为了解决上述那样的问题而提出的，其目的在于，在将来自直流电源的电力转换为交流而输出到系统或负载的电力转换装置中，得到降低各部的损失且提高转换效率，而且促进了装置构成的小型化的电力转换装置。
本发明的电力转换装置串联连接多个将直流电源的直流电力转换为交流电力的单相逆变器的交流一侧，用从上述多个单相逆变器中选择出的规定的组合产生的各发生电压的总和，来控制输出电压。在上述多个单相逆变器中交流一侧相互相邻连接的成为第1、第2单相逆变器的输入的第1、第2直流电源经由DC/DC变换器相互连接。而后，上述DC/DC变换器从电压大的一方的上述第1直流电源向电压小的一方的上述第2直流电源经由上述第1、第2单相逆变器内的切换元件供给电力。
在这种电力转换装置中，能够通过各单相逆变器的电压的组合得到高精度且平滑的输出电压波形，能够使输出一侧的滤波器小型化或者省略它，能够使装置构成小型化以及便宜。此外，在成为各单相逆变器的输入的直流电源之间，从第1直流电源向第2直流电源提供电力，因为以各单相逆变器的电压的总和输出，所以可以在转换效率高，损失小的情况下输出高的电压。此外，因为用DC/DC变换器从第1直流电源经由第1、第2单相逆变器内的切换元件向第2直流电源提供电力，所以能够以效率高的电力传送提供电力。由此，转换效率提高，能够得到小型便宜地构成的电力转换装置。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的功率调节器的示意构成图。
图2是表示本发明的实施方式1的功率调节器的电路构成的图。
图3是说明本发明的实施方式1的DC/DC变换器的动作的图。
图4是表示本发明的实施方式2的功率调节器的图。
图5是表示本发明的实施方式2的DC/DC变换器的例子的图。
图6是说明本发明的实施方式2的DC/DC变换器的动作的图。
图7是表示本发明的实施方式2的DC/DC变换器的另一例子的图。
图8是表示本发明的实施方式3的功率调节器的电路构成的图。
图9是说明本发明的实施方式3的DC/DC变换器的动作的图。
图10是表示本发明的实施方式4的双向DC/DC变换器的图。
图11是表示本发明的实施方式4的另一例子的双向DC/DC变换器的图。
图12是表示本发明的实施方式4的第2个另一例子的双向DC/DC变换器的图。
图13是说明本发明的实施方式5的输出脉冲调整的图。
图14是表示本发明的实施方式7的功率调节器的示意构成图。
图15是本发明的实施方式7的旁路电路的构成图。
图16是本发明的实施方式7的旁路电路的另一例子的构成图。
图17是本发明的实施方式7的旁路电路的第2个另一例子的构成图。
(符号说明)
2：第3直流电源(太阳能)
3：作为升压电路的升压斩波器电路
4：DC/DC变换器
5：系统
7a、7b：斩波器电路
15、15a～15d：输出脉冲
17：输出电压
20：旁路电路
20a：继电器
100：磁耦合芯
3B-INV：最大单相逆变器
1B-INV、2B-INV：单相逆变器
V3B：最大直流电源(电压)
V1B、V2B：直流电源(电压)
L1、L2：电抗器
Dz1A、Dz2A：二极管
Qs、Qr：开关
Q11～Q14、Q21～Q24、Q31～Q34：切换元件
Q1B+Q2B：作为总变动电力量的电荷量
具体实施方式
实施方式1
以下，根据附图说明本发明的实施方式1的电力转换装置(以下，称为功率调节器)。
图1是表示本发明的实施方式1的功率调节器的示意构成图。如图1所示，串联连接多个(这种情况下是3个)单相逆变器2B-INV、3B-INV、1B-INV的交流一侧，构成作为单相多重转换器的逆变器单元1。各单相逆变器2B-INV、3B-INV、1B-INV用将二极管反并联连接的多个IGBT等的自消弧型半导体切换元件构成，在将直流电源V3B作为输入的单相逆变器3B-INV的交流一侧两个端子的一方上连接单相逆变器1B-INV，在另一方上连接单相逆变器2B-INV。此外，作为使单相逆变器3B-INV的交流一侧两个端子间短路的短路用开关，在单相逆变器3B-INV上并联连接将二极管反并联连接的2个IGBT等的自消弧型半导体切换元件Qx、Qy。
此外，在作为第3直流电源的根据太阳能的直流电源2的后级上，设置具有IGBT等的切换元件(以下，称为开关)3a、电抗器3b以及二极管3c的升压斩波器电路3。升压斩波器电路3对用直流电源2得到的直流电压VO进行升压，得到成为直流电源V3B的充电到平滑电容器上的电压(电位VC)。
各单相逆变器2B-INV、3B-INV、1B-INV将各直流电源V2B、V3B、V1B的直流电力转换为交流电力并输出，各个输入的直流电源部分用DC/DC变换器4连接。而且，以后详细说明DC/DC变换器4。各直流电源V2B、V3B、V1B的电压为了方便记载为V2B、V3B、V1B。
成为单相逆变器3B-INV的输入的直流电源V3B的电压比成为其他的单相逆变器2B-INV、1B-INV的输入的直流电源V2B、V1B的电压还大，V2B、V3B、V1B以成为规定的电压比的方式用DC/DC变换器4控制。以下，将直流电源V3B称为最大直流电源V3B，将单相逆变器3B-INV称为最大单相逆变器3B-INV。在此，假设V1B＝V2B≥(2/9)·V3B。即，逆变器1B-INV、2B-INV的直流电源V1B、V2B的电压相等，并且两者的合计与(4/9)·V3B相比相等或者更大。
这些单相逆变器2B-INV、3B-INV、1B-INV作为输出能够发生正负以及零的电压，逆变器单元1通过等级控制输出作为组合了这些发生电压的总和的电压VA。该输出电压VA用具有电抗器6a以及电容器6b的平滑滤波器6进行平滑，将交流电压Vout提供给系统5。而且，假设系统5用柱形变压器将中点R接地。
接着，用图2说明连接各直流电源V2B、V3B、V1B的DC/DC变换器4。而且，虽然图2表示包含了功率调节器的DC/DC变换器4的电路构成，但为了方便，直流电源2以及升压斩波器电路3省略图示。在此，用斩波器电路7a、7b构成DC/DC变换器4，将斩波器电路7a连接在最大直流电源V3B和直流电源V1B之间，将斩波器电路7b连接在最大直流电源V3B和直流电源V2B之间。各斩波器电路7a、7b用电抗器L1、L2、二极管Dz1A、Dz2A以及开关Qs、Qr构成，分别具有作为DC/DC变换器的功能。而后，通过斩波器电路7a的动作，从最大直流电源V3B经由最大单相逆变器3B-INV以及单相逆变器1B-INV向直流电源V1B提供电力，通过斩波器电路7b的动作，从最大直流电源V3B经由最大单相逆变器3B-INV以及单相逆变器2B-INV向直流电源V2B提供电力。此外，配设二极管Dz1B、Dz2B，防止从最大直流电源V3B的电位向直流电源V1B、直流电源V2B的各电位直接有电流逆流。
根据图3说明各单相逆变器2B-INV、3B-INV、1B-INV以及斩波器电路7a、7b的动作。如图3所示单相逆变器1B-INV的输出和单相逆变器2B-INV的输出相等，各单相逆变器1B-INV、2B-INV以补充目标输出电压和最大单相逆变器3B-INV的输出电压的差分的方式通过PWM控制来进行输出。实际上，控制成电流流入系统5，但当设置在输出一侧上的电抗器6a非常小的情况下，对逆变器单元1的输出电压VA进行了平均化的电压和系统电压之间的差变小，即使认为大致相同也没有妨碍。
在最大单相逆变器3B-INV的切换元件Q31、Q32接通，最大单相逆变器3B-INV输出负电压时，使斩波器电路7a的开关Qs的接通和关断。在该期间内，在TS1期间单相逆变器1B-INV通过PWM控制输出负电压，切换元件Q12接通，使切换元件Q11、Q14交替接通。在该TS1期间，因为切换元件Q31、Q12接通，所以由于开关Qs的接通和关断，用从最大直流电源V3B通过切换元件Q31、Q12流过的电流iL1对电抗器L1充电，用从电抗器L1通过二极管Dz1A流过的电流iL1x向直流电源V1B提供电力。
此外，在切换元件Q31、Q32接通的期间内，在TS2期间单相逆变器1B-INV通过PWM控制而输出正电压，使切换元件Q13接通，使切换元件Q11、Q14交替接通。在该TS2期间，通过开关Qs的接通和关断，用从最大直流电源V3B通过切换元件Q31、切换元件Q13的反并联二极管、直流电源V1B流过的电流iL1对电抗器L1充电，用从电抗器L1通过二极管Dz1A流过的电流iL1x向直流电源V1B提供电力。
这样在最大单相逆变器3B-INV的切换元件Q31接通，将最大直流电源V3B的正极连接到交流输出用电力线上时，通过使斩波器电路7a的开关Qs接通和关断，能够从最大直流电源V3B经由最大单相逆变器3B-INV以及单相逆变器1B-INV向直流电源V1B提供电力。
此外，在最大单相逆变器3B-INV的切换元件Q33、Q34接通，最大单相逆变器3B-INV输出正电压时，使斩波器电路7b的开关Qr接通和关断。在该期间内，在Tr1期间单相逆变器2B-INV通过PWM控制输出正电压，使切换元件Q24接通，使切换元件Q22、Q23交替接通。在该Tr1期间，因为切换元件Q33、Q24接通，所以通过开关Qr的接通和关断，用从最大直流电源V3B通过切换元件Q33、Q24流过的电流iL2对电抗器L2充电，用从电抗器L2通过二极管Dz2A流过的电流iL2x向直流电源V2B提供电力。
此外，在切换元件Q33、Q34接通的期间内，在Tr2期间通过PWM控制使单相逆变器2B-INV输出负电压，使切换元件Q21接通，使切换元件Q22、Q23交替接通。在该Tr2期间，通过开关Qr的接通和关断，用从最大直流电源V3B通过切换元件Q33、切换元件Q21的反并联二极管、直流电源V2B流过的电流iL2对电抗器L2充电，用从电抗器L2通过二极管Dz2A流过的电流iL2x向直流电源V2B提供电力。
这样在最大单相逆变器3B-INV的切换元件Q33接通，最大直流电源V3B的正极与交流输出用电力线连接时，通过使斩波器电路7b的开关Qr接通和关断，能够从最大直流电源V3B经由最大单相逆变器3B-INV以及单相逆变器2B-INV向直流电源V2B提供电力。
此外，在最大单相逆变器3B-INV的输出电压是0期间，在接通使最大单相逆变器3B-INV的交流一侧两个端子之间短路的半导体开关Qx、Qy从而设置成导通状态的同时，将最大单相逆变器3B-INV内的全部的半导体开关Q31～Q34设置为关断状态。这种情况下，因为以单相逆变器1B-INV的输出和单相逆变器2B-INV的输出相等的方式进行动作，所以最大直流电源V3B的中间点X与作为功率调节器的输出电压Vout的中间电位的接地电位大致相等。
如上所述在本实施方式中，通过各单相逆变器2B-INV、3B-INV、1B-INV的发生电压的组合，能够以更良好的精度得到接近正弦波的输出电压波形，能够将输出一侧的平滑滤波器6设置成小容量或者省略，能够将装置构成设置成小型。此外，因为连接将用升压斩波器电路3对太阳光电压VO进行了升压的直流电压V3B作为直流电源的最大单相逆变器3B-INV，和将从该最大直流电源V3B提供电力的直流电源V1B、V2B作为输入的单相逆变器2B-INV、1B-INV，以利用各单相逆变器的发生电压的总和得到输出电压的方式构成功率调节器，所以能够高效率地输出比用升压斩波器电路3进行升压的直流电压V3B还高的电压。
进而，用具有电抗器L1、L2、整流用元件Dz1A、Dz2A以及开关Qs、Qr的斩波器电路7a、7b构成DC/DC变换器4，斩波器电路7a、7b从最大直流电源V3B经由各单相逆变器内的切换元件向直流电源V1B、V2B提供电力。因此，没有如在使用了变压器的电力传送中看到的那样的，变压器的漏电感和励磁电感引起的效率下降等，能够以高效率的电力传送提供电力，可以设定直流电源V1B、V2B的电压，所以功率调节器整体的效率进一步提高。这样，转换效率提高，能够得到变成小型且便宜的装置构成的功率调节器。
此外，在最大单相逆变器3B-INV将最大直流电源V3B的正极与交流输出用电力线连接的使切换元件Q31、Q33接通的动作期间，斩波器电路7a、7b使开关Qs、Qr接通和关断，对电抗器L1、L2充电，能够用从电抗器L1、L2通过二极管Dz1A、Dz2A流过的电流可靠地向直流电源V1B、V2B提供电力。
进而，因为以最大单相逆变器3B-INV为中央，在其两侧配置单相逆变器2B-INV、1B-INV进行连接，所以能够容易从最大单相逆变器3B-INV的最大直流电源V3B向两侧的各单相逆变器2B-INV、1B-INV的直流电源V1B、V2B有效地提供电力。
实施方式2
接着，以下根据图4说明本发明的实施方式2的功率调节器。如图4所示，和上述实施方式1一样，用具有电抗器L1、L2、直流用元件Dz1A、Dz2A，以及开关Qs、Qr的斩波器电路7a、7b构成DC/DC变换器4，但在本实施方式中，用由磁性材料构成的磁耦合芯100使各斩波器电路7a、7b的电抗器L1、L2进行磁耦合。
而且，电抗器L1、L2的磁耦合以外的构成和上述实施方式1一样。此外，图4为了方便对直流电源2以及升压斩波器电路3省略图示。
以下说明动作。
如在上述实施方式1所示，在最大单相逆变器3B-INV是负电压输出时，使斩波器电路7a的开关Qs接通和关断而向直流电源V1B提供电力，因斩波器电路7a的动作而积攒在电抗器L1中的能量，能够以磁耦合的比例向斩波器电路7b的电抗器L2转移。因此，能够在斩波器电路7a、7b这双方上利用上述能量，不仅能够向直流电源V1B提供电力而且还能够向直流电源V2B提供电力。同样，在最大单相逆变器3B-INV是正电压输出时使斩波器电路7b的开关Qr接通和关断，通过以磁耦合的比例使积攒在电抗器L2中的能量向电抗器L1转移，不仅能够向直流电源V2B提供电力而且还能够向直流电源V1B提供电力。
在上述实施方式1中所示的功率调节器中，各直流电源V1B、V2B只在基本交流波(basic AC wave)1周期中的半周期提供电力，而在本实施方式中，各直流电源V1B、V2B跨越基本交流波1周期，能够在最大单相逆变器3B-INV输出期间进行充电。因此，DC/DC变换器4(斩波器电路7a、7b)的利用率提高。
此外，在上述实施方式1中，各斩波器电路7a、7b需要在半周期内提供各直流电源V1B、V2B的1周期所需要的能量，但在本实施方式中，因为能够跨越1个周期提供电力，所以对所处理的能量进行平均化，能够降低电流峰值，能够降低损失。此外因为不需要流过大的电流，所以磁耦合芯100也可以小。进而，与在每半个周期向各直流电源V1B、V2B交替提供电力的上述实施方式1相比，能够抑制直流电源V1B和直流电源V2B的电压的不平衡，能够抑制最大单相逆变器3B-INV的中点电位的变动。由此，当将最大直流电源V3B与太阳能电池(直流电源2)连接的情况下，能够抑制泄漏电流的发生。
以下根据图5说明在上述实施方式2的功率调节器中，由电抗器L1、L2感应的电动势的极性是同一方向的情况。
如图所示，用由磁性材料构成的磁耦合芯100使各斩波器电路7a、7b的电抗器L1、L2进行磁耦合，而此时，各电抗器L1、L2以由2个电抗器L1、L2感应出的电动势的极性变成同一方向的方式构成各绕组(winding)。
根据图6说明在图5所示的功率调节器中，各单相逆变器2B-INV、3B-INV、1B-INV以及斩波器电路7a、7b的动作。和上述实施方式1一样，单相逆变器1B-INV的输出和单相逆变器2B-INV的输出相等，各单相逆变器1B-INV、2B-INV以补充目标输出电压和最大单相逆变器3B-INV的输出电压的差分的方式通过PWM控制来输出。
在最大单相逆变器3B-INV的切换元件Q31、Q32接通，最大单相逆变器3B-INV输出负电压时，使斩波器电路7a的开关Qs接通和关断。在该期间内，在TS1期间单相逆变器1B-INV通过PWM控制输出负电压，在TS2期间单相逆变器1B-INV通过PWM控制输出正电压。无论在哪个期间，通过开关Qs的接通和关断，如以下那样，各直流电源V1B、V2B能够从最大直流电源V3B提供电力。
在开关Qs接通时，在TS1期间中，从最大直流电源V3B通过切换元件Q31、Q12流过电流iL1，在TS2期间，从最大直流电源V3B通过切换元件Q31、切换元件Q13的反并联二极管、直流电源V1B流过电流iL1。用该电流iL1对斩波器电路7a的电抗器L1充电，蓄积能量，但也将能量转移到与电抗器L1磁耦合的斩波器电路7b的电抗器L2中。此时，在电抗器L2上发生与电抗器L1同样极性的电压，但因为二极管Dz2A阻止电流，所以不发生电流iL2。
如果开关Qs变成关断状态，则各电抗器L1、L2因蓄积的能量而分别流过电流iL1x、iL2x，向各直流电源V1B、V2B提供电力。这样，通过斩波器电路7a的开关Qs进行切换动作，能够向2个单相逆变器1B-INV、2B-INV的直流电源V1B、V2B提供电力。
在最大单相逆变器3B-INV的切换元件Q33、Q34接通，最大单相逆变器3B-INV输出正电压时，使斩波器电路7b的开关Qr接通和关断。在该期间内，在Tr1期间中，单相逆变器2B-INV通过PWM控制输出正电压，在Tr2期间中，单相逆变器2B-INV通过PWM控制输出负电压。无论在哪个期间，通过开关Qr的接通和关断，如以下那样各直流电源V1B、V2B能够从最大直流电源V3B提供电力。
在开关Qr接通时，在Tr1期间中，从最大直流电源V3B通过切换元件Q33、Q24流过电流iL2，在Tr2期间中，从最大直流电源V3B通过切换元件Q33、切换元件Q21的反并联二极管、直流电源V2B流过电流iL2。用该电流iL2对斩波器电路7b的电抗器L2充电并蓄积能量，但也向和电抗器L2磁耦合的斩波器电路7a的电抗器L1转移能量。此时，在电抗器L1中发生和电抗器L2同样极性的电压，但因为二极管Dz1B阻止电流，所以不发生电流iL1。
如果开关Qr变成关断状态，则各电抗器L1、L2通过蓄积的能量分别流过电流iL1x、iL2x，向各直流电源V1B、V2B提供电力。这样，通过斩波器电路7b的开关Qr进行切换动作，能够向2个单相逆变器1B-INV、2B-INV的直流电源V1B、V2B提供电力。
以下，根据图7说明在上述实施方式2的功率调节器中，由电抗器L1、L2感应出的电动势的极性是相互反方向的情况。
如图所示，用由磁性材料构成的磁耦合芯100使各斩波器电路7a、7b的电抗器L1、L2进行磁耦合，而此时，各电抗器L1、L2以由2个电抗器L1、L2感应出的电动势的极性变成相反方向的方式构成各绕组，在磁耦合芯100上设置间隙而调整磁耦合的强度。
以下说明在图7所示的功率调节器中，从最大直流电源V3B向各直流电源V1B、V2B提供电力的动作。
在最大单相逆变器3B-INV的切换元件Q31、Q32接通，最大单相逆变器3B-INV输出负电压时，如果使斩波器电路7a的开关Qs接通和关断，则电抗器L1被充电，但在电抗器L2上发生和电抗器L1反极性的电压。靠在该电抗器L2上发生的电压的作用，经由二极管Dz2A流过电流iL2x并向直流电源V2B提供电力。此时的向直流电源V1B提供电力的动作和图5所示的情况一样。
而且，用在电抗器L2上发生的电压能够对直流电源V2B充电，但因为如果直流电源V3B和直流电源V2B的电压差大则冲击电流(rushcurrent)流入直流电源V2B，所以为了防止该现象，用设置在磁耦合芯100上的间隙，调整电抗器L1和电抗器L2的磁耦合的强度。
最大单相逆变器3B-INV输出正电压时也一样，如果使斩波器电路7b的开关Qr接通和关断，则对电抗器L2充电，在电抗器L1上发生和电抗器L1反极性的电压。通过用在该电抗器L1上发生的电压向直流电源V1B提供电力，能够向直流电源V1B、V2B这双方提供电力。这种情况下，也是用设置在磁耦合芯100上的间隙防止向直流电源V1B流入冲击电流。
实施方式3
在上述实施方式1、2中，是将最大单相逆变器3B-INV配置在中央，以下根据图8表示按照成为输入的直流电源V1B、V2B、V3B的电压的升序配置的情况。
这种情况下也是，最大单相逆变器3B-INV的最大直流电源V3B是用升压斩波器电路3对作为第3直流电源的、根据太阳能的直流电源2中得到的直流电压VO进行升压而生成的，但在图8中，为了方便，省略直流电源2以及升压斩波器电路3。以成为规定的电压比的方式用DC/DC变换器4(参照图1)控制直流电源的电压V1B、V2B、V3B，在此，假设V1B∶V2B∶V3B＝1∶3∶9。
用斩波器电路7a、7b构成DC/DC变换器4，在直流电源V2B和直流电源V1B之间连接斩波器电路7a，在最大直流电源V3B和直流电源V2B之间连接斩波器电路7b。各斩波器电路7a、7b用电抗器L1、L2、二极管Dz1A、Dz2A以及开关Qs、Qr构成，分别作为DC/DC变换器动作。而后，通过斩波器电路7b的动作，从最大直流电源V3B经由最大单相逆变器3B-INV以及单相逆变器2B-INV向直流电源V2B提供电力，通过斩波器电路7a的动作，从直流电源V2B经由单相逆变器2B-INV以及单相逆变器1B-INV向直流电源V1B提供电力。此外，配设二极管Dz1B、Dz2B，防止从直流电源V2B的电位向直流电源V1B的电位，以及从最大直流电源V3B的电位向直流电源V2B的电位，分别直接有电流逆流的现象。
根据图9说明各单相逆变器1B-INV、2B-INV、3B-INV以及斩波器电路7a、7b的动作。如图9所示，各单相逆变器1B-INV、2B-INV以补充目标输出电压和最大单相逆变器3B-INV的输出电压的差分的方式通过PWM控制来输出。在此，虽然表示单相逆变器1B-INV的输出和单相逆变器2B-INV的输出相等，但并不限于此。
在最大单相逆变器3B-INV的切换元件Q33、Q34接通，最大单相逆变器3B-INV输出正电压时，使斩波器电路7b的开关Qr接通和关断。在该期间内，在Tr1期间单相逆变器2B-INV通过PWM控制输出正电压，使切换元件Q24接通，使切换元件Q22、Q23交替接通。在该Tr1期间，因为切换元件Q33、Q24接通，所以通过开关Qr的接通和关断，用从最大直流电源V3B通过切换元件Q33、Q24流过的电流iL2对电抗器L2充电，用从电抗器2通过二极管Dz2A流过的电流iL2x向直流电源V2B提供电力。
此外，在切换元件Q33、Q34接通的期间内，在Tr2期间单相逆变器2B-INV通过PWM控制输出负电压，使切换元件Q21接通，使切换元件Q22、Q23交替接通。在该Tr2期间，通过开关Qr的接通和关断，用从最大直流电源V3B通过切换元件Q33、切换元件Q21的反并联二极管、直流电源V2B流过的电流iL2对电抗器L2充电，用从电抗器L2通过二极管Dz2A流过的电流iL2x向直流电源V2B提供电力。
这样在最大单相逆变器3B-INV的切换元件Q33接通，最大直流电源V3B的正极与交流输出用电力线连接时，通过使斩波器电路7b的开关Qr接通和关断，能够从最大直流电源V3B经由最大单相逆变器3B-INV以及单相逆变器2B-INV向直流电源V2B提供电力。
此外，在单相逆变器2B-INV输出正或者负的电压时，使斩波器电路7a的开关Qs接通和关断。在该期间内，TS1期间和TS3期间中，单相逆变器1B-INV、2B-INV分别通过PWM控制输出正电压，使切换元件Q14、Q24接通，使切换元件Q12、Q13和切换元件Q22、Q23分别交替接通，当在该TS1、TS3期间切换元件Q23、Q14接通时，通过开关Qs的接通和关断，用从直流电源V2B通过切换元件Q23、Q14流过的电流iL1对电抗器L1充电，用从电抗器L1通过二极管Dz1A流过的电流向直流电源V1B提供电力。
此外，在TS2期间单相逆变器1B-INV、2B-INV分别通过PWM控制输出负电压，使切换元件Q11、Q21接通，使切换元件Q12、Q13和切换元件Q22、Q23分别交替接通。在该TS2期间在切换元件Q23接通时，由于开关Qs的接通和关断，用从直流电源V2B通过切换元件Q23、切换元件Q11的反并联二极管、直流电源V1B流过的电流iL1对电抗器L1充电，用从电抗器L1通过二极管Dz1A流过的电流向直流电源V1B提供电力。
这样在单相逆变器2B-INV的切换元件Q23接通而将直流电源V2B的正极连接在交流输出用电力线上时，通过使斩波器电路7a的开关Qs接通和关断，能够从直流电源V2B经由单相逆变器2B-INV以及单相逆变器1B-INV向直流电源V1B提供电力。
即使在该实施方式中，也能够得到转换效率提高，变成小型且便宜的装置构成的功率调节器。
此外，在本实施方式中，将最大单相逆变器3B-INV配置在一端，从最大单相逆变器3B-INV的最大直流电源V3B向相邻连接的单相逆变器2B-INV的直流电源V2B提供电力，进而从单相逆变器2B-INV的直流电源V2B向相邻连接的单相逆变器1B-INV的直流电源V1B提供电力。这样，因为分别从在直流电源的电压增大的方向上相邻连接的单相逆变器3B-INV、2B-INV的各直流电源V3B、V2B向最大直流电源V3B以外的直流电源V2B、V1B提供电力，所以能够容易并且可靠地向最大直流电源V3B以外的直流电源V2B、V1B提供电力，可以设定直流电源V1B、V2B的电压。
而且，在上述实施方式3中，将单相逆变器设置成3个，也可以是2个或者4个及4个以上，通过以成为输入的各直流电源的电压的升序，或者降序配置，将最大单相逆变器配置在一端，和上述的实施方式一样，能够容易并且可靠地向最大直流电源以外的各直流电源提供电力。
实施方式4
在上述各实施方式中，用斩波器电路7a、7b构成DC/DC变换器4，以下表示使用了用变压器构成的双向DC/DC变换器的情况。而且，电力转换装置的主电路构成和图1所示的构成一样，或者将单相逆变器按照成为输入的各直流电源的电压的升序，或者降序来配置，也可以删除切换元件Qx、Qy。
图10～图12表示连接各直流电源V1B、V2B、V3B的双向DC/DC变换器的3个构成例子。
图10(a)所示的双向DC/DC变换器11用变压器和开关Qd1、Qd2、Qd3构成，将与各直流电源V1B、V2B、V3B连接的变压器的绕组11a、11b、11c连接为在最大直流电源V3B和直流电源V2B之间构成正激式变换器(forward converter)，且在最大直流电源V3B和直流电源V1B之间构成反激式变换器(fly-back converter)。此外，各直流电压比设置成V1B∶V2B∶V3B＝1∶3∶9。
图10(b)表示成为各开关Qd1、Qd2、Qd3的驱动信号的栅极电压。
开关Qd3的栅极电压和开关Qd1的栅极电压处于反转的关系，V3B和V1B的电压关系根据Td和变压器的圈数比的值确定为9∶1。此时，如果各电压V3B、V1B的电压关系是V3B＞9V1B，则从最大直流电源V3B向直流电源V1B传送电力，如果是V3B＜9V1B，则从直流电源V1B向最大直流电源V3B传送电力。
此外，开关Qd3的栅极电压和开关Qd2的栅极电压处于相同的关系，V3B和V2B的电压关系仅用变压器的圈数比的值确定为3∶1。此时，如果各电压V3B、V2B的电压关系是V3B＞3V2B，则从最大直流电源V3B向直流电源V2B传送电力，如果是V3B＜3V2B，则从直流电源V2B向最大直流电源V3B传送电力。
通过改变Td能够控制V1B，此外因为V2B用变压器的圈数比决定，所以任一个电压V1B、V2B都可以设定为规定的值。在这种双向DC/DC变换器11中，因为用反激式变换器连接最大直流电源V3B和直流电源V1B之间，所以用少量的元件就能够设定直流电源V1B、V2B的电压。
图11(a)所示的双向DC/DC变换器12用变压器、开关Qd1、Qd2、Qd3和复位绕组13构成。将与各直流电源V1B、V2B、V3B连接的变压器的绕组12a、12b、12c连接为使最大直流电源V3B和各直流电源V1B、V2B之间分别构成正激式变换器。
图11(b)表示成为各开关Qd1、Qd2、Qd3的驱动信号的栅极电压。
各开关Qd1、Qd2、Qd3的栅极电压是相同关系，各电压V1B、V2B、V3B的关系只用变压器的圈数比的值确定为1∶3∶9。此时，如果V3B＞9V1B，则从最大直流电源V3B向直流电源V1B传送电力，如果是V3B＜9V1B，则从直流电源V1B向最大直流电源V3B传送电力。此外，如果V3B＞3V2B，则从最大直流电源V3B向直流电源V2B传送电力，如果是V3B＜3V2B，则从直流电源V2B向最大直流电源V3B传送电力。由此，任一个电压V1B、V2B都可以设定为规定的值。
在这样的双向DC/DC变换器12中，将最大直流电源V3B和各直流电源V1B、V2B之间分别连接为构成正激式变换器，励磁磁通的处理用最大直流电源V3B一侧的复位绕组13进行，所以能够减小励磁电流且能够减小变压器的铁损。
图12(a)所示的双向DC/DC变换器14用变压器和开关Qd1、Qd2、Qd3构成，将与各直流电源V1B、V2B、V3B连接的变压器的绕组14a、14b、14c连接为使最大直流电源V3B和各直流电源V1B、V2B之间分别构成反激式变换器。
图12(b)表示成为各开关Qd1、Qd2、Qd3的驱动信号的栅极电压。
开关Qd3的栅极电压和各开关Qd1、Qd2的栅极电压处于反转的关系，各电压V1B、V2B、V3B的关系用Td和变压器的圈数比的值确定为1∶3∶9。
这种情况下，通过改变Td，能够可靠地控制各V1B、V2B，由此，任一个电压V1B、V2B都可以稳定地控制在规定的值。
实施方式5
在上述实施方式1中，用斩波器电路7a、7b构成的DC/DC变换器4进行只从最大直流电源V3B提供电力的一个方向的电力供给动作。
在这种单向DC/DC变换器4中，即使各V1B、V2B的电压比率增高，也不能从直流电源V2B、V1B进行电力传送，但在本实施方式中，如图13所示，调整最大单相逆变器3B-INV的输出脉冲宽度，调整各直流电源V2B、V1B的电力量。
在此，将从功率调节器输出的交流电压Vout的最大值(波峰值)设置成Vm，设电压利用率＝Vm/(V1B+V2B+V3B)。以下说明该电压利用率和从经由各逆变器的放电量中减去充电量的直流电源V1B、V2B的变动电力量的关系。假设Q1B、Q2B是通过经由各单相逆变器1B-INV、2B-INV、3B-INV的放电和充电从直流电源V1B、V2B流出的电荷量。在各逆变器的直流电源V1B、V2B、V3B的电压比是1∶3∶9的关系时，当在与功率调节器连接的负载上以正弦波流过功率因数1的电流的情况下，可知成为直流电源V1B、V2B的总变动电力量的流出电荷量(Q1B+Q2B)在电压利用率P(＝约0.83)下变成零。
如图13(a)所示，在功率调节器的升压斩波器电路3的输出电压Vc(V3B)是约235V时，变成电压利用率＝约0.83，来自直流电源V1B、V2B的流出电荷量(Q1B+Q2B)变成零附近。而且，15是最大单相逆变器3B-INV的输出脉冲，16是单相逆变器1B-INV、2B-INV的合计输出，17是来自功率调节器的交流输出电压Vout。
以下，如图13(b)所示，由于外部气温的上升等，太阳能的电压下降，在功率调节器的升压斩波器电路3的输出电压Vc(V3B)例如是约204V时，变成电压利用率＝约0.95，来自直流电源V1B、V2B的流出电荷量(Q1B+Q2B)增大。这种情况下，如果扩大最大单相逆变器3B-INV的输出脉冲宽度，则单相逆变器1B-INV、2B-INV的电力负担减小，(Q1B+Q2B)接近零。而且，15a、15b分别是脉冲宽度调整前后的最大单相逆变器3B-INV的输出脉冲，16a、16b分别是脉冲宽度调整前后的单相逆变器1B-INV、2B-INV的合计输出。
以下，如图13(c)所示，由于外部气温的下降等，太阳能的电压上升，在功率调节器的升压斩波器电路3的输出电压Vc(V3B)例如是约260V时，变成电压利用率＝约0.75，来自直流电源V1B、V2B的流出电荷量(Q1B+Q2B)变成负。这种情况下，如果缩小最大单相逆变器3B-INV的输出脉冲宽度，则单相逆变器1B-INV、2B-INV的电力负担增大，(Q1B+Q2B)成为正。而且，15c、15d分别是脉冲宽度调整前后的最大单相逆变器3B-INV的输出脉冲，16c、16d分别是脉冲宽度调整前后的单相逆变器1B-INV、2B-INV的合计输出。
这样通过增减最大单相逆变器3B-INV的输出脉冲宽度，能够容易调整单相逆变器1B-INV、2B-INV的电力负担，所以能够容易调整来自直流电源V1B、V2B的流出电荷量(Q1B+Q2B)。此时，只要设定为各个单相逆变器1B-INV、2B-INV具有为了得到单相逆变器1B-INV、2B-INV的合计输出所需要的直流电压，就可以得到规定的输出。
因此，如图13(c)所示，即使Vc(V3B)上升，(Q1B+Q2B)变成负，也能够缩小最大单相逆变器3B-INV的输出脉冲宽度而将(Q1B+Q2B)设置成正或者0。由此，不需要从直流电源V1B、V2B向最大直流电源V3B提供电力，使用只从最大直流电源V3B提供电力的单向DC/DC变换器4，能够稳定地控制直流电源V1B、V2B的电压。
进而，如上所述，通过增减最大单相逆变器3B-INV的输出脉冲宽度，能够容易调整(Q1B+Q2B)，所以能够容易调整(Q1B+Q2B)接近于0。因此，能够使DC/DC变换器4处理的电力接近于0，效率提高。而且，这种控制在上述实施方式4的情况下也适用，能够使双向DC/DC变换器11、12、14处理的电力接近于0，效率提高。
实施方式6
以下，表示作为在上述实施方式1的图1中所示的同样的电路构成的功率调节器中，提高升压斩波器电路3的效率的情况。
可是，在200V的交流输出所需要的最大输出电压是约282V，逆变器单元1的输出电压VA最大能够输出到V1B+V2B+V3B。因此如果V1B+V2B+V3B约在282V或者以上，则功率调节器可以输出200V的交流。V1B+V2B+V3B比用升压斩波器电路3升压的电压V3B大，例如当V1B、V2B、V3B的关系是2∶2∶9的情况下，变成V3B的13/9倍。即，在V3B约大于等于195时，V1B+V2B+V3B变成大于等于282V，这成为交流输出的条件。
如果太阳能电压VO大于等于195V，则即使升压斩波器电路3不进行升压动作，V3B也约大于等于195V，能够得到规定的交流输出。因此，在本实施方式中，在直流电源2中得到的直流电压(太阳能电压)VO直到规定的电压Vm1(195V)为止使IGBT开关3a接通和关断，以升压至该电压Vm1，如果超过规定的电压Vm1则停止IGBT开关3a从而停止升压斩波器电路3的升压动作。
和太阳能电压VO的增加一同使升压率下降，升压斩波器电路3的效率变得良好，但如果停止IGBT开关3a则损失大幅度下降，只有二极管3c的导通损失。进而伴随太阳能电压VO的增加，电流下降，在二极管3c中的导通损失降低。
在本实施方式中，在太阳能电压VO超过规定的电压Vm1(195V)时，停止IGBT开关3a而使升压动作停止，所以如上所述能够大大降低涉及升压的损失，能够得到转换效率高的功率调节器。而且，停止升压动作的规定的电压Vm1只要大于等于约195V即可，设置成更低的电压时能够进一步降低升压斩波器电路3的损失。
实施方式7
图14是表示本发明的实施方式7的功率调节器的示意构成图。本实施方式的功率调节器在上述实施方式1的图1所示的功率调节器中具备对升压斩波器电路3进行旁路的旁路电路20。
如图14所示，升压斩波器电路3对在直流电源2中得到的直流电压VO进行升压，得到作为最大直流电源V3B的电压的V3B。此外，在升压停止时因为对升压斩波器电路3进行旁路，所以例如具有继电器20a的旁路电路20与升压斩波器电路3并联连接。
在升压斩波器电路3中，和上述实施方式6一样，用成为输入的直流电源2得到的直流电压(太阳能电源)VO直至规定的电压Vm1(195V)为止，使IGBT开关3a接通和关断以升压至该电压Vm1。此间，开放旁路电路20的继电器20a。而后，如果超过规定的电压Vm1则停止IGBT开关3a。此时，关闭旁路电路20的继电器20a在旁路电路20一侧流过电流，对升压斩波器电路3的电抗器3b以及二极管3c进行旁路。
在太阳能电压VO小于等于规定的电压Vm1的范围中，因为升压斩波器电路3升压为使输出电压V3B成为一定电压Vm1，所以和太阳能电压VO的增加一同使升压率下降，升压斩波器电路3的效率变得良好。如果太阳能电压VO超过规定的电压Vm1，因为停止升压动作，关闭旁路电路20的继电器20a而在旁路电路20一侧流过电流，所以几乎没有损失。因此太阳能电压VO以电压Vm1为界升压斩波器电路3的效率急剧增加。
而且，停止升压动作的规定的电压Vm1只要大于等于约195V即可，设置成更低的电压时能够进一步降低斩波器电路3的损失。而后，在停止升压动作后，不仅因IGBT开关3a的停止带来的大幅度损失降低，而且通过对升压斩波器电路3内的电抗器3b以及二极管3c进行旁路，还能够消除电抗器3b以及二极管3c的导通损失，在升压斩波器电路3中的损失几乎没有。因此，能够得到转换效率高的功率调节器。
以下根据图15～图17表示上述实施方式7中的旁路电路20的详细。
旁路电路20用继电器20a构成，对升压斩波器电路3内的串联连接的电抗器3b以及二极管3c某一方或者双方进行旁路。
图15如上述实施方式7的图14所示，表示用继电器20a对电抗器3b以及二极管3c进行旁路的旁路电路20。图16表示另一例子的旁路电路20，用继电器20a只对二极管3c进行旁路。图17表示第2个另一例子的旁路电路20，用继电器20a只对电抗器3b进行旁路。
此外，在继电器20a上并联连接自消弧型的半导体开关20b。因为继电器20a一般在零电流下开放，或者在低电压下开放，所以直流电流难以切断，但通过这样并联配备半导体开关20b能够容易切断。这种情况下，开放继电器20a的同时使半导体开关20b接通，暂时将电流转移到半导体开关20b。由此切断流过继电器20a的电流，其后使半导体开关20b关断。
无论哪种情况，如果太阳能电压VO超过规定的电压Vm1，则停止IGBT开关3a使升压动作停止，关闭旁路电路20的继电器20a，在旁路电路20一侧流过电流。
在图15的情况下，通过对升压斩波器电路3内的电抗器3b以及二极管3c进行旁路，能够消除电抗器3b以及二极管3c的导通损失，增加功率调节器整体的效率。
在图16的情况下，通过只对升压斩波器电路3内的二极管3c进行旁路，能够消除二极管3c的导通损失，增加功率调节器整体的效率。这种情况下，因为不对电抗器3b进行旁路，所以能够将电抗器3b作为滤波器使用。
在图15、图16中，因为对二极管3c进行旁路，所以如果直流电源V3B比太阳能电压VO高，则招致电流的逆流或进一步招致对作为直流电源2的太阳能板的逆电压，有可能引起板的损伤。因此其构成是，检测流过继电器20a的电流，如果该电流变成小于等于一定值，则开放继电器20a，切换到经由电抗器3b以及二极管3c的电流路径。通过这样开放继电器20a使二极管3c的功能有效，具备逆流防止以及太阳能板的逆电压保护功能。
而且，在开放继电器20a时，即使因检测的迟缓等已发生了逆电流，通过暂时将电流转移到半导体开关20b也能够可靠地切断。
在图17的情况下，通过只对升压斩波器电路3内的电抗器3b进行旁路，能够消除电抗器3b的导通损失，增加功率调节器整体的效率。此外，因为未对二极管3c进行旁路，所以能够用二极管3c进行逆流防止以及太阳能板的逆电压保护，能够容易提高可靠性。这种情况下，即使未设置半导体开关20b，继电器20a也能够切断，但通过设置半导体开关20b，即使在二极管3c异常等的情况下也能够切断。
广泛地适用于在将太阳能等的分散电源的直流电压升压到需要的电压后，转换为交流并与系统连接的无停电电源装置，或者将转换后的交流电力提供给负载的逆变器装置。

Claims (16)

1.一种电力转换装置，串联连接多个将直流电源的直流电力转换为交流电力的单相逆变器的交流一侧，用从上述多个单相逆变器中选择出的规定的组合产生的各发生电压的总和来控制输出电压，其特征在于：
在上述多个单相逆变器中，第1单相逆变器的交流一侧与至少一个第2单相逆变器的交流一侧相互相邻连接，分别成为该第1、第2单相逆变器的输入的第1、第2直流电源经由DC/DC变换器相互连接；
上述DC/DC变换器经由上述第1、第2单相逆变器内的切换元件从电压大的一方的上述第1直流电源向电压小的一方的上述第2直流电源提供电力。
2.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
上述DC/DC变换器由具有电抗器、整流用元件以及开关的斩波器电路构成。
3.如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于：
将上述第1直流电源作为输入的上述第1单相逆变器在使将该第1直流电源的正极连接到交流输出用电力线上的切换元件接通的动作期间，使上述斩波器电路内的上述开关进行接通和关断动作。
4.如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于：
在成为上述多个单相逆变器的输入的各直流电源中电压为最大的最大直流电源从第3直流电源生成，将该最大直流电源作为上述第1直流电源；
在将该第1直流电源作为输入的上述第1单相逆变器的交流一侧的两个端子上分别连接一个上述第2单相逆变器，每个该第2单相逆变器都将1个上述第2直流电源作为输入，2个上述第2直流电源分别经由不同的上述斩波器电路与上述第1直流电源连接，且各上述斩波器电路从上述第1直流电源经由上述第1、第2单相逆变器内的切换元件向各上述第2直流电源提供电力。
5.如权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于：
调整将上述最大直流电源作为输入的上述第1单相逆变器的输出脉冲宽度，使从其他的各直流电源经由各单相逆变器的放电量中减去充电量而得到的总变动电力量为正或者0。
6.如权利要求5所述的电力转换装置，其特征在于：
调整上述第1单相逆变器的输出脉冲宽度，使得上述总变动电力量减小。
7.如权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于：
2个上述斩波器电路内的2个电抗器利用由磁性材料构成的磁耦合芯进行磁耦合。
8.如权利要求7所述的电力转换装置，其特征在于：
上述2个电抗器由绕组构成，使得所感应的电动势的极性为同一方向。
9.如权利要求7所述的电力转换装置，其特征在于：
上述2个电抗器由绕组构成，使得所感应的电动势的极性成为相互反方向，在上述磁耦合芯上设置调整磁耦合比例的间隙。
10.如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于：
上述多个单相逆变器按照成为输入的直流电源的电压的升序或者降序连接，在该多个直流电源中电压为最大的最大直流电源从第3电源生成，
上述多个单相逆变器构成多个由上述第1、第2单相逆变器组成的对，成为各由上述第1、第2单相逆变器组成的对的输入的各第1、第2直流电源分别经由不同的上述斩波器电路连接，各上述斩波器电路经由上述第1、第2单相逆变器内的切换元件从各上述第1、第2直流电源中电压大的一方的上述第1直流电源向电压小的一方的上述第2直流电源提供电力，从而对上述最大直流电源以外的各上述直流电源提供电力。
11.如权利要求10所述的电力转换装置，其特征在于：
调整将上述最大直流电源作为输入的单相逆变器的输出脉冲宽度，使从其他的各直流电源经由各单相逆变器的放电量中减去充电量而得到的总变动电力量为正或者0。
12.如权利要求11所述的电力转换装置，其特征在于：
调整将上述最大直流电源作为输入的上述单相逆变器的输出脉冲宽度，使得上述总变动电力量减小。
13.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
在成为上述多个单相逆变器的输入的各直流电源中电压为最大的最大直流电源经由升压电路从第3直流电源生成，在该第3直流电源的电压超过规定的电压时，停止上述升压电路内的开关的接通和关断动作，从而使升压动作停止。
14.如权利要求13所述的电力转换装置，其特征在于：
具备对上述升压电路进行旁路的旁路电路；
在上述第3直流电源的电压超过规定的电压时，停止上述升压电路内的开关的接通和关断动作而使升压动作停止，并且用上述旁路电路使该升压电路旁路。
15.如权利要求14所述的电力转换装置，其特征在于：
上述旁路电路用继电器构成。
16.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
输出规定的交流电压、交流电流并提供给负载，或者将该规定的交流输出并联连接在交流系统上而与该交流系统连接。
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