JP3658263B2

JP3658263B2 - 電力変換装置の制御装置

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Publication number: JP3658263B2
Application number: JP2000038193A
Authority: JP
Inventors: 飛世　　正博; 清隆小林; 永田　　寛
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2000-02-10
Filing date: 2000-02-10
Publication date: 2005-06-08
Anticipated expiration: 2020-02-10
Also published as: JP2001231271A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルス幅変調制御されるＰＷＭ変換器と順変換装置の直流側を並列接続して構成される電力変換装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、交流電動機を駆動する電動機側変換器（インバータ）と電源側変換器（コンバータ）としてパルス幅変調制御されるＰＷＭ変換器が用いられている。コンバータ側のＰＷＭ変換器は交流電動機の回生運転時に交流電動機の発生電力を交流電源に回生するため回生制御される。コンバータ側のＰＷＭ変換器の交流側（交流電源側）には回生時の電流波形を正弦波にするため交流リアクトルが設けられている。
【０００３】
交流リアクトルのインダクタンス値を大きくすると回生電流を正弦波に近づけることができる。ところが、交流リアクトルのインダクタンス値を大きくすると交流電動機の電動運転には交流リアクトルによる電圧降下が大きくなる。
【０００４】
このような問題を解決するために、コンバータとして、ＰＷＭ変換器と交流電源から供給される交流を直流に整流する順変換装置の直流側を並列接続した電力変換装置を用いるようにしている。順変換装置としては、通常、ダイオードをグレーツ結線した整流装置が用いられる。このようなことは、例えば、特開昭６０―２３４４７４号公報、特開平０８―２５１９４７号公報に記載されている。
【０００５】
なお、従来技術においてはコンバータのＰＷＭ変換器を１８０度通電方式にするために、電動時にＰＷＭ変換器を直流負荷と隔離する一方向通電素子としてダイオードを設けている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術は、回生時には、電動時にＰＷＭ変換器を直流負荷と隔離するために設けたダイオードのダイオード損失（ダイオード端子電圧ｘダイオード電流）のため変換効率低下を免れず、また、ＰＷＭ変換器は回生時のみ機能するだけであり電動時に有効に用いることができないという不都合を有する。
【０００７】
このように、従来技術はパルス幅変調制御されるＰＷＭ変換器と順変換装置の直流側を並列接続して構成される電力変換装置を効果的に用いることができないという問題点がある。
【０００８】
本発明は上記点に対処してなされたもので、その目的とするところはＰＷＭ変換器と順変換装置の直流側を並列接続して構成される電力変換装置を効果的に用いることができる電力変換装置の制御装置を提供するにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の特徴とするところは、ＰＷＭ変換器の直流側の電圧検出値と電圧指令値の偏差によって電流指令値を得て、ＰＷＭ変換器を回生動作させる電流指令値だけを選択しＰＷＭ変換器のパルス幅変調制御を行うようにしたことにある。
【００１０】
本発明の他の特徴とするところは、ＰＷＭ変換器を回生動作させる電流指令値だけを選択し、この回生電流指令値に直流負荷の負荷補償値を加算してＰＷＭ変換器のパルス幅変調制御を行うようにしたことにある。
【００１１】
本発明によれば、従来技術で必要であった電動時にＰＷＭ変換器を直流負荷と隔離するために設けたダイオードの機能をＰＷＭ変換器の直流電圧の電圧制御機能で実現しているので、電力回生効率を向上させることができる。
【００１２】
また、本発明によれば、ＰＷＭ変換器を電動時にも直流負荷補償を行う電動動作をさせているので、順変換装置（ダイオード）の容量を低減させることができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
【００１４】
図１に本発明の一実施例を示す。
【００１５】
図１において、電源側電力変換装置を構成する、ＰＷＭ変換器７とダイオードをグレーツ結線した順変換器２は直流側を並列接続されている。順変換器２の交流は３相交流電源１に接続され、また、ＰＷＭ変換器７の交流側は降圧用変圧器８を介して３相交流電源１に接続されている。ＰＷＭ変換器７の交流電流（入力電流または出力電流）は電流検出器６により検出される。
【００１６】
ＰＷＭ変換器７は、図２に示すようにＧＴＯ、ＩＧＢＴ、トランジスタなどの自己消弧素子と、この自己消弧素子に逆並列接続された還流ダイオードとで一アームが構成されている。Ｒ、Ｓ、Ｔは３相交流電源１の相を示す。ＰＷＭ変換器７の直流側（正側母線Ｐと負側母線Ｎの間）には平滑コンデンサ９が接続されている。平滑コンデンサ９の電圧（直流電圧）は電圧検出器１２により検出される。
【００１７】
直流側を並列接続されたＰＷＭ変換器７と順変換器２で構成された電源側電力変換装置（コンバータ）の直流電圧はインバータ３により交流電圧に変換され誘導電動機４に供給される。通常、インバータ３の直流側にも平滑コンデンサが接続される。
【００１８】
電圧設定器１１で設定される電圧指令値Ｖｒと電圧検出器１２で検出された電圧検出値Ｖｆは減算器１３に図示の極性で加えられ、電圧偏差が求められる。なお、電圧設定器１１の電圧指令値Ｖｒは、整流用順変換器２の直流出力電圧より高い値に設定されている。電圧制御器（ＡＶＲ）１４は比例積分演算を行い、減算機１３の電圧偏差に基づいた電流指令値を出力する。電圧制御器１４の電流指令値は信号選択器１５を介して減算器１７に図示の極性で加えられる。
【００１９】
信号選択器１５は、図示の特性のように正側信号をカットし、負側信号だけを出力する。すなわち、信号選択器１５は、電圧検出値Ｖｆが電圧指令値Ｖｒより大きくＰＷＭ変換器７を回生動作させる場合に回生電流指令値を出力する。信号選択器１５の電流指令値（回生電流指令値）と電流検出器６の電流検出値の電流偏差を減算器１７で求め電流制御器（ＡＣＲ）１８に与える。
【００２０】
電流制御器１８は比例積分演算を行い、減算器１７の電流偏差に基づいたパルス幅変調信号（変調波）をパルス幅変調器（ＰＷＭ）１９に加える。パルス幅変調器１９はパルス幅変調信号を入力してＰＷＭ変換器７をパルス幅変調制御する。
【００２１】
この構成において、交流電動機４の電動運転時つまり図３（ｂ）に示すようにインバータ３の電動運転時には、３相交流電源１の交流電圧を整流用の順変換器２で整流し図３（ａ）に示す直流電圧Ｖｄを得てインバータ３により交流電圧に変換して交流電動機４に供給される。この際、図２に示すようにＰＷＭ変換器７を構成する自己消弧素子に逆並列接続された還流ダイオードも降圧用変圧器８の出力電圧（二次電圧）を整流するが、図３（ａ）に直流電圧Ｖｐと示すように順変換器２の整流電圧Ｖｄより小さくなっている。また、電圧設定器１１の電圧指令値Ｖｒは、整流用順変換器２の直流出力電圧Ｖｄより高い値に設定されている。
【００２２】
この状態では、電圧検出器１２で検出する電圧検出値Ｖｆ（直流電圧Ｖｄ）は図３（ａ）に示すように電圧指令値Ｖｒより小さくなっている。減算器１３の電圧偏差出力はプラスの値となり、電圧制御器１４の電流指令値がプラスになる。信号選択器１５は電流制御器１８に与える電流指令値をゼロにする。したがって、ＰＷＭ変換器７は電流をゼロにする制御が行われる。ＰＷＭ変換器７は、交流電動機４の電動運転時には電力の供給に関与しない。
【００２３】
次に、交流電動機４が回生動作になると図３に示すように直流電圧Ｖｄが上昇し、電圧検出値Ｖｆが電圧指令値Ｖｒより大きくなり減算器１３の電圧偏差がマイナスになる。この状態では電圧制御器１４の出力である電流指令値もマイナスになる。信号選択器１５は電圧制御器１４の出力である電流指令値を電流制御器１８に加える。
【００２４】
電流制御器１８は電圧制御器１４の電流指令値に基づき動作し、図３（ｃ）のようにＰＷＭ変換器７に回生動作を行わせる。電圧制御器１４の出力である電流指令値はＰＷＭ変換器７の回生電力がインバータ３の回生電力とバランスする値になる。
【００２５】
なお、降圧用変圧器８はＰＷＭ変換器７のダイオードによる整流電圧Ｖｐが整流用順変換器２による直流電圧Ｖｄよりも高くならないようにするためのものである。このようにすることにより、ＰＷＭ変換器７のダイオードによる電力が直流電源に流入するのを防止できる。
【００２６】
このようにしてＰＷＭ変換器と順変換装置の直流側を並列接続して構成される電力変換装置を制御するのであるが、ＰＷＭ変換器の直流側の電圧検出値と電圧指令値の偏差によって電流指令値を得て、ＰＷＭ変換器を回生動作させる電流指令値だけを選択しＰＷＭ変換器のパルス幅変調制御を行うようにしている。したがって、電動時にＰＷＭ変換器を直流負荷と隔離するために設けたダイオードの機能をＰＷＭ変換器の直流電圧の電圧制御機能で実現しているので、電力回生効率を向上させることができる。
【００２７】
図４に本発明の他の実施例を示す。
【００２８】
図４において、図１と異なるところは、インバータ３の直流側電流を検出する電流検出器１０と、電流検出器１０の負荷電流値に１よりも小さい係数を乗算して負荷補償値を出力する負荷補償器２１と、負荷補償器２１の出力する負荷補償値を信号選択器１５の出力に加算する加算機２３を追加したことである。
【００２９】
この構成によれば、インバータ３が誘導電動機４に電力を供給する電動動作している場合においても、電動電力を整流用順変換器２とＰＷＭ変換器７の両方から供給できる。図５は、図４に示す実施例の動作波形を説明したもので、ＰＷＭ変換器７は回生時のみでなく、電動時も電力負担している。
【００３０】
このようにすると、例えば、ＰＷＭ変換器７の容量をインバータ３の必要容量の３０％とすると、整流用順変換器２の容量を（１００％−３０％）の７０％にすることができ。低価格化することが可能となる。
【００３１】
なお、負荷補償器２１に入力する負荷電流値は電流検出器１０の検出値としているが、インバータ３の制御装置（図示省略）から負荷電流に相当する信号を用いることもできる。
【００３２】
図６の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に負荷補償器２１の具体的な一例を示す。
【００３３】
図６（ａ）の２１ａは直流電流を交流電流に変換する係数で、係数部２１ｂは１より小さいゲインｋである。動作の説明は前記の通りである。また、図６（ｂ）の係数部２１ｂ２は直流負荷が電動時は１より小さいゲインｋで、直流負荷が回生時は約１（１より小さい値で例えば０．９５）のゲインにしたものである。図６（ｂ）は、回生運転時の電圧制御器１１の動作を補助する効果がある。図６（ｃ）の係数部２１ｂ３は直流負荷の電動量がある一定値を超過した場合にゲイン１で、回生時は約１（１より小さい値で例えば０．９５）のゲインにしたものである。
【００３４】
図７に本発明の他の実施例を示す。図７において図１と異なるところは、図１の降圧変圧器８の代わりにタップ付き変圧器３１を用い、この変圧器３１の負荷側（二次側）の高電圧側を整流用順変換器２に交流側に接続し、低電圧側を交流リアクトル３２を経由してＰＷＭ変換器７の交流側に接続したことである。整流用順変換器２とＰＷＭ変換器７の各々の交流側電圧は図１と同様である。
【００３５】
図７の実施例における交流リアクトル３２は、ＰＷＭ変換器（回生用変換器）７から印加されるパルス電圧によるタップ付き変圧器３１の相互誘導電圧を抑制するために挿入したのもである。
【００３６】
図８は本発明の他の実施例を示すもので、図７の実施例に図４の実施例の負荷補償を組合せたものである。
【００３７】
図９に本発明の他の実施例を示す。図９において図１と異なるところは、インバータ３として中性点クランプ型電力変換装置と称される３レベルインバータを用い、また、コンバータのＰＷＭ変換器として３レベルインバータを用いたことである。図９の実施例においては整流用の順変換器２が正側母線Ｐと負側母線Ｎの間に接続されている。図１０に３レベルインバータとしての中性点クランプ型電力変換装置の主回路構成を示す。Ｐは正側母線、Ｎは負側母線、Ｃは中性点母線である。
【００３８】
図９に示す実施例の動作と作用効果は図１の実施例と同じである。なお、４４は３レベル用パルス幅変調器（ＰＷＭ）である。
【００３９】
図１１は本発明の他の実施例を示すもので、図４の実施例との違いは、インバータ３と回生用変換器としてのＰＷＭ変換器として３レベルインバータを用いたことである。図１１の実施例の動作と作用効果は図４の実施例と同じである。
【００４０】
図１２は本発明の他の実施例を示すもので、図１１の実施例との違いは、降圧変圧器８の代わりに多巻線絶縁変圧器４６を用い、整流用順変換器２の代わりに２個の整流用順変換器４５を用いたことである。整流用順変換器４５は、１個が正側母線Ｐと中性点母線Ｃの間に接続され、他の１個の順変換器を中性点母線Ｃと負側母線Ｎの間に接続されている。
【００４１】
このように、整流用順変換器４５を構成すると直流母線間の電圧調整をコンバータあるいはインバータで行う必要がなくなり、制御を簡単にできる。
【００４２】
図１３は本発明の他の実施例を示すもので、図１１の実施例との違いは、降圧変圧器８の代わりに多巻線絶縁変圧器４６を用い、整流用順変換器２の代わりに図１２に示す２段の整流用変換部４５を用いたことである。
【００４３】
以上のようにしてＰＷＭ変換器と順変換装置の直流側を並列接続して構成される電力変換装置を制御するのであるが、従来技術で必要であった電動時にＰＷＭ変換器を直流負荷と隔離するために設けたダイオードの機能をＰＷＭ変換器の直流電圧の電圧制御機能で実現しているので、電力回生効率を向上させることができる。また、ＰＷＭ変換器を電動時にも直流負荷補償を行う電動動作をさせているので、順変換装置（ダイオード）の容量を低減させることができる。したがって、ＰＷＭ変換器と順変換装置の直流側を並列接続して構成される電力変換装置を効果的に用いることができる。
【００４４】
【発明の効果】
本発明によれば、ＰＷＭ変換器と順変換装置の直流側を並列接続して構成される電力変換装置を効果的に用いることができるという顕著な効果を奏しえる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】本発明に用いるＰＷＭ変換器の一例を示す回路図である。
【図３】本発明の動作を説明するための波形図である。
【図４】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図５】本発明の動作を説明するための波形図である。
【図６】本発明に用いる負荷補償器の具体的な一例を示す構成図である。
【図７】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図８】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図９】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図１０】本発明に用いるＰＷＭ変換器の一例を示す回路図である。
【図１１】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図１２】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図１３】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【符号の説明】
１…３相交流電源、２…整流用順変換器、３…インバータ、４…交流電動機、６…電流検出器、７…ＰＷＭ変換器、８…降圧変圧器、１０…電流検出器、１１…電圧設定器、１３…減算器、１４…電圧制御器（ＡＶＲ）、１５…信号選択器、１７…減算器、１８…電流制御器（ＡＣＲ）、１９…パルス幅変調器（ＰＷＭ）、２１…負荷補償器。

Claims

交流電源と、前記交流電源の電源電圧を降圧する電源変圧器と、前記電源変圧器の出力電圧を入力しパルス幅変調制御され３レベルの電圧を出力する電源側中性点クランプ型ＰＷＭ変換器と、前記電源側中性点クランプ型ＰＷＭ変換器の直流側の正側母線と負側母線の間に接続され、前記交流電源電圧を整流する順変換器と、前記電源側中性点クランプ型ＰＷＭ変換器の正側母線と負側母線に直流側を接続され、３レベルの電圧を出力して交流電動機を駆動する電動機側中性点クランプ型ＰＷＭ変換器と、前記中性点クランプ型ＰＷＭ変換器の直流出力側の正側母線と中性点母線の間、および中性点母線と負側母線の間にそれぞれ接続される平滑コンデンサと、前記交流電動機の電動運転時における前記順変換器の直流出力電圧より高い値の電圧指令値を設定する電圧設定器と、前記平滑コンデンサの電圧検出値と前記電圧指令値の電圧偏差の大きさと極性に基づいた電流指令値を出力する電圧制御手段と、前記電流指令値の極性によって前記電源側ＰＷＭ変換器を回生動作させる電流指令値を選択して出力する信号選択手段と、前記信号選択手段で選択された電流指令値と前記電源側ＰＷＭ変換器の交流側の電流検出値との電流偏差に基づいた変調波信号を出力する電流制御手段と、前記変調波信号を入力して前記電源側ＰＷＭ変換器をパルス幅変調制御するパルス幅変調制御手段とを具備し、前記電源側ＰＷＭ変換器を構成する還流ダイオードの直流出力電圧は前記順変換器の直流出力電圧より小さくなるように構成されていることを特徴とする電力変換装置の制御装置。