JP2003018851A

JP2003018851A - 直接周波数変換回路の制御方法

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Publication number: JP2003018851A
Application number: JP2001195064A
Authority: JP
Inventors: Kazuaki Mino; 和明三野
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2001-06-27
Filing date: 2001-06-27
Publication date: 2003-01-17
Anticipated expiration: 2021-06-27
Also published as: JP4389415B2

Abstract

(57)【要約】【課題】交流スイッチ部内のコンデンサの充電電流に
よって生じる入力電流の歪みを低減する。入力電流指令
波形の振幅を制御して出力電圧の制御と入力電流の波形
制御を同時に行う。【解決手段】直接形周波数変換回路において、一の交
流スイッチ部のスイッチング素子と他の交流スイッチ部
のスイッチング素子を共にオンさせた状態で、前記一の
交流スイッチ部の直列スイッチ部のスイッチング素子を
オン・オフさせることにより当該交流スイッチ部内のコ
ンデンサを当該交流スイッチ部の入力電流により予め充
電し、当該コンデンサの電圧を当該交流スイッチ部と他
の交流スイッチ部との間の入力線間電圧の全波整流電圧
よりも高く保持する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流平滑回路が不
要であって、入力交流電流を高効率で正弦波化すること
が可能であり、Ｎ相（例えば単相または３相）の交流入
力から任意周波数で任意の大きさを持つＭ相（例えば単
相または３相）交流出力を得る電源装置、いわゆる直接
周波数変換回路（昇降圧形直接ＡＣ／ＡＣ変換回路）の
制御方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１は、この種の直接周波数変換回路の
主回路を示している。なお、この回路は、特開２０００
−３１６２８５号公報の図２３に記載された回路と同一
である。

【０００３】図１において、Ｒ，Ｓ，Ｔは３相交流入力
端子、Ｕ，Ｖ，Ｗは３相交流出力端子であり、これらの
入出力端子間にはリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴを介して
交流スイッチ部１０，２０，３０が接続されている。交
流スイッチ部１０は直列スイッチ部１１と、スナバコン
デンサを兼ねたフィルタコンデンサＣ１と、３相ブリッ
ジインバータ回路１２とによって構成され、同様にし
て、交流スイッチ部２０は直列スイッチ部２１とフィル
タコンデンサＣ２と３相ブリッジインバータ回路２２と
によって構成され、交流スイッチ部３０は直列スイッチ
部３１とフィルタコンデンサＣ３と３相ブリッジインバ
ータ回路３２とによって構成されている。

【０００４】前記直列スイッチ部１１は、ＩＧＢＴ（絶
縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の半導体スイッチ
ング素子ＲＰ，ＲＮとこれらに各々逆並列接続された環
流用のダイオードとから構成され、同様にして、直列ス
イッチ部２１はスイッチング素子ＳＰ，ＳＮ及びこれら
の逆並列ダイオードにより構成され、直列スイッチ部３
１はスイッチング素子ＴＰ，ＴＮ及びこれらの逆並列ダ
イオードにより構成されている。また、３相ブリッジイ
ンバータ回路１２は、３相ブリッジ接続されたＩＧＢＴ
等のスイッチング素子Ｕ１，Ｘ１，Ｖ１，Ｙ１，Ｗ１，
Ｚ１とこれらに各々逆並列接続された環流用のダイオー
ドとから構成され、同様にして、３相ブリッジインバー
タ回路２２は、スイッチング素子Ｕ２，Ｘ２，Ｖ２，Ｙ
２，Ｗ２，Ｚ２及びこれらの逆並列ダイオードから構成
され、３相ブリッジインバータ回路３２は、スイッチン
グ素子Ｕ３，Ｘ３，Ｖ３，Ｙ３，Ｗ３，Ｚ３及びこれら
の逆並列ダイオードから構成されている。

【０００５】そして、直列スイッチ部１１のスイッチン
グ素子ＲＰ，ＲＮ同士の接続点ＰＲ４はリアクトルＬＲ
を介して入力端子Ｒに接続され、直列スイッチ部２１の
スイッチング素子ＳＰ，ＳＮ同士の接続点ＰＳ４はリア
クトルＬＳを介して入力端子Ｓに接続され、直列スイッ
チ部３１のスイッチング素子ＴＰ，ＴＮ同士の接続点Ｐ
Ｔ４はリアクトルＬＴを介して入力端子Ｔに接続されて
いる。また、３相ブリッジインバータ回路１２，２２，
３２内のＵ相に属する各上下アームの接続点ＰＲ１，Ｐ
Ｓ１，ＰＴ１は一括して出力端子Ｕに接続され、同様に
して、Ｖ相に属する各上下アームの接続点ＰＲ２，ＰＳ
２，ＰＴ２は一括して出力端子Ｖに接続され、Ｗ相に属
する各上下アームの接続点ＰＲ３，ＰＳ３，ＰＴ３は一
括して出力端子Ｗに接続されている。

【０００６】この従来技術における降圧時の動作を説明
すると、例えば、Ｒ相入力電圧が正の期間では、スイッ
チング素子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｚ２を選択
的にオンさせる。すなわち、Ｕ１，Ｙ２のオン時には出
力端子Ｕ，Ｖ間に正の電圧を、Ｕ１，Ｚ２のオン時には
出力端子Ｕ，Ｗ間に正の電圧を、Ｖ１，Ｘ２のオン時に
は出力端子Ｕ，Ｖ間に負の電圧を、Ｖ１，Ｚ２のオン時
には出力端子Ｖ，Ｗ間に正の電圧を、Ｗ１，Ｘ２のオン
時には出力端子Ｕ，Ｗ間に負の電圧を、Ｗ１，Ｙ２のオ
ン時には出力端子Ｖ，Ｗ間に負の電圧をそれぞれ発生さ
せる。

【０００７】このとき、出力の周波数に合わせて各出力
端子に正負の電圧を振り分けることで、各出力端子Ｕ，
Ｖ，Ｗ間に任意周波数の３相交流電圧を発生させること
ができる。Ｒ相入力電圧が負の期間では、スイッチング
素子Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２，Ｘ１，Ｙ１，Ｚ１を同様に選択
的にオンさせれば、同様にして各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間
に任意周波数の３相交流電圧を発生させることができ
る。

【０００８】なお、直列スイッチ部１１，２１，３１を
構成するスイッチング素子は、回生動作の際にオンされ
るものであり、上述した３相ブリッジインバータ回路１
２，２２，３２のみのスイッチング動作時には、交流出
力電圧は常に交流入力電圧を降圧した値となる。

【０００９】次に、昇圧時の動作を説明する。図６はこ
の時の直列スイッチ部１１，２１，３１のスイッチング
素子ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮのタイミング
チャートである。昇圧時には、直列スイッチ部１１，２
１，３１のスイッチング素子ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，
ＴＰ，ＴＮをそれぞれスイッチングすることで、リアク
トルＬＲ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄える。例えば、
入力線間電圧Ｖ_ＲＳが正であってスイッチング素子Ｕ
１，Ｙ２がオンしている時にスイッチング素子ＲＮをオ
ンする。これにより、入力端子Ｒ→ＬＲ→ＰＲ４→ＲＮ
→Ｙ１の逆並列ダイオード→ＰＲ２→ＰＳ２→Ｙ２→Ｓ
Ｎの逆並列ダイオード→ＰＳ４→ＬＳ→入力端子Ｓの経
路で電流が流れ、リアクトルＬＲ，ＬＳにエネルギーが
蓄積される。

【００１０】更に、スイッチング素子ＲＮがオフする
と、Ｒ→ＬＲ→ＰＲ４→ＲＰの逆並列ダイオード→Ｕ１
→ＰＲ１→Ｕ→負荷→Ｖ→ＰＳ２→Ｙ２→ＳＮの逆並列
ダイオード→ＰＳ４→ＬＳ→入力端子Ｓの経路で電流が
流れ、負荷に電圧が供給される。よって、出力電圧は入
力線間電圧とリアクトルＬＲ，ＬＳ両端間の電圧との和
になり、入力線間電圧よりも高い電圧を負荷に供給する
ことができる。スイッチング素子ＲＰ，ＳＰ，ＳＮ，Ｔ
Ｐ，ＴＮも同様に制御することにより、リアクトルＬ
Ｒ，ＬＳ，ＬＴにエネルギーを蓄え、そのエネルギーを
負荷に供給する昇圧動作が可能になる。

【００１１】ここで、リアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴに流
れる電流と負荷に流れる電流との差電流が流れるコンデ
ンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３は、フィルタコンデンサとスナバ
コンデンサとの両方の機能を果たしている。

【００１２】コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に蓄積された
エネルギーは、各インバータ回路１２，２２，３２内の
異なる相の上下アームのスイッチング素子を同時にオン
することで、負荷側または交流電源側に回生することが
できる。例えば、インバータ回路１２のスイッチング素
子Ｕ１，Ｙ１を同時にオンすると、Ｃ１→Ｕ１→ＰＲ１
→Ｕ→負荷→Ｖ→ＰＲ２→Ｙ１→Ｃ１の経路で電流が流
れ、コンデンサＣ１のエネルギーを負荷側に回生するこ
とができる。

【００１３】また、直列スイッチ部１１のスイッチング
素子ＲＰ、直列スイッチ部２１のスイッチング素子Ｓ
Ｎ、インバータ回路１２のスイッチング素子Ｘ１を同時
にオンすることにより、Ｃ１→ＲＰ→ＰＲ４→ＬＲ→Ｒ
→交流電源→Ｓ→ＬＳ→ＰＳ４→ＳＮ→Ｘ２の逆並列ダ
イオード→ＰＳ１→ＰＲ１→Ｘ１→Ｃ１の経路で電流が
流れ、コンデンサＣ１のエネルギーを交流電源側に回生
することができる。コンデンサＣ２，Ｃ３に蓄積された
エネルギーも同様な方法によって負荷側または交流電源
側に回生することが可能である。

【００１４】なお、低力率負荷やモータ負荷のように出
力電圧と極性が異なる出力電流は、入力側に接続された
異なる直列スイッチ部１１，２１，３１のスイッチング
素子を同時にオンさせれば、入力側を通る経路で環流さ
せることができる。例えば、出力側のＶ相からＵ相に流
れる電流はスイッチング素子ＲＰ，ＳＮを同時にオンさ
せることで、Ｖ→負荷→Ｕ→ＰＲ１→Ｕ１の逆並列ダイ
オード→ＲＰ→ＰＲ４→ＬＲ→交流電源→Ｓ→ＬＳ→Ｐ
Ｓ４→ＳＮ→Ｙ２の逆並列ダイオード→ＰＳ２→Ｖの経
路、つまり入力側を通る経路で環流する。ここで、コン
デンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３には負荷側の出力端子Ｖ，Ｕ間
に流れる電流とリアクトルＬＲ，ＬＳに流れる瞬時電流
との差分が流れ、負荷のエネルギーの一部はコンデンサ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３に一時的に蓄積されるが、その蓄積エ
ネルギーは前述のように交流電源側や負荷側に回生する
ことができる。

【００１５】さて、図１の回路において、交流スイッチ
部１０，２０，３０の直流端子間に接続されたコンデン
サＣ１，Ｃ２，Ｃ３の電圧が入力線間電圧の全波整流電
圧よりも低くなると、コンデンサに充電電流が流れて入
力電流は増加し、その波形は歪んだ波形となる。例え
ば、スイッチング素子Ｙ２またはＹ３がオンしている時
に、図７の期間ｔ１や期間ｔ１’のようにコンデンサ電
圧Ｖ_Ｃ１が入力線間電圧Ｖ_ＲＳまたはＶ_Ｔ _Ｒの全波整流
電圧よりも低くなると、Ｒ→ＬＲ→ＰＲ４→ＲＰの逆並
列ダイオード→Ｃ１→Ｙ１の逆並列ダイオード→ＰＲ２
→ＰＳ２またはＰＴ２→Ｙ２またはＹ３→ＳＮまたはＴ
Ｎの逆並列ダイオード→ＰＳ４またはＰＴ４→ＬＳまた
はＬＴ→ＳまたはＴ→交流電源→Ｒの経路でコンデンサ
Ｃ１の充電電流が流れ、図７に示すようにＲ相の入力電
流Ｉ_Ｒはプラス方向に増加する。

【００１６】一方、スイッチング素子Ｖ２またはＶ３が
オンしている時に、図７の期間ｔ２やｔ２’のようにコ
ンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１が入力線間電圧Ｖ_ＲＳまたはＶ_ＴＲ
の全波整流電圧よりも低くなると、ＳまたはＴ→ＬＳま
たはＬＴ→ＰＳ４またはＰＴ４→ＳＰまたはＴＰの逆並
列ダイオード→Ｖ２またはＶ３→ＰＳ２またはＰＴ２→
ＰＲ２→Ｖ１の逆並列ダイオード→Ｃ１→ＲＮの逆並列
ダイオード→ＰＲ４→ＬＲ→Ｒ→交流電源→ＳまたはＴ
の経路でコンデンサＣ１の充電電流が流れ、図７に示す
ようにＲ相の入力電流Ｉ_Ｒはマイナス方向に増加する。

【００１７】上述したコンデンサＣ１の充電電流によ
り、図７から明らかな如くＲ相の入力電流Ｉ_Ｒは歪んだ
波形となる。この現象は交流スイッチ部１０ばかりでな
く、他の交流スイッチ部２０，３０に接続されているコ
ンデンサＣ２，Ｃ３の電圧が入力線間電圧よりも低くな
った場合にも、同様にコンデンサＣ２，Ｃ３の充電電流
によってＲ相の入力電流は歪んだ波形となる。更に、Ｓ
相やＴ相の入力電流に関しても、同様に歪んだ波形とな
る。

【００１８】次に、図８は図１の回路を対象として、入
力電流波形の改善を図った従来の制御方法を示す波形図
であり、特開２０００−３１６２８５号公報の図２５と
同一のものである。この制御方法は特開２０００−３１
６２８５号公報の請求項１７に記載された発明に相当す
る。直流平滑コンデンサ等の大容量のエネルギー蓄積要
素を持たない直接周波数変換回路では、交流入力電流が
出力波形の影響を受けやすく、入力電流波形は出力周波
数の整数倍の高調波成分を多く含んだ波形となる。この
ため、特開２０００−３１６２８５号公報の請求項１７
に記載された発明では、昇圧動作時における入力電流の
含有高調波を低減させて入力電流波形を正弦波状に補正
することとした。

【００１９】図８において、高調波を含んだＲ相の入力
電流Ｉ_Ｒから基本波成分Ｉ_Ｒ'を取り除くと、高調波成
分Ｉ_ＲＤが得られる。なお、この信号は電圧信号として
用いられる。更に、Ｒ相電圧Ｖ_Ｒが正の区間には出力電
圧指令値Ｖ_ＢにＩ_ＲＤの反転波形を加え、Ｖ_Ｒが負の区
間には出力電圧指令値Ｖ_ＢにＩ_ＲＤをそのまま加えるこ
とで入力電流補正制御波形Ｉ_Ｅを得る。すなわち、Ｒ相
電圧Ｖ_Ｒが正の区間のＩ_Ｅは数式（１）、Ｒ相電圧Ｖ_Ｒ
が負の区間のＩ_Ｅは数式（２）によって表される。

【００２０】Ｉ_Ｅ＝Ｖ_Ｂ−Ｉ_ＲＤ（Ｖ_Ｒ＞０）（１）Ｉ_Ｅ＝Ｖ_Ｂ＋Ｉ_ＲＤ（Ｖ_Ｒ＜０）（２）

【００２１】ここで、Ｉ_Ｅとキャリア波形ＣＲの大きさ
とを比較して得られるパルスを、Ｒ相電圧が正の区間に
おけるスイッチング素子ＲＮのオン信号とし、Ｒ相電圧
が負の区間におけるスイッチング素子ＲＰのオン信号と
する。このようにスイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン信
号を決定することにより、Ｒ相入力電流Ｉ_Ｒが基本波成
分Ｉ_Ｒ'よりも正または負側に大きくなるとスイッチン
グ素子に対するパルス幅を減少させ、Ｒ相入力電流Ｉ_Ｒ
が基本波成分Ｉ_Ｒ'よりも正または負側に小さくなると
パルス幅を広げるように制御することができる。

【００２２】例えば、図１のスイッチング素子Ｙ２がオ
ンしている時にスイッチング素子ＲＮがオンすると、Ｒ
相の入力電流Ｉ_Ｒは入力端子Ｒ→ＬＲ→ＰＲ４→ＲＮ→
Ｙ１の逆並列ダイオード→ＰＲ２→ＰＳ２→Ｙ２→ＳＮ
の逆並列ダイオード→ＰＳ４→ＬＳ→Ｓ→交流電源→Ｒ
の経路で流れる。また、スイッチング素子Ｖ２がオンし
ている時にスイッチング素子ＲＰをオンすると、Ｒ相の
入力電流Ｉ_Ｒは入力端子Ｓ→ＬＳ→ＰＳ４→ＳＰの逆並
列ダイオード→Ｖ２→ＰＳ２→ＰＲ２→Ｖ１の逆並列ダ
イオード→ＲＰ→ＰＲ４→ＬＲ→Ｒ→Ｓの経路で流れ
る。

【００２３】よって、Ｒ相の入力電流Ｉ_Ｒはスイッチン
グ素子ＲＮ，ＲＰの制御パルス幅で制御される。すなわ
ち、入力電流Ｉ_Ｒが増加したときには、スイッチング素
子ＲＮ，ＲＰのパルス幅を狭くすることで入力電流を減
少させ、逆に、入力電流Ｉ_Ｒが減少したときには、スイ
ッチング素子ＲＮ，ＲＰのパルス幅を広くすることで入
力電流Ｉ_Ｒを増加させることができる。

【００２４】このような制御を行うことにより、入力電
流波形は正弦波状に補正され、高調波成分を低減させる
ことができる。ここでは、Ｒ相の入力電流Ｉ_Ｒについて
説明したが、Ｓ相やＴ相の入力電流についても同様の制
御によって各相の入力電流の高調波を低減することがで
きる。

【００２５】また、図８における出力電圧指令値Ｖ_Ｂの
大きさを変えればスイッチング素子ＲＰ，ＲＮに対する
パルス幅は変化するので、リアクトルＬＲ，ＬＳに流れ
る電流も変化する。よって、リアクトルＬＲ，ＬＳ，Ｌ
Ｔに生じる電圧は、出力電圧指令値Ｖ_Ｂによって変化す
るということができる。

【００２６】ここで、例えばスイッチング素子Ｕ１，Ｙ
２がオンすると、Ｒ→ＬＲ→ＰＲ４→ＲＰの逆並列ダイ
オード→Ｕ１→ＰＲ１→Ｕ→負荷→Ｖ→ＰＳ２→Ｙ２→
ＳＮの逆並列ダイオード→ＰＳ４→ＬＳ→Ｓの経路で
Ｒ，Ｓ間の入力線間電圧Ｖ_ＲＳ及びリアクトルＬＲ，Ｌ
Ｓに生じる電圧の和が負荷側の出力端子Ｕ，Ｖ間に分配
される。よって、３相全体で見ると、出力電圧指令値Ｖ
_Ｂを調整してリアクトルＬＲ，ＬＳ，ＬＴに生じる電圧
を変化させることで、出力線間電圧も変化させることが
できる。このように図８の制御方法では、出力電圧の大
きさをＶ_Ｂの値で制御すると共に、高調波成分Ｉ_ＲＤを
出力電圧指令値Ｖ_Ｂに加算または減算して入力電流の歪
みをＶ_Ｂにフィードバックすることで、入力電流の歪み
を低減させている。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】直流平滑回路を使用し
ない直接周波数変換回路における入力電流の高調波低減
方法としては、前述した特開２０００−３１６２８５号
公報の図２５（同公報の請求項１７）の他、同公報の図
２６（同じく請求項１８）に記載された降圧動作時にお
ける高調波低減方法が知られている。

【００２８】特開２０００−３１６２８５号公報の図２
５に示される方法は、要約すれば、出力電圧指令値Ｖ_Ｂ
によって出力電圧を変化させ、入力電流のフィードバッ
ク制御により入力電流の高調波を低減する方法である。
よって、出力電圧指令値と入力電流のフィードバック信
号とを個別に生成しなければならないという制御上また
は回路構成上の煩雑さがある。

【００２９】更に、直接周波数変換回路における入力電
流の高調波低減方法の他の従来技術として、本出願人に
よる先願である特願２０００−７３９５２の請求項１ま
たは２に記載された発明がある。この先願の請求項１に
記載された制御方法は、図１に示した主回路を対象とし
て、各相の正弦波状の入力電流指令値の瞬時値を中心と
して正負側に一定の幅を持たせて上下限値を設定し、入
力電流検出値が前記上下限値に達した時点でオン・オフ
するように当該相の直列スイッチ部のスイッチング素子
に対する制御パルスパターンを決定するものである。

【００３０】この先願の制御方法は、入力電流指令値に
追従するように直列スイッチ部のスイッチング素子Ｒ
Ｐ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮに対する制御パルス
を保持するものであるが、交流スイッチ部１０，２０，
３０の直流端子間に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２，
Ｃ３の電圧が入力線間電圧よりも低くなったときに、前
述した如くコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の充電電流が流
れる結果、各相の入力電流が歪んでしまうという問題は
解決されていない。

【００３１】そこで請求項１に記載した発明は、各相の
交流スイッチ部の直流端子間に接続されたコンデンサの
電圧を常に入力線間電圧よりも高くすることで、入力電
流の歪みを低減するようにした直接周波数変換回路の制
御方法を提供しようとするものである。

【００３２】また、請求項２に記載した発明は、入力電
流指令波形の振幅で出力線間電圧を調整可能にすると同
時に、入力電流がその指令値に追従するように動作させ
ることによって入力電流の高調波も低減させることがで
きる直接周波数変換回路の制御方法を提供しようとする
ものである。

【００３３】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、Ｎ相の交流入力電圧を任意
周波数のＭ相（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧
に変換する直接周波数変換回路であって、ダイオードを
逆並列接続したスイッチング素子を２個直列に接続して
なる直列スイッチ部を、前記ダイオードのカソード側が
２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッジインバ
ータ回路の正極端子側になるように前記インバータ回路
に並列接続し、かつ、前記直列スイッチ部にコンデンサ
を並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成し、この
交流スイッチ部をＮ個設け、前記直列スイッチ部のダイ
オード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ相の交流
入力端子にそれぞれ接続し、各相のブリッジインバータ
回路の交流出力端子のうち、同一相に属するもの同士を
一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続し、ある相
の直列スイッチ部のスイッチング素子のオン・オフ動作
により、当該相及び異なる相の前記ブリッジインバータ
回路のオン状態にあるスイッチング素子をそれぞれ介し
て電流を流すことにより当該相の入力電流を増減制御可
能とした直接形周波数変換回路において、一の交流スイ
ッチ部のスイッチング素子と他の交流スイッチ部のスイ
ッチング素子を共にオンさせた状態で、前記一の交流ス
イッチ部の直列スイッチ部のスイッチング素子をオン・
オフさせることにより当該交流スイッチ部内のコンデン
サを当該交流スイッチ部の入力電流により予め充電し、
当該コンデンサの電圧を当該交流スイッチ部と他の交流
スイッチ部との間の入力線間電圧の全波整流電圧よりも
高く保持するものである。

【００３４】請求項２記載の発明は、Ｎ相の交流入力電
圧を任意周波数のＭ相（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流
出力電圧に変換する直接周波数変換回路であって、ダイ
オードを逆並列接続したスイッチング素子を２個直列に
接続してなる直列スイッチ部を、前記ダイオードのカソ
ード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブリッ
ジインバータ回路の正極端子側になるように前記インバ
ータ回路に並列接続し、かつ、前記直列スイッチ部にコ
ンデンサを並列接続して一相分の交流スイッチ部を構成
し、この交流スイッチ部をＮ個設け、前記直列スイッチ
部のダイオード同士の各接続点をリアクトルを介してＮ
相の交流入力端子にそれぞれ接続し、各相のブリッジイ
ンバータ回路の交流出力端子のうち、同一相に属するも
の同士を一括してＭ相の交流出力端子にそれぞれ接続
し、ある相の直列スイッチ部のスイッチング素子のオン
・オフ動作により、当該相及び異なる相の前記ブリッジ
インバータ回路のオン状態にあるスイッチング素子をそ
れぞれ介して電流を流すことにより当該相の入力電流を
増減制御可能とした直接形周波数変換回路において、各
相の正弦波状の入力電流指令波形の瞬時値を中心として
正負側に一定の幅を持たせて上下限値を設定し、入力電
流検出値が前記上下限値に達した時点でオン・オフする
ように当該相の直列スイッチ部のスイッチング素子に対
する制御パルスのパターンを決定すると共に、前記入力
電流指令波形の振幅を変化させて前記直列スイッチ部の
スイッチング素子に対する制御パルスの幅を変化させる
ことにより、入力線間電圧と前記各リアクトルに発生す
る電圧との和である出力線間電圧を変化させるものであ
る。

【００３５】

【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。なお、本実施形態が適用される主回路の
構成は図１と同一である。まず、図２は請求項１に記載
した発明の実施形態に相当するものであり、以下では、
図１及び図２を参照しながら説明する。

【００３６】この実施形態では、図１における交流スイ
ッチ部１０のコンデンサＣ１の電圧Ｖ_Ｃ１を常に入力線
間電圧の全波整流電圧よりも高くすることで、コンデン
サＣ１の充電電流により生じる入力電流波形の歪みを低
減する。例えば、交流入力端子Ｒ，Ｓ間の入力線間電圧
Ｖ_ＲＳが正であってスイッチング素子Ｕ１，Ｙ２がオン
している時に直列スイッチ部１１内のスイッチング素子
ＲＮをオンすると、入力端子Ｒ→ＬＲ→ＰＲ４→ＲＮ→
Ｙ１の逆並列ダイオード→ＰＲ２→ＰＳ２→Ｙ２→ＳＮ
の逆並列ダイオード→ＰＳ４→ＬＳ→Ｓ→交流電源→Ｒ
の経路で電圧Ｖ_ＲＳが線間短絡し、入力電流Ｉ_Ｒは増加
する。

【００３７】ここでスイッチング素子ＲＮがオフする
と、リアクトルＬＲ，ＬＳに流れる電流はＲ→ＬＲ→Ｐ
Ｒ４→ＲＰの逆並列ダイオード→Ｕ１→ＰＲ１→Ｕ→負
荷→Ｖ→ＰＳ２→Ｙ２→ＳＮの逆並列ダイオード→ＰＳ
４→ＬＳ→Ｓ→交流電源→Ｒという負荷側に流れる経路
と、Ｒ→ＬＲ→ＰＲ４→ＲＰの逆並列ダイオード→Ｃ１
→Ｙ１の逆並列ダイオード→ＰＲ２→ＰＳ２→Ｙ２→Ｓ
Ｎの逆並列ダイオード→ＰＳ４→ＬＳ→Ｓ→交流電源→
ＲというコンデンサＣ１を充電する経路とに分流する。
なお、Ｕ相に供給する電流は、スイッチング素子Ｕ１の
制御パルス幅によって一定に制御することができる。

【００３８】いま、入力電流Ｉ_Ｒの指令波形Ｉ_Ｒ ^＊の振
幅を図２の点線から実線のように大きくしたとすると、
スイッチング素子ＲＮのオン時には、実際の入力電流Ｉ
_Ｒは指令波形Ｉ_Ｒ ^＊に従って上述の電圧Ｖ_ＲＳを線間短
絡する経路で流れ、スイッチング素子ＲＮのオフ時に
は、前述した負荷側に流れる経路とコンデンサＣ１を充
電する経路とに分流し、このときコンデンサＣ１が充電
される。実際の入力電流Ｉ_Ｒは、スイッチング素子ＲＮ
のオン・オフのタイミングに同期して、後述するように
指令波形Ｉ_Ｒ ^＊を中心としたＩ_Ｒ ^＊±Ｉ_ｒの範囲で増減
を繰り返すことになり、図２の実線のような波形とな
る。また、直列スイッチ部１１内の他方のスイッチング
素子ＲＰのオン・オフ時にも、同様にして実際の入力電
流Ｉ_Ｒはスイッチング素子ＲＰのオン・オフのタイミン
グに同期して指令波形Ｉ_Ｒ ^＊を中心としたＩ_Ｒ ^＊±Ｉ_ｒ
の範囲で増減を繰り返すことになり、図２の実線で示す
波形となる。

【００３９】このように指令波形Ｉ_Ｒ ^＊の振幅を大きく
してスイッチング素子ＲＮ，ＲＰをオン・オフさせるこ
とにより、実際の入力電流Ｉ_Ｒは全体として増加し、こ
の入力電流Ｉ_Ｒの一部がコンデンサＣ１に流入してその
電圧Ｖ_Ｃ１を上昇させる。よって、コンデンサ電圧Ｖ
_Ｃ１が入力線間電圧Ｖ_ＲＳよりも低くならないように指
令波形Ｉ_Ｒ ^＊を設定することで、入力電流を正弦波状の
指令波形Ｉ_Ｒ ^＊に追従させながらコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１
を常に入力線間電圧Ｖ_ＲＳよりも高くすることができ
る。上記のように入力電流Ｉ_Ｒの一部により予めコンデ
ンサＣ１を充電しておき、図２に示す如くコンデンサ電
圧Ｖ_Ｃ１を常に入力線間電圧よりも高くなるように制御
することにより、図７に示したような入力電流Ｉ_Ｒの歪
みを低減することができる。

【００４０】図３は、本実施形態を実現するための制御
ブロック図である。図３において、１００は図１に示し
た主回路であり、各相入力電流、例えばＲ相入力電流Ｉ
_Ｒは変流器によって検出され、制御回路２００内に取り
込まれる。ここで、図３では変流器２０１ａ及び入力電
流検出部２０１ｂを分けて示してあるが、便宜上、これ
らをまとめて入力電流検出手段２０１と称する。

【００４１】２０２は入力電流指令部であり、各相の入
力電流指令波形、例えばＲ相入力電流指令波形Ｉ_Ｒ ^＊が
出力される。入力電流Ｉ_Ｒ及びその指令波形Ｉ_Ｒ ^＊はヒ
ステリシスコンパレータ２０３に入力され、Ｒ相電圧Ｖ
_Ｒの正負に応じて各スイッチング素子ＲＮ，ＲＰに対す
る制御パルスを決定する信号が出力されるようになって
いる。上記コンパレータ２０３はヒステリシス幅Ｉ_ｒを
有しており、Ｒ相電圧Ｖ_Ｒが正の期間ではＩ_ＲがＩ_Ｒ ^＊
−Ｉ_ｒと等しくなったらスイッチング素子ＲＮをオンさ
せ、Ｉ_ＲがＩ_Ｒ ^＊＋Ｉ _ｒと等しくなったらスイッチング
素子ＲＮをオフさせると共に、Ｒ相電圧Ｖ_Ｒが負の期間
ではＩ_ＲがＩ_Ｒ ^＊＋Ｉ_ｒと等しくなったらスイッチング
素子ＲＰをオンさせ、Ｉ_ＲがＩ_Ｒ ^＊−Ｉ_ｒと等しくなっ
たらスイッチング素子ＲＰをオフさせるような出力信号
を生成する。ヒステリシスコンパレータ２０３の出力信
号はパルス分配手段２０４に入力されており、この分配
手段２０４によりスイッチング素子ＲＮ，ＲＰに対する
実際の制御パルスが生成され、ゲート駆動ユニット２０
５を介して主回路１００の直列スイッチ部１１のスイッ
チング素子ＲＮ，ＲＰにゲート信号として与えられる。

【００４２】なお、図２に示したＩ_Ｒの波形は動作を理
解しやすくするためにリプルを多く含んだ波形として描
いてあるが、前記ヒステリシス幅Ｉ_ｒを小さくすること
でリプルは減少し、歪みの少ない正弦波状の波形を得る
ことができる。

【００４３】このように、本実施形態によれば、直列ス
イッチ部１１のスイッチング素子ＲＮ，ＲＰのオン・オ
フによりコンデンサＣ１を予め充電してその電圧Ｖ_Ｃ１
を常に入力線間電圧Ｖ_ＲＳよりも高くすることで、従来
のように入力線間電圧Ｖ_ＲＳがコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１よ
りも高くなったときにコンデンサＣ１の充電によって増
加する入力電流Ｉ_Ｒを抑制し、入力電流の歪みを低減す
ることができる。また、多相の交流スイッチ部２０，３
０におけるコンデンサＣ２やＣ３の電圧も同様な方法で
入力線間電圧よりも常に高く制御することができる。よ
って、Ｓ相やＴ相の入力電流の歪みも同様に低減させる
ことができる。

【００４４】次に、請求項２に記載した発明の実施形態
を説明する。本実施形態が適用される主回路の構成も図
１と同一である。

【００４５】図１において、例えば、スイッチング素子
Ｕ１，Ｙ２がオンしている時には入力端子Ｒ→ＬＲ→Ｐ
Ｒ４→ＲＰの逆並列ダイオード→Ｕ１→ＰＲ１→Ｕ→負
荷→Ｖ→ＰＳ２→Ｙ２→ＳＮの逆並列ダイオード→ＰＳ
４→ＬＳ→Ｓの経路で、また、スイッチング素子Ｖ１，
Ｘ２がオンしているときには入力端子Ｒ→ＬＲ→ＰＲ４
→ＲＰの逆並列ダイオード→Ｖ１→ＰＲ２→Ｖ→負荷→
Ｕ→ＰＳ１→Ｘ２→ＳＮの逆並列ダイオード→ＰＳ４→
ＬＳ→Ｓの経路で、入力端子Ｒ，Ｓ間の入力線間電圧Ｖ
_ＲＳとリアクトルＬＲ，ＬＳに生じている電圧との和が
負荷側の出力端子Ｕ，Ｖ間に分配される。

【００４６】一方、リアクトルＬＲ，ＬＳに生じる電圧
は、入力電流指令波形Ｉ_Ｒ ^＊の振幅によって変化させる
ことができる。ここで、図４は、入力電流指令波形Ｉ_Ｒ
^＊の振幅が小さい場合のＩ_Ｒ ^＊，Ｉ_Ｒ等の波形、スイッ
チング素子ＲＮ，Ｕ１，Ｘ２，Ｖ１，Ｙ２の制御パル
ス、及び出力線間電圧の波形Ｖ_ＵＶを示しており、図５
は、入力電流指令波形Ｉ_Ｒ ^＊の振幅が図４よりも大きく
なった場合の各波形を示している。Ｉ_Ｒ ^＊の振幅を大き
くすると、Ｉ_Ｒ ^＊に追従してスイッチング素子ＲＮに対
する制御パルス幅が広がり、実際の入力電流Ｉ_Ｒが増加
する。

【００４７】入力電流Ｉ_Ｒの増加によってリアクトルＬ
Ｒ，ＬＳに流れる電流も増加し、これらのリアクトルＬ
Ｒ，ＬＳに生じる電圧も増加する。前述したように出力
端子Ｕ，Ｖ間の出力線間電圧Ｖ_ＵＶは入力線間電圧Ｖ
_ＲＳとＬＲ，ＬＳに生じる電圧との和になるので、リア
クトルＬＲ，ＬＳに生じる電圧を増加させることで負荷
側に分配する電圧も増加させることができる。また、負
荷側におけるその他の線間電圧も同様な制御によって変
化させることができる。

【００４８】従来技術である特開２０００−３１６２８
５号公報の図２５に示される方法では、入力電流の歪み
をフィードバックすることで入力電流の歪みを低減して
いたが、図４，図５に示した本発明の実施形態では、入
力電流指令波形Ｉ_Ｒ ^＊の調節によって出力電圧の大きさ
を制御すると共に入力電流Ｉ_Ｒをその指令波形Ｉ_Ｒ ^＊に
追従するように制御することが可能である。つまり、入
力電流をフィードバックすることなくその高調波成分を
低減しながら、同時に出力電圧の大きさを制御すること
ができるため、制御内容や回路構成の簡略化が可能にな
る。

【００４９】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、直接周波
数変換回路の交流スイッチ部に設けたコンデンサの電圧
を入力線間電圧よりも常に高く制御することにより、コ
ンデンサの充電電流によって生じる入力電流の歪みを低
減することができる。また、入力電流指令波形の振幅を
変化させることで出力電圧を調整することができ、同時
に入力電流波形を正弦波状に制御することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態が適用される直接周波数変換
回路の主回路を示す図である。

【図２】請求項１に記載した発明の実施形態を示す図で
ある。

【図３】請求項１に記載した発明の実施形態を実現する
ための制御ブロック図である。

【図４】請求項２に記載した発明の実施形態を示す図で
ある。

【図５】請求項２に記載した発明の実施形態を示す図で
ある。

【図６】従来技術を示す図である。

【図７】従来技術を示す図である。

【図８】従来技術を示す図である。

【符号の説明】

１０，２０，３０……交流スイッチ部１１，２１，３１……直列スイッチ部１２，２２，３２……３相ブリッジインバータ回路Ｕ１〜Ｗ１，Ｕ２〜Ｗ２，Ｕ３〜Ｗ３，Ｘ１〜Ｚ１，Ｘ
２〜Ｚ２，Ｘ３〜Ｚ３，ＲＰ，ＳＰ，ＴＰ，ＲＮ，Ｓ
Ｎ，ＴＮ……スイッチング素子ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ……リアクトルＣ１〜Ｃ３……コンデンサＰＲ１〜ＰＲ４，ＰＳ１〜ＰＳ４，ＰＴ１〜ＰＴ４……
接続点Ｒ，Ｓ，Ｔ……交流入力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ……交流出力端子Ｉ_Ｒ……Ｒ相入力電流Ｉ_Ｒ'……Ｒ相入力電流の基本波成分Ｉ_Ｒ ^＊……入力電流指令波形Ｖ_Ｃ１……コンデンサＣ１の電圧Ｖ_Ｒ……Ｒ相入力電圧Ｖ_ＲＳ，Ｖ_ＳＴ，Ｖ_ＴＲ……入力線間電圧Ｖ_ＵＶ……出力線間電圧Ｉ_ＲＤ……入力電流の高調波成分Ｖ_Ｂ……出力電圧指令値Ｉ_Ｅ……入力電流補正制御波形ＣＲ……キャリア波形２００……制御回路２０１……入力電流検出手段２０１ａ……変流器２０１ｂ……入力電流検出部２０２……入力電流指令部２０３……ヒステリシスコンパレータ２０４……パルス分配手段２０５……ゲート駆動ユニット

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｈ０２Ｍ 7/5387 ＺＦターム(参考） 5H006 AA02 CA01 CA07 CA12 CA13 CB01 CC05 DA02 DB02 DC02 5H007 AA02 AA07 CA01 CB04 CB05 CC05 CC12 CC23 DA03 DA05 DA06 DC02 EA02 5H750 AA02 AA04 BA08 BA09 CC06 DD01 DD14 DD18 DD25 FF02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】Ｎ相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相
（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直
接周波数変換回路であって、ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を２個直
列に接続してなる直列スイッチ部を、前記ダイオードの
カソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブ
リッジインバータ回路の正極端子側になるように前記イ
ンバータ回路に並列接続し、かつ、前記直列スイッチ部
にコンデンサを並列接続して一相分の交流スイッチ部を
構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、前記直列スイッチ部のダイオード同士の各接続点をリア
クトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、
各相のブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、
同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子
にそれぞれ接続し、ある相の直列スイッチ部のスイッチング素子のオン・オ
フ動作により、当該相及び異なる相の前記ブリッジイン
バータ回路のオン状態にあるスイッチング素子をそれぞ
れ介して電流を流すことにより当該相の入力電流を増減
制御可能とした直接形周波数変換回路において、一の交流スイッチ部のスイッチング素子と他の交流スイ
ッチ部のスイッチング素子を共にオンさせた状態で、前
記一の交流スイッチ部の直列スイッチ部のスイッチング
素子をオン・オフさせることにより当該交流スイッチ部
内のコンデンサを当該交流スイッチ部の入力電流により
予め充電し、当該コンデンサの電圧を当該交流スイッチ
部と他の交流スイッチ部との間の入力線間電圧の全波整
流電圧よりも高く保持することを特徴とする直接周波数
変換回路の制御方法。
【請求項２】Ｎ相の交流入力電圧を任意周波数のＭ相
（Ｎ，Ｍは２以上の整数）の交流出力電圧に変換する直
接周波数変換回路であって、ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を２個直
列に接続してなる直列スイッチ部を、前記ダイオードの
カソード側が２Ｍ個のスイッチング素子からなるＭ相ブ
リッジインバータ回路の正極端子側になるように前記イ
ンバータ回路に並列接続し、かつ、前記直列スイッチ部
にコンデンサを並列接続して一相分の交流スイッチ部を
構成し、この交流スイッチ部をＮ個設け、前記直列スイッチ部のダイオード同士の各接続点をリア
クトルを介してＮ相の交流入力端子にそれぞれ接続し、
各相のブリッジインバータ回路の交流出力端子のうち、
同一相に属するもの同士を一括してＭ相の交流出力端子
にそれぞれ接続し、ある相の直列スイッチ部のスイッチング素子のオン・オ
フ動作により、当該相及び異なる相の前記ブリッジイン
バータ回路のオン状態にあるスイッチング素子をそれぞ
れ介して電流を流すことにより当該相の入力電流を増減
制御可能とした直接形周波数変換回路において、各相の正弦波状の入力電流指令波形の瞬時値を中心とし
て正負側に一定の幅を持たせて上下限値を設定し、入力
電流検出値が前記上下限値に達した時点でオン・オフす
るように当該相の直列スイッチ部のスイッチング素子に
対する制御パルスのパターンを決定すると共に、前記入
力電流指令波形の振幅を変化させて前記直列スイッチ部
のスイッチング素子に対する制御パルスの幅を変化させ
ることにより、入力線間電圧と前記各リアクトルに発生
する電圧との和である出力線間電圧を変化させることを
特徴とする直接周波数変換回路の制御方法。