KR20070116271A

KR20070116271A - 전력 변환 장치와 전력 변환 방법

Info

Publication number: KR20070116271A
Application number: KR1020077024733A
Authority: KR
Inventors: 가츠토시 야마나카
Original assignee: 가부시키가이샤 야스카와덴키
Priority date: 2005-04-27
Filing date: 2006-04-18
Publication date: 2007-12-07
Also published as: WO2006118026A1; CN101171741A; TW200711283A; TWI308817B; KR100949639B1; DE112006001095T5; US7701740B2; CN101171741B; JPWO2006118026A1; JP4626651B2; US20090091954A1

Abstract

PWM 펄스가 좁아진 경우에도, 출력 전압과 출력 전류의 변형을 작게 할 수 있고, 연산 처리가 간단하고 낮은 가격이며 고성능인 전력 변환 장치와 전력 변환 방법을 제공한다. 교류 전원의 각 상과 출력측의 각 상을 양방향 스위치로 접속하고, 교류 전원 전압을 PWM 제어하는 전력 변환 장치에 있어서, 1상 고정 스위칭 모드와, 전체 상 스위칭 모드를 구비하고, 전체 상 스위칭 모드로부터 1상 고정 스위칭 모드로 전환하는 모드 전환부를 구비한다. 또한, 순시 전압 벡터와 동일한 전압 벡터를, 육각형 공간 벡터도 중에서 선택하고, 순시 전압 벡터의 벡터 성분을 연산하는 벡터 성분 연산기(13)와 벡터 성분의 출력 시간을 연산하는 시간 연산기(14)를 구비했다.

Description

전력 변환 장치와 전력 변환 방법{POWER TRANSFORMING APPARATUS AND POWER TRANSFORMING METHOD}

본 발명은, 교류 전원으로부터 임의의 주파수로 출력 변환 가능한 전력 변환 장치에 관한 것으로, 특히 펄스폭 변조(PWM) 제어나 다이렉트·토크·컨트롤 제어를 이용한 전력 변환 장치와 전력 변환 방법에 관한 것이다.

직접형 교류 전력 변환 장치는, 교류 전원의 각 상과 출력측의 각각의 상의 사이를 자기 소호 능력(自己消弧能力)을 가지는 양방향 스위치의 회로 구성으로 접속하고, 교류 전원을 직접 임의의 전압·주파수로 변환하는 것이 가능하다. 그러나, 스위치에 흐르는 전류(電流)를 강제적으로 스위칭하기 위해서, 독자적 스위칭 시퀀스가 필요하다. 이후 이 스위칭 시퀀스를 전류(傳流) 시퀀스라고 부른다. PWM 사이클로 컨버터의 스위칭 시퀀스는, 특허 문헌 1이나 특허 문헌 2에 개시되어 있다.

전류 시퀀스의 작성 방법으로는, 스위칭 소자의 양단 전압의 극성을 판정하는 회로를 이용하고, 이에 의해 얻어진 스위치간 전압 극성 신호를 기본으로 작성하는 방법과, 스위칭 소자로부터 흘러나오는 출력 전류의 방향을 판정하는 출력 전류 방향 검출 회로에 의해 얻어진 출력 전류 방향 신호를 기초로 작성하는 방법 등 을 들 수 있다(예를 들면 특허 문헌 3, 특허 문헌 4). 전류 시퀀스는, 출력된 PWM 신호를 기초로 논리 회로에 있어서 작성되는 일이 많고, 스위칭 소자의 스위칭 시간을 고려하여, 어느 일정한 시간을 들여 행할 필요가 있다. 이 때문에 본래 출력되어야 할 출력 전압의 전압 지령치와, 실제로 출력되는 출력 전압과의 사이에 오차가 생겨 버린다. 그 오차는, 전원의 기준 전압 상태나 전류 시퀀스의 정보원이 되는 스위칭 소자의 양단 전압 극성이나 출력 전압의 방향 등에 의존해 발생한다. 또한, 양방향 스위치에 전류가 흐르면, 반도체 소자의 특성 상의 전압 강하가 발생하여, 출력 전압의 오차가 발생한다. 이러한 문제에 대해서 특허 문헌 5에서는, 이러한 오차를 미리 지령으로 보정함으로써 회피하고, 특허 문헌 6에서는, 오차가 발생하지 않는 전류 시퀀스를 이용함으로써 회피하고 있다. 또한, 직접형 교류 전력 변환 장치에서는, 스위칭 로스를 저감시키기 위해, 1상의 스위칭을 정지한 PWM 펄스로 하는 경우가 일반적이다(비특허 문헌1의 도 2 및 비특허 문헌2의 도 8). 또한, 다이렉트·토크·컨트롤 제어를 이용한 매트릭스 컨버터는 비특허 문헌 3에 개시되어 있다.

특허 문헌 1 : 일본국 특허공개 평 11-341807

특허 문헌 2： 일본국 특허공개 2000-139076

특허 문헌 3： 일본국 특허공개 2000-2724

특허 문헌 4： 일본국 특허공개 2001-165966

특허 문헌 5：일본국 특허공개 2003-309975(도 6, 도 7)

특허 문헌 6：EP1306964(Fig.5)

비특허 문헌 1：직접형 교류 전력 변환 회로와 그 관련 기술의 현상과 과제 매트릭스 컨버터(PWM 제어 사이클로 컨버터) 평성 16년 전기 학회 산업 응용 부문 대회 1-S3-2

비특허 문헌 2：직접형 교류 전력 변환 회로와 그 관련 기술의 현상과 과제 직류 링크 부착 직접형 교류 전력 변환 회로 평성 16년 전기 학회 산업 응용 부문 대회 1-S3-3

비특허 문헌 3：「The Use of Matrix Converters in Direct Torque Control of Induction Machines」Domenico Casadei 외, IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, VOL.48, NO. 6, DECEMBER 2001

종래의 직접형 교류 전력 변환 장치에서는, 1상의 스위칭을 정지한 PWM 펄스로 되어 있고, 또한 입력 전원 상태에 의해서 PWM 펄스의 패턴이 변해버린다. 도 9 및 도 10에 입력 전원 상태가 다른 PWM 펄스예를 나타낸다. 도 9는 입력 전원의 중간 전압 E_M가 E_N에 가까운 경우의 PWM 펄스로 U상의 스위칭이 정지하고, 도 10은 입력 전원의 중간 전압 E_M가 E_P에 가까운 경우의 PWM 펄스로 W상의 스위칭이 정지한다. 이들 스위칭이 정지하는 상은 입력 전원 상태에 따라 정해지고 출력 전압 지령에는 의존하지 않는다.

출력 전압은 PWM의 펄스폭에 의해서 결정되므로, 예를 들면, U상이 P, V상이 N, W상이 N상태로 되는 펄스폭이 매우 좁아지면, 도 9의 PWM 펄스에서는, 이 펄스는 V상의 스위칭에 의해서만 발생되므로, V상의 전류 시퀀스에 필요한 시간폭이나 스위칭의 지연 등의 영향에 의해, U상이 P, V상이 N, W상이 N의 상태로 되는 펄스가 출력되지 않게 되는 문제가 있었다. 그러나, 도 10의 PWM펄스에서는, U상이 P, V상이 N, W상이 N의 상태가 되는 펄스폭은 U상과 V상의 펄스의 차분으로서 출력되므로, 이 문제는 발생하지 않고, U상이 P, V상이 P, W상이 N의 상태가 되는 펄스폭에 관해서, 이 문제가 발생한다. 또한, 전류 시퀀스나 반도체 소자의 특성 상의 전압 강하를 보정하도록 구성한 경우, 상기 기술의 좁은 펄스폭에 대한 보정은 불가능하므로, 출력 전압 및 출력 전류의 변형도 보정할 수 없다는 문제가 있다.

또한, 종래의 직접형 교류 전력 변환 장치의 PWM 펄스 패턴 연산 방법에서는, 입력 전류의 제어를 행하고, 또한 출력 전압 제어를 행하며, 또한 출력 PWM 펄스나 출력 전압 벡터의 결정을 동시에 행하므로, 입력 전류 제어와 출력 전압 벡터와의 관련을 떼어낼 수 없다는 문제가 있다. 또한, 비특허 문헌 3과 같이 가상적으로 AC／DC변환＋DC／AC 변환 장치로서 나누고, 제어 상으로 AC／DC 변환 장치의 입력 전류 벡터와 DC／AC 변환 장치의 출력 전압 벡터를 나누어 생각하는 제어 방법에서는, 사고 방식이 복잡하고, 또한, 입력의 교류 전원의 각 상 모두를 따로 따로 출력의 각 상에 접속하는 벡터 상태를 취할 수 없다는 문제가 있어, 이 방식으로는 출력 전압의 변형이 크다는 문제가 있었다.

본 발명은 이러한 문제점에 비추어 이루어진 것으로, PWM 펄스가 좁아진 경우에도, 출력 전압과 출력 전류의 변형을 작게 할 수 있는 전력 변환 장치와 전력 변환 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

또한, 본 발명은, 공간 벡터의 사고 방식을 이용해 출력 전압 벡터를 기본으로 하는 사고를 적용하고, 연산이 확실하고 용이하며, 출력 전압의 펄스 변형과 입력 전류 변형을 감소시켜, 소형이며 저비용의 전력 변환 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

<과제를 해결하기 위한 수단>

상기 문제를 해결하기 위해, 본 발명은, 다음과 같이 구성한 것이다.

항목 1에 기재의 발명은, 교류 전원의 각 상과 출력측의 각 상을 자기 소호 능력을 가지는 양방향 스위치로 접속하고, 교류 전원 전압을 PWM 제어함으로써 임의의 전압을 출력하는 전력 변환 장치에 있어서, PWM 주기 중에 출력상의 1상을 스위칭하지 않고 소정 상태로 고정하여 다른 상을 스위칭하는 1상 고정 스위칭 모드와, PWM 주기 중에 전체 상이 스위칭하는 전체 상 스위칭 모드를 구비하고, 상기 전체 상 스위칭 모드와 상기 1상 고정 스위칭 모드를 전환하는 모드 전환부를 가지는 것을 특징으로 하는 것이다.

또한, 항목 2에 기재의 발명은, 항목 1기재의 전력 변환 장치에 있어서, 상기 모드 전환부는, 출력 펄스폭이 소정치 이하인 경우에 상기 1상 고정 스위칭 모드로부터 상기 전체 상 스위칭 모드로 바꾸는 것을 특징으로 하는 것이다.

항목 3에 기재의 발명은, 항목 1기재의 전력 변환 장치에 있어서, 상기 모드 전환부는, 출력 전압 위상이 소정 범위인 경우에, 상기 1상 고정 스위칭 모드로부터 상기 전체 상 스위칭 모드로 바꾸는 것을 특징으로 하는 것이다.

항목 4에 기재의 발명은, 항목 1기재의 전력 변환 장치에 있어서, 상기 모드 전환부는, 상기 교류 전원 전압 위상이 소정 범위이고, 또한 출력 전압 위상이 소정 범위인 경우에, 상기 1상 고정 스위칭 모드로부터 상기 전체 상 스위칭 모드로 전환하는 것을 특징으로 하는 것이다.

항목 5에 기재의 발명은, 항목 1기재의 전력 변환 장치에 있어서, 상기 모드 전환부는, 상기 교류 전원 전압이 소정 범위인 경우에, 또한 출력 전압 위상이 소정 범위인 경우에, 상기 1상 고정 스위칭 모드로부터 상기 전체 상 스위칭 모드로 전환하는 것을 특징으로 하는 것이다.

항목 6에 기재의 발명은, 항목 1기재의 전력 변환 장치에 있어서, 상기 모드 전환부는, 출력 전압이 소정 범위인 경우에, 상기 1상 고정 스위칭 모드로부터 상기 전체 상 스위칭 모드로 바꾸는 것을 특징으로 하는 것이다.

항목 7에 기재의 발명은, 3상 교류 전원의 각 상과 3상 출력측의 각 상을 자기 소호 능력을 가지는 양방향 스위치로 접속하고, 상기 3상 교류 전원의 전압을 PWM 제어함으로써 임의의 전압을 출력하는 전력 변환 방법에 있어서, 상기 3교류 전원의 3상 전원 전압을 검출하는 단계와, 상기 3상 전원 전압을 가상 중성점 전압으로부터 보아 최대 전압과 중간 전압과 최소 전압으로 할당하는 단계와, 제어 샘플링 주기마다, 출력 전압 지령과 상기 3상 전원 전압으로부터, PWM 주기 중에 출력상의 1상을 스위칭하지 않고 소정 상태로 고정하여 다른 상을 스위칭하는 1상 고정 스위칭 모드인지, PWM 주기 중에 전체 상이 스위칭하는 전체 상 스위칭 모드인지를 결정하는 단계와, 선택한 스위칭 모드와, 상기 출력 전압 지령과, 상기 3상 전원 전압으로부터 양방향 스위치의 온 오프 패턴을 결정하는 단계와, 상기 온 오프 패턴에 의거해 양방향 스위치를 온 오프시키는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 것이다.

항목 8에 기재의 발명은, 교류 전원의 각 상과 출력측의 각 상을 자기 소호 능력을 가지는 양방향 스위치로 접속하고, 교류 전원 전압을 상기 스위치의 온 오프 상태를 제어함으로써 임의의 전압을 출력하는 전력 변환 장치에 있어서, 교류 전원의 중성점으로부터 본 각 상의 전압치에 의거해, 교류 전원의 최고의 전압치를 가지는 P상과 중간의 전압치를 가지는 M상, 최저의 전압치를 가지는 N상으로 종류를 나누고, 출력측의 상과 교류 전원의 접속 상태에 의해 결정되는 전압 벡터를 육각형 공간 벡터도에 대응시키고, 출력해야 할 순시 전압 벡터와 동일한 전압 벡터를, 상기 육각형 공간 벡터도에서 선택해, 상기 순시 전압 벡터의 벡터 성분을 연산하는 벡터 성분 연산기와, 상기 벡터 성분에서, 전압 벡터의 출력 시간을 연산하는 출력 시간 연산기를 구비하고, 상기 시간 연산기의 연산 결과에 의거해, 전력 변환 장치의 스위치를 온 오프 제어하는 것을 특징으로 하는 것이다.

항목 9에 기재의 발명은, 항목 8기재의 전력 변환 장치에 있어서, 상기 벡터 성분 연산기 및 상기 출력 시간 연산기는, 일정 주기마다 연산을 반복하는 것을 특징으로 하는 것이다.

항목 10에 기재의 발명은, 항목 8기재의 전력 변환 장치에 있어서, 동일한 벡터 성분을 가지는 전압 벡터가 복수 존재하는 경우는, 소정의 시간마다 복수의 전압 벡터를 차례로 선택하고, 교류 전원의 입력 전류를 정현파화시키는 것을 특징으로 하는 것이다.

항목 11에 기재의 발명은, 항목 8기재의 전력 변환 장치에 있어서, 3상 교류 출력의 각 상을 3상 교류 전원의 P상, N상, M상으로 전기적으로 접속함으로써 얻어지는 cm 벡터를 출력하는 PWM 펄스 패턴과, 출력하지 않는 PWM 펄스 패턴을 전환하는 PWM 펄스 패턴 전환기를 구비하는 것을 특징으로 하는 것이다.

항목 12에 기재의 발명은, 항목 11기재의 전력 변환 장치에 있어서, 상기 PWM 펄스 패턴 전환기는, 입력 전류의 위상과 출력 전압의 위상에 의거해 동작하는 것을 특징으로 하는 것이다.

항목 13에 기재의 발명은, 항목 8기재의 전력 변환 장치에 있어서, 3상 교류 출력의 각 상을 3상 교류 전원의 M상 및 P상 또는 N상 중 어느 한쪽에 접속하는 ap, an, bp, bn 벡터와 제로 벡터의 PWM 펄스 패턴만을 사용하는 것을 특징으로 하는 것이다.

항목 14에 기재의 발명은, 항목 8기재의 전력 변환 장치에 있어서, 출력 전압이 입력 전원의 선간 전압 최대치의 1／3 정도 이하의 값을 취하는 제1의 설정치 이하에서는 3상 교류 출력의 각 상을 3상 교류 전원의 M상 및 P상 또는 N상 중 어느 한쪽에 접속하는 ap, an, bp, bn 벡터와 제로 벡터의 PWM 펄스 패턴만을 사용하는 것을 특징으로 하는 것이다.

<발명의 효과>

항목 1 및 2에 기재의 발명에 의하면, 출력상의 1상을 스위칭하지 않고 소정 상태로 고정해 다른 상을 스위칭하는 1상 고정 스위칭 모드와, PWM 주기중에 전체 상이 스위칭하는 전체 상 스위칭 모드를 구비하므로, PWM 펄스폭이 좁아지는 경우에는, 좁은 PWM 펄스폭을 해소할 수 있어, 출력 전압 및 출력 전류의 변형을 저감할 수 있고, 전류 시퀀스나 반도체 소자의 특성 상의 전압 강하의 보정을 확실하게 행할 수 있다.

또한, 항목 3, 항목 4에 기재의 발명에 의하면, 상기 교류 전원 전압의 위상 또는 전압이나 출력하는 전압의 위상에 의거하여, 1상 고정 스위칭 모드로부터 전체 상 스위칭 모드로 전환하므로, PWM 펄스폭의 감시를 행하지 않고 좁은 PWM 펄스폭을 해소할 수 있어, 간단한 제어로, 출력 전압 및 출력 전류의 변형을 저감시킬 수 있고, 전류 시퀀스나 반도체 소자의 특성 상의 전압 강하의 보정을 확실하게 행할 수 있다.

항목 5, 6에 기재의 발명에 의하면, 출력하는 전압에 의거하여, PWM 펄스폭의 감시를 행하지 않고 좁은 PWM 펄스폭을 해소할 수 있고, 간단한 제어로, 출력 전압 및 출력 전류의 변형을 저감시킬 수 있어, 전류 시퀀스나 반도체 소자의 특성 상의 전압 강하의 보정을 확실하게 행할 수 있다.

항목 7에 기재의 발명에 의하면, 출력상의 1상을 스위칭하지 않고 소정 상태로 고정해 다른 상을 스위칭하는 1상 고정 스위칭 모드와, PWM 주기 중에 전체 상이 스위칭하는 전체 상 스위칭 모드를 구비하므로, PWM 펄스폭이 좁아지는 경우에는 1상 고정 스위칭 모드로부터 전체 상 스위칭 모드로 전환하므로, 좁은 PWM 펄스폭을 해소할 수 있고, 출력 전압 및 출력 전류의 변형을 저감시킬 수 있어, 전류 시퀀스나 반도체 소자의 특성 상의 전압 강하의 보정을 확실하게 행할 수 있는 전력 변환 방법을 제공할 수 있다.

항목 8기재의 발명에 의하면, 공간 벡터를 이용해 연산 처리를 행하므로, 출력 전압의 연산 처리가 용이하게 된다.

항목 9기재의 발명에 의하면 PWM 제어에 의해, 출력 전압의 변형이 감소한다.

항목 10기재의 발명에 의하면, 입력 전류의 제어를 벡터 선택·조정에 의해 행하여, 입력 전류 제어의 연산 처리가 용이하게 된다.

항목 11기재의 발명에 의하면, 출력하는 PWM 펄스 패턴의 변경을 행함으로써, 입력 전류와 출력 전압의 변형을 바꿀 수 있다.

항목 12기재의 발명에 의하면, 출력하는 PWM 펄스 패턴의 변경을 운전중에 행함으로써, 입력 전류와 출력 전압의 변환을 운전 중에 조정할 수 있다.

항목 13기재의 발명에 의하면, 낮은 출력 전압을 확실하게 출력할 수 있고, 또한 입력 전류와 출력 전압의 변형을 저감시킬 수 있다.

또한, 본 발명에 의하면, 연산이 확실하고 용이하므로, 낮은 가격의 장치로 제어가 가능해지고, 전력 변환 장치의 고성능화, 저비용화, 소형화가 가능하다.

도 1은 본 발명의 제1 실시예를 나타내는 전력 변환 장치의 블록도

도 2는 본 발명의 전력 변환 장치의 PWM 펄스 패턴 전환예를 도시하는 도면

도 3은 본 발명의 전력 변환 장치의 PWM 펄스 패턴 전환예를 도시하는 도면

도 4는 본 발명의 전력 변환 장치의 PWM 펄스 패턴 전환예를 도시하는 도면

도 5는 본 발명의 전력 변환 장치의 PWM 펄스 패턴 전환예를 도시하는 도면

도 6은 입력 전원 상태와 공간 벡터도의 부호의 대응을 나타내는 도면

도 7은 공간 벡터도

도 8은 출력 전압 지령과 공간 벡터의 대응을 나타내는 도면

도 9는 종래의 2상 변조의 PWM 펄스예 1

도 10은 종래의 2상 변조의 PWM 펄스예 2

도 11은 본 발명의 전력 변환 방법을 도시하는 플로우 차트

도 12는 가상 중성점을 설명하는 도면

도 13은 입력 전원 위상 변동에 의한 공간 벡터도의 변화를 나타내는 도면

도 14는 출력하는 펄스열의 예를 나타내는 도면

도 15는 출력하는 펄스열의 예를 나타내는 도면

도 16은 출력하는 펄스열의 예를 나타내는 도면

도 17은 도 16의 펄스열로 출력할 수 있는 전압의 벡터 성분 변화를 나타내는 도면

도 18은 직접형 교류 전력 변환 장치의 회로 구성을 나타내는 도면

도 19는 직접형 교류 전력 변환 장치의 회로 구성을 나타내는 도면

도 20은 본 발명의 구성을 나타내는 블록도

도 21은 3상 순시 전압 지령과, 벡터 성분의 관계를 나타내는 도면

<부호의 설명>

1 : 계통 전원 2 : 파워 회로

3 : 부하기 4 : 제어 회로

5 : 모드 전환 회로 11 : 제어 회로

12 : PWM 펄스 패턴 전환기 13 : 벡터 성분 연산기

14 : 출력 시간 연산기 15 : PWM 펄스 패턴 연산기

16 : 구동 회로 SUR : U상과 R상에 접속한 양방향 스위치

SUS : U상과 S상에 접속한 양방향 스위치

SUT : U상과 T상에 접속한 양방향 스위치

SVR : V상과 R상에 접속한 양방향 스위치

SVS : V상과 S상에 접속한 양방향 스위치

SVT : V상과 T상에 접속한 양방향 스위치

SWR : W상과 R상에 접속한 양방향 스위치

SWS : W상과 S상에 접속한 양방향 스위치

SWT : W상과 T상에 접속한 양방향 스위치

EN : 가상 중성점 전압

이하, 본 발명의 실시의 형태에 있어 도면을 참조해 설명한다.

실시예 1

도 1은, 본 발명의 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다. 도면에 있어서, 1은 3상의 전원, 2는 직접형 전력 변환 장치의 주 회로, 3은 부하(모터 등), 4는 직접형 전력 변환 회로의 제어 회로이다.

3상의 전원 전압과 위상에 관해서, 도 6에 도시하는 바와같이, 중성점으로부 터 본 최대 전압상을 P, 최소 전압상을 N, 중간 전압상을 M으로서 할당을 행하고, 공간 벡터의 개념을 이용하면, 직접형 전력 변환 회로의 출력 전압 공간 벡터는 도 7의 일예와 같이 쓸 수 있다. 통상은 전력 변환 장치에서, 중성점 전압은 직접 관측 불가능하므로, 도 12와 같이 3상 전원의 각 상을 동일 저항치의 저항을 스타형으로 접속하고, 접속점 전압을 가상 중성점 전압으로서 이용하거나, 선간 전압으로부터 계산식에 의해서 상 전압을 구한다(예를 들면, R상 전압(ER)은 R상과 S상의 선간 전압(ERS)와 T상과 R상의 선간 전압(ETR)을 이용해 ER=(ERS－ETR)／3로서 계 산할 수 있다.) 도 7에 있어서, a, ap, an, b, bp, bn으로 분류된 전압 벡터는 입력 전원의 전압 상태에 따라 길이가 변동하고, cm으로 분류된 전압 벡터는 입력 전원의 전압 상태에 따라, 길이와 각도가 변동한다. 전력 변환 장치가 출력하는 전압 지령이 전압 벡터로(θ, k) 만난 경우, 도 8에 도시되는 바와같이 출력 전압 지령의 a벡터 성분 V_a와 b벡터 성분 V_b를, a, ap, an, b, bp, bn, cm 및 Op, Om, On으로 분류된 벡터의 조합에 의해서 PWM(펄스폭 변조)으로 출력한다. PWM 펄스 패턴으로는 도 9, 10에서 도시하는 것과 같은 1상을 정지한 2상 변조로 하는 것이 일반적이다.

PWM 펄스폭은 도 8에 도시하는 바와같이, 출력 전압 지령의 a벡터 성분 V_a 또는 b벡터 성분 V_b에 따라 출력되므로, 출력 전압 지령이 a벡터의 각도 근방이면, b벡터 성분 Vb에 대응하는 PWM 펄스는 좁아지고, 출력 전압 지령이 b벡터의 각도 근방이면, a벡터 성분 Va에 대응하는 PWM 펄스가 좁아진다. 또한, 출력 전압 지령 이 낮은 경우에는 a벡터 성분 Va와 b벡터 성분 Vb에 대응하는 PWM 펄스는 모두 좁아진다. 실제로 출력되는 PWM 펄스폭은, 입력 전원 상태에 따라서 Op, On의 어느 쪽을 이용할지에 의존하고, 입력 전원의 상 전압 절대치의 최대치가 정(正)인 경우는 도 9, 부(負)인 경우는 도 10과 같이 변화하고, 도 9와 같이 Op를 이용하는 경우는 b벡터 성분을 표현하는 PWM 펄스는 Op에 의해서 펄스폭이 연장되어 문제없지만, a벡터 성분의 PWM 펄스가 좁아지면 문제가 된다. 또한, 도 10과 같이 On을 이용하는 경우는 a벡터 성분을 이용하는 PWM 펄스는 On에 의해서 펄스폭이 연장되어 문제없지만, b벡터 성분의 PWM 펄스가 좁아지면 문제가 된다.

본 발명에서는, PWM 주기 중에 출력 상의 1상을 스위칭하지 않고 소정 상태로 고정해 다른 상을 스위칭하는 1상 고정 스위칭 모드(3상 출력의 경우는 2상 변조 PWM라고 부른다)와, PWM 주기중에 전체 상이 스위칭하는 전체 상 스위칭 모드(3 상 변조 PWM라고 부른다)를 전환하는 스위칭 모드 전환부를 구비했다. 즉, 도 1에 도시하는 것과 같은 구성으로 하고, 제어 연산 회로로 연산된 각 벡터의 PWM 펄스폭을 3상 변조 PWM 펄스 발생기와 2상 변조 PWM 펄스 발생기에 건네고, 각각의 PWM 펄스 발생기의 출력을 제어 연산 회로로부터의 전환 신호에 의해서 스위칭 모드 전환 회로에서 선택한다. 제어 연산 회로는 도 9의 예에서 a벡터 성분의 PWM 펄스폭이 미리 설정된 값보다 좁아지는 경우에는, PWM 주기중에 출력상의 1상을 스위칭 하지 않고 소정 상태로 고정해 다른 상을 스위칭하는 1상 고정 스위칭 모드로부터 PWM 주기 중에 전체 상이 스위칭하는 전체 상 스위칭 모드로 전환하여, PWM 펄스폭을 확보하고, 도 10의 예에서 b벡터 성분의 PWM 펄스폭이 미리 설정된 값보다 좁아 지는 경우에는, 1상의 스위칭을 정지하는 2상 변조로부터, 도 3의 예에 도시하는 전체 상 스위칭 모드로 전환하여, PWM 펄스폭을 확보한다. 또한, 미리 설정된 값은 직접형 교류 전력 변환 장치의 동작 상태나 전류 시퀀스 방법, 스위치 소자의 특성에 의존하므로, 이들에 따라 설정된다.

이와 같이 PWM 펄스폭을 확보하면, 전류 시퀀스 필요한 시간폭이나 스위칭의 지연 등의 영향에 의해 PWM 펄스가 출력되지 않는 일이 없어지므로, 출력 전압의 변형이 감소하고, 출력 전류의 변형도 감소한다. 또한, 전류 시퀀스나 반도체 소자의 특성 상의 전압 강하의 보정도 PWM 펄스폭이 확보되므로 가능해지고, 출력 전압과 출력 전류의 변형이 더욱 감소한다. PWM 펄스의 전환은 보정을 행하는 제어 연산 회로가 행하므로, 전환에 따른 보정을 행할 수 있다.

도 2 및 도 3의 예에서는 Op, On중 어느 한쪽을 이용하는 예를 나타냈는데, 예를 들면 도 5와 같이 균등하게 분배하는 등, Op, On 어느쪽이나 이용하는 PWM 펄스로 해도 된다. 그러나, 도 2 및 도 3이 스위칭 회수가 적기 때문에, 스위칭 로스의 면에서 유리하다.

실시예 2

PWM 펄스는 출력 전압 지령이 a벡터 또는 b벡터와의 각도 근방이 된 경우에 좁아진다. 직접형 전력 변환 장치에서는 a벡터와 b벡터의 각도는 변동하지 않으므로, 출력 전압 지령의 위상이 a벡터 또는 b벡터에 가까운 각도가 된 경우에 도 1 의 제어 연산 장치에서 전환 신호를 발생하여 3상 변조로 전환함으로써 PWM 펄스폭을 감시하지 않고 PWM 펄스폭을 확보할 수 있다. 또한, 전환 각도의 폭은 전류 시 퀀스 방법, 스위치 소자의 특성에 의존하므로, 이들에 따라 설정된다.

실시예 3

출력 전압 지령의 위상에 의해서 변환을 행하면, PWM 펄스폭이 좁아지는 문제가 발생하지 않는 경우에도 전환을 행하여, 스위칭 로스가 증가해 버린다. 도 9의 PWM 펄스와 도 10의 PWM 펄스의 변화는 입력 전원의 전압 상태에 의존하므로, 입력 전원의 전압과 출력 전압 지령의 위상으로부터 PWM 펄스폭이 좁아지는 조건을 예측하고, 예를 들면 도 9의 경우에는 출력 전압 지령의 위상이 b벡터의 각도에 가깝게 된 경우에만 2상 변조로부터 3상 변조로 전환함으로써 스위칭 로스를 억제할 수 있다. 또한, 전환하는 각도의 폭은 전류 시퀀스 방법, 스위치 소자의 특성에 의존하므로, 이들에 따라 설정된다.

실시예 4

출력 전압이 낮으면 PWM 펄스의 a벡터 성분과 b벡터 성분이 함께 좁아져 버리므로, 출력 전압 지령이 낮은 경우에는, 도 5와 같이 Op와 On을 함께 사용하는 PWM 펄스나, 도 4의 예에 나타내는 것과 같은 PWM 펄스로서 PWM 펄스폭을 확보한다. 도 2, 도 3의 PWM 펄스는 펄스폭이 좁아지는 부분이 있으므로, 출력 전압이 낮은 경우에는 이용할 수 없다. 도 4의 예에서는 PWM 펄스가 P로부터 N 또는 N으로부터 P에 직접 스위칭하는 일이 없으므로, 1스위칭당 스위칭 로스가 적고, 노이즈, 서지 전압도 저감시킬 수 있다. 또한, 도 4의 (M, M, M)이 되는 제로 벡터는, 2개의 상의 동시 스위칭에 의한 전압 오차나 서지를 허용할 수 있다면 생략해도 된다.

도 11은, 본 발명의 전력 변환 방법을 나타내는 플로우 차트로 제어 샘플링 주기마다 행해진다. 도 11에 있어서, 단계 ST1에서 3상 교류 전원의 3상 전원 전압을 검출한다. 다음에 단계 ST2에서 3상 전원 전압을 가상 중성점으로부터 보았을 때의 최대 전압, 최소 전압, 중간 전압에 할당한다. 다음에 단계 ST3에서 출력 전압 지령과 3상 전원 전압으로부터 1상 스위칭 모드인지 전체 상 스위칭 모드인지를 결정한다. 다음에 단계 ST4에서 스위칭 모드와 출력 전압 지령과 3상 전원 전압으로부터 양방향 스위치의 온 오프 패턴을 결정한다. 다음에 단계 ST5에서 온 오프 패턴에 의거해 양방향 스위치를 온 오프한다.

실시예 5

3상의 전원 전압과 위상에 관해서, 도 6에 도시하는 바와같이 중성점으로부터 본 최대 전압상을 P , 최소 전압상을 N, 중간 전압상을 M으로서 할당을 행한다. 입력 전원 위상으로서 R상 전압의 최고점을 기준(θi=0)으로 한 경우의 R, S, T와 P, M, N의 할당을 표 1에 P, M, N과 R, S, T의 전원 전압 위상에 의한 대응으로서 정리한다.

<표 1>

이와 같이 가상 DC 전압을 정의한 경우, 직접형 전력 변환 회로를 출력할 수 있는, 전압 벡터는 도 7과 같이 쓸 수 있다. 직접형 전력 변환 회로는 도면과 같이 27=3³의 벡터를 출력할 수 있고, 이들 벡터를, 제로 벡터(op, om, on), 상의 순방향 벡터(a, ap, an) 상과 역방향 벡터(b, bp, bn), 중간 벡터(cm)와 같이 분류한다.

제로 벡터를 제외한 각 벡터는 입력 전압의 위상 상태에 따라 길이가 변동하고, cm 벡터는 또한 인접하는 a벡터와 b벡터의 선단을 연결하는 선(도 7의 점선) 상을 이동한다. 도형 상, cm벡터의 a벡터 성분은 ap벡터, b벡터 성분은 bn벡터와 등가이다. 벡터는 도 13에 도시하는 바와같이 이동하고, 이하에 나타내는 조건으로 다른 벡터와 일치한다.

(1) M에 해당되는 입력상의 전위와 N에 해당되는 입력상의 전위가 동일한 경우는 N=M이 되므로, cm(PMN)=a(PNN)=ap(PMM)이다.(이 때 an=bn=on이 된다.)

(2) M에 해당되는 입력상의 전위와 P에 해당되는 입력상의 전위가 동일한 경우는 P=M가 되므로, cm(PMN)=b(PPN)=bn(MMN)이다.(이 때 ap=bp=op가 된다.)

(3) M에 해당하는 입력상의 전위가, P에 해당하는 입력상과 N에 해당되는 입력상의 전위의 중간치로 되는 경우는, a벡터에 대해 30°를 이루는 각을 가지고, 길이가 (√3)／2로 된다.(이 때 ap=an=a／2, bp=bn=b／2가 된다.)

직접형 교류 전력 변환 장치의 출력 벡터의 순번을 생각해, 이하와 같은 제한을 두는 것이 일반적이다.

(Ⅰ) P, M, N의 스위칭 시에 P와 M의 사이, M와 N의 사이는 서로 자유롭게 스위치할 수 있지만, P와 N의 사이는 직접 이행할 수 없게 한다.

(Ⅱ) 2상의 동시 스위칭은, 원칙적으로 허용하지 않는 것으로 한다.

직접형 전력 변환 회로는 또한

(Ⅲ) 입력선간을 단락하지 않는다.

(Ⅳ) 출력선간을 개방하지 않는다.

이러한 제한에 의해서, 안전성 및, 출력 전압, 입력 전류의 변형을 저감시킬 수 있다.

도 7의 조건을 가지는 공간 벡터 개념에는 이미 이 제한이 들어가므로, 이들에 대해 특별히 고려할 필요는 없다.

모터 드라이브용 직접형 전력 변환 회로는 AC 입력 전류를 제어함으로써, 입력 전류를 정현파화하고, 입력 역률을 1로 한다. 입력 전류의 제어는 부하 모터가 전류원이라고 상정하고, 부하 전류를 출력 전압 벡터의 선택에 의해서 입력 단자에 분배함으로써 실현된다.

예를 들면 도 7의 A영역에 있어서, 영역을 구성하는 벡터를 출력한 경우의, 입력상 전류 I_P, I_M, I_N과 출력상 전류 I_(U), I_(V), I_(W)의 관계는 표 2의 출력 벡터와 입력상 전류-출력상 전류의 관계(A영역)와 같이 된다.

<표 2>

여기서 P상 전류 I_P, M상 전류 I_M, N상 전류 I_N은 도 6에 도시하는 바와같이 실제의 입력 전압상(R, S, T)에 대응할 수 있다.

a, ap, an벡터 및 b, bp, bn벡터는 동일한 방향을 가지는 벡터, cm벡터는 a, b벡터의 조합으로도 출력할 수 있고, PWM 펄스의 조합에 장황성이 있으므로, 출력 벡터의 조합 선택과 표 2의 대응에 의해서 입력 전류의 제어가 가능하다. 표 2를 각 영역에 전개하면 표 3의 출력 벡터와 입력상 전류-출력상 전류의 관계와 같이 정리할 수 있다. 여기서 변수 P1, P2, P3은 영역에 의해서 표 4의 P1, P2, P3와 U, V, W상의 대응과 같이 변화한다.

<표 3>

<표 4>

다음에 입력 전류 제어와 PWM 펄스 패턴의 관계를 설명한다. 우선, 도 6의 P상 전압을 E_P, M상 전압을 E_M, N상 전압을 E_N으로 하고, 입력선간 전압의 최고치 dE_max와 중간치 dE_mid, 최저치 dE_min를 이하의 식과 같이 정의한다.

E_base는 상 전압의 절대치가 최대로 되는 상이며 도 6과 같은 대응이 된다.

E_base의 θ_ⅰ에 의한 변화를 표 5에 E_base와 E_P, E_M, E_N의 관계로서 정리한다.

<표 5>

여기서 dE_max, dE_mid, dE_min와 공간 벡터의 길이의 대응은 다음과 같이 된다.

<수식 1>

Rr는 θi에 의존해 1~2／(√3)의 값을 취한다.

출력 전압의 전압 지령 Vo를 극좌표에서 (θ, k)로 하면, 출력 전압 지령 벡터와 공간 벡터도의 관계는 도 8와 같이 된다. 여기서,θ는 U상 a벡터로 이루는 각, 또한 출력 전압 지령에 인접하는 a벡터로 이루는 각을 θ’로 한다.

출력 전압 지령 벡터 Vo(θ, k)의 a벡터 방향 성분 V_a와 b벡터 방향 성분 V_b는 다음 식으로 계산할 수 있다.

그리고 이들 길이 V_a, V_b와 3상 출력 전압 지령의 대응을 2레벨 인버터의 3 상 변조 PWM에 발생 방식과 같이 쓰면 도 21과 같이 된다. 도 21은, 캐리어의 진폭을 0.5로 하고, 3상 출력 전압 지령을 정규화한 예이다.

출력상 전압의 최고치를 V_max, 중간치를 V_mid, 최저치를 V_min로 하면,

이다. 이 식을 이용해 V_a, V_b를 계산해도 된다.

또한, 출력선간 전압의 최고치 dV_max와 중간치 dV_mid는 이하의 식과 같이 된다.

출력 전압 지령 벡터를 영역을 구성하는 벡터로 출력하는 경우, 각 벡터의 단위 시간당 출력 시간을,

T_a : a벡터의 출력 시간

T_b : b벡터의 출력 시간

T_cm : cm벡터의 출력 시간

T_ap : ap벡터의 출력 시간

T_an : an벡터의 출력 시간

T_bp : bp벡터의 출력 시간

T_bn : bn벡터의 출력 시간

T_op : op벡터의 출력 시간

T_om : om벡터의 출력 시간

T_on : on벡터의 출력 시간

이와 같이 정의하면, V_a는 각 벡터의 a벡터 성분, V_b는 각 벡터의 b벡터 성분으로 합성되므로, ｜V_a｜,｜V_b｜는 이하의 식으로 계산할 수 있다.

또한, 직접형 전력 변환 회로의 입력 전류는 표 3에서 이하의 식으로 계산할 수 있다.

(여기서, 입출력 모두 3상 교류 전류는 평형하므로, I₍ _P1 ₎＋I₍ _P2 ₎＋I₍ _P3 ₎=0, I_P＋I_M＋I_N=0이다)

입력 전류를 정현파로 하고, 입력 전원 역률≒1의 제어를 하는 경우는, I_P＞I_M＞I_N으로 되고, 입력 전류의 분배율α_ic을

로 정의한다. 이와 같이 α_ic을 정의하면, 입력 전류는 3상 평형하므로,α_ic 는 O~1의 값을 취한다.

직접형 전력 변환 회로의 2상 변조 PWM에서는 dE_max, dE_mid만을 사용하고, dE_min의 상 전압을 출력하지 않으므로, ap, an, bp, bn 벡터 중에서 길이가 짧은 쪽의 벡터를 사용하지 않는 제어를 행한다. 이러한 PWM 펄스 패턴과 벡터의 출력 시간은 이하와 같이 된다.

(1) E_base=E_P인 경우

식(5)에서, dE_mid=｜ap｜=｜bp｜이므로, dE_min의 값을 취하는 an, bn벡터의 출력 시간은 제로 T_an=T_bn=0으로 한다. 이 때, PWM 반주기에서의 펄스 순서예를 생각하면 op－bp－b－cm－a 및 op－bp－ap－cm－a로 되어 도 14(a)(b)와 같은 펄스로 된다.

여기서 P1, P2, P3는 출력 전압 지령 벡터가 존재하는 영역에 의해서 표 4와 같이 U, V, W의 상으로 전환된다.

식(13), (14)에서, 출력 전압과 벡터의 출력 시간의 관계는 식(19)(20)이 된다.

식(15), (16), (17)에서 입력 전류와 벡터의 출력 시간의 관계는 식(21)(22)

(23)이 된다.

입력 전류의 분배율은, α_ic=I_M／I_N이므로, I₍ _P2 ₎와 I₍ _P3 ₎의 항의 비를 생각하면,α_ic와 출력 시간의 관계는 이하와 같이 된다.

<수식 2 >

따라서, 식(19)에서

또한,

이므로 다른 벡터의 출력 시간은 이하의 식으로 계산할 수 있다.

따라서,

여기서, T_b≥0, T_ap≥0이므로, (｜V_b｜－α_ic｜V_a｜)≥0이면 T_ap=0으로 하여 T_b를 구하여 도 14(a)의 PWM 펄스 패턴을 출력하고, (｜V_b｜－α_ic｜V_a｜)＜0이면 T_b=0으로 하여 T_ap를 구하여 도 14(b)의 PWM 펄스 패턴을 출력한다.

T_ap=0일 때

T_b=0일 때

(2) E_base=E_n인 경우

식(5)에서, dE_mid= ｜an｜=｜bn｜이므로, dE_min의 값을 취하는 ap, bp 벡터의 출력 시간은 제로 T_ap=T_bp=0으로 한다. 이 때, 펄스 순서를 생각하면 b-cm-a-an-on 및 b-cm-bn-an-on과 같이 되고 도14(c)(d)와 같은 펄스로 된다.

식(13), (14)에서 , 출력 전압과 벡터의 출력 시간의 관계는 이하와 같이 된다.

식(15), (16), (17)에서, 입력 전류와 벡터의 출력 시간의 관계는 식(41)(42)(43)이 된다.

입력 전류의 분배율은, α_ic=I_M／I_P이므로, I₍ _P1 ₎와 I₍ _P2 ₎의 항의 비를 생각하면, α_ic와 출력 시간의 관계는 식(44)가 된다.

<수식 3>

따라서, 식(40)에서

또한,

이므로, 다른 벡터의 출력 시간은 식 (49)로 계산할 수 있다.

따라서,

여기서, T_a≥0, T_an≥0이므로, (｜V_a｜－α_ic｜V_b｜)≥0이면 T_bn=0으로 하여 T_a를 구하여 도 14(c)의 PWM 펄스 패턴을 출력하고, (｜V_a｜－α_ic｜V_b｜)＜0이면 T_a=0으로 하여 T_bn을 구하여 도 14(d)의 PWM 펄스 패턴을 출력한다.

T_bn=0일 때

T_a=0일 때

실시예 6

직접형 전력 변환 회로에 있어서 AC／DC 변환 회로와 DC／AC 변환 회로로서 분리해 취급하는 경우에는, 출력에 2배선분의 DC밖에 출력할 수 없으므로, 도 7의 공간 벡터 중에서, P, M, N의 3 값을 가지는 cm 벡터를 출력할 수 없다. 따라서, 이 경우, cm 벡터를 사용하지 않는 연산으로 함으로써, cm 벡터를 사용한다·사용하지 않는다를 선택할 수 있다.

이 경우의 각 벡터의 출력 시간 연산은, 다음과 같이 연산할 수 있다.

E_base=E_p인 경우

<수식 4>

E_base=E_p인 경우 ｜ap｜=｜bp｜＞｜an｜=｜bn｜이므로 T_an=T_bn=0으로 하면,

<수식 5>

로 되고

<수식 6>

로 함으로써 입력 전원 역률≒1의 제어가 가능하다.

·E_base=E_n인 경우

<수식 7>

E_base=E_n인 경우 ｜an｜=｜bn｜＞｜ap｜=｜bp｜이므로 T_ap=T_bp=0으로 하면,

<수식 8>

로 되고

<수식 9>

로 함으로써, 입력 전원 역률≒1의 제어가 가능하다.

이 경우에 출력되는 펄스예를 도 15에 나타낸다.

cm 벡터를 사용한 펄스와 사용하지 않는 펄스의 비교를 생각하면, cm 벡터를 사용하는 경우는, 출력 전압의 스위칭 시의 변화가 적으므로(PN간의 스위칭의 발생이 없다), 출력 전압 변형이 적어지는데, 입력 전류의 펄스에 불연속이 발생하는 경우(도 14(a)의 E_M상, 도 14(c)의 E_M상이 있어, 입력 전류의 변형이 커진다.

cm 벡터를 사용하지 않는 경우는, 출력 전압의 스위칭 시의 변화가 많으므로(PN간의 스위칭의 발생이 있다), 출력 전압의 변형이 많아지는데, 입력 전류의 펄스에 불연속이 발생하는 경우는 없고, 입력 전류의 변형이 적다.

실시예 7

이와 같이 출력되는 펄스열에 따라 입력 전류와 출력 전압의 변형에 차이가 발생하므로, 사용 상황에 따라, 이들 펄스를 바꾸는 PWM 펄스 패턴 전환기를 구비함으로써, 입력 전류의 품질 중시(계통에의 악영향이 적다)나 출력 전압의 품질 중시(출력 노이즈가 적다) 전력 변환 장치를 선택할 수 있고, 또한, 이와 같이 공간 벡터를 이용하면 연산 알고리즘과 PWM 펄스 패턴의 변경만으로 전환이 가능해져, 복잡한 하드웨어가 필요없게 되므로 변환 장치를 낮은 가격으로 구성할 수 있다. 또한, 약간 복잡하게 되지만, 운전 중에 도 14(a)의, 도 14(c)의 펄스 발생 유무를 입력 전류의 위상과 순간 출력 전압의 위상으로부터 판단하고, 도 15의 펄스로 바꾸는 구성으로 하면, 입력 전류와 출력 전압의 변형을 그다지 나쁘게 하지 않는 도 14, 15만과 도 16만의 경우의 중간을 취할 수도 있고, 사용되는 전원이나 부하의 상황에 따라 이들 3개를 선택할 수 있는 범용성이 높은 전력 변환 장치로 하는 것이 가능해진다.

실시예 8

상술한 PWM 펄스 패턴은 1상의 스위칭을 정지하는 2상 변조를 이용하고 있으므로, 출력 전압이 낮은 경우에는 데드 타임이나 스위칭 소자의 온 시간이 매우 짧아지는 경우가 있어, 미소한 전압이 나오지 않는 경우가 있다. 출력 전압이 낮은 경우는, 짧은 전압 벡터를 이용함으로써, 펄스의 시간을 길게 할 수 있어, 출력 전압을 확보할 수 있다. 이 경우 펄스 시간의 연산 방법은, 긴 벡터 a, b, cm를 사용하지 않으므로,

｜T_a｜=｜T_b｜=｜T_c｜=O

으로서 식(79)~(83)을 도출할 수 있다.

(여기서 입출력 모두 3상 교류 전류는 평형하므로, I₍ _P1 ₎＋I₍ _P2 ₎＋I₍ _p3 ₎=0, I_P＋I_M＋I_N=0이다.)

ap, an 벡터의 합계 출력 시간을 T_ax, bp, bn 벡터의 합계 출력 시간을 T_bx로 하고, 각 출력비를

로 하면, 식(79)~(83)은 이하와 같이 바꿔쓸 수 있다.

입력 전원 역률≒1의 제어를 위해서 입력 전류의 분배율α_ic을

<수식 10>

로 정의하면,

(1)E_base=E_p인 경우α_ic=(1－2·α1)／α1=(2·α2－1)／(－α2)로 되고, α1=α2=1／(α_ic＋2)이다.

α_ic는 0~1의 값을 취하므로, α1=α2는 1／3~1／2의 값을 취한다.

(2) E_base=E_N인 경우α_ic=(1－2·α1)／(－(1－α1))=(2·α2－1)／(1－α1)로 되고 α1=(1＋αic)／(α_ic＋2)이다. α_ic는 0~1의 값을 취하므로,α1=α2는 1／2~2／3의 값을 취한다.

α1=α2의 값이 정해지면, T_ax, T_bx는 식(86), (87)에서

로 정해지고, T_ap, T_an, T_bp, T_bn는 식(84), (85)에서 구할 수 있다.

이러한 연산에 의해서, 도 16과 같은 3상 변조의 펄스예를 출력하면, 낮은 전압도 확실히 출력할 수 있다. 그러나, 이 경우 a, b, cm 벡터를 사용하지 않으므로, 출력할 수 있는 최대 전압에 제한이 발생한다. 그 개략 계산은, 식(92), (93)에 있어서,

T_ax=1, T_bx=0인 경우, 출력할 수 있는 ｜V_a｜의 최저치는, ｜ap｜=dE_max－｜an｜이고 ｜an｜은 제로~dE_max까지 변화하고, α1은 1／3~2／3의 값을 취하므로,

로 된다. 이를 그래프화하면 도 17과 같이 되고, ｜V_a｜／dE_max는 1／3~2／3의 값을 취한다.

T_ax=0, T_bx=1인 경우도 동일한 고찰로, ｜V_b｜／dE_max는α_ic의 조건에 의해서 1／3~2／3의 값을 취한다. 따라서, 이 변조는 입력 전원 역률의 제어를 행하는 경 우, 출력 전압이 dE_max의 1／3 이하가 아니면 출력 전압의 변형이 커지는 것을 알 수 있다. 본 발명에서, 3상 변조의 펄스와 2상 변조의 펄스는 출력 전압 벡터의 길이가 dE_max의 1／3이하의 값을 취하는 제1의 설정치에 따라 바꿈으로써, 저전압으로부터 고전압까지 원활하게 또한 변형을 적게할 수 있는 전력 변환 장치로 할 수 있다.

또한, 도 16의 펄스예는, 출력 전압의 스위칭 시의 변화가 적고(P－N간의 스위칭의 발생이 없다), 입력 전류의 펄스에 불연속이 발생하는 경우도 없으므로, 출력 전압이 dE_max의 1／3이하에서는 입력 전류, 출력 전압 모두 변형이 적은 펄스가 된다.

실시예 9

출력 전압 벡터의 출력 시간을 연산이 아니라, 다이렉트·토크·컨트롤과 같이 결정해도 된다. 이 경우에는, 출력 전압의 벡터 상태에 따라 출력되는 펄스의 천이를, 도 14, 15, 16의 예에 나타낸 것과 같은 천이가 되도록 선택하고, 이들을 바꿈으로써, 입력 전류나 출력 전압의 변형을 저감한 전력 변환 장치로 할 수 있다.

도 20은 본 발명의 구성을 도시하는 블록도이다. 도 20에 있어서, 11은 제어 회로, 12는 PWM 펄스 패턴 전환기, 13은 벡터 성분 연산기, 14는 출력 시간 연산기, 15는 PWM 펄스 패턴 연산기, 16은 구동 회로이다. 제어 회로(11)는 속도 지령이나 부하인 모터의 속도 신호로부터 전류 지령을 생성하고, 전류 지령과 모터 전류 신호로부터 전압 지령을 생성하는 동시에, 교류 전원의 각 상 전압을 최고의 전압치를 가지는 P상과 중간의 전압치를 가지는 M상, 최저의 전압치를 가지는 N상으로 종류를 구분한다. PWM 펄스 전환기(12)는, 전원 전압의 위상 관계 등으로부터 cm 벡터를 사용할지 여부를 결정해 PWM 펄스 패턴을 선택한다. 벡터 성분 연산기(13)는 출력측의 상과 교류 전원의 접속 상태에 의해 결정되는 전압 벡터를 육각형 공간 벡터도에 대응시키고, 출력해야 할 순시 전압 벡터와 동일한 전압 벡터를, 상기 육각형 공간 벡터도에서 선택하고, 상기 순시 전압 벡터의 벡터 성분을 연산한다. 출력 시간 연산기(14)는 전압 벡터 성분으로부터, 전압 벡터의 출력 시간을 연산한다. PWM 펄스 패턴 연산기(15)는 벡터 성분의 출력 시간부터 PWM 펄스 패턴을 합성해 게이트 신호를 생성한다. 구동 회로(16)는 게이트 신호를 절연 증폭해서 양방향 스위치를 구동한다.

본 발명에 의하면 출력 전압이나 출력 전류의 변형이 감소하고, 전환도 간략화할 수 있고, 스위칭 로스도 줄일 수 있으므로, 제어 장치의 고성능화, 저비용화, 소형화를 실현할 수 있다. 이로부터 모터 구동이나, 계통 전원의 주파수·전압 변환하는 전력 변환 장치의 용도에도 적용할 수 있다.

또한, 본 발명에 의하면, 공간 벡터를 이용해, 용이하게 직접형 전력 변환 회로의 출력 전압 벡터 시간의 연산이 가능해지고, 전력 변환 장치의 고성능화, 저비용화, 소형화를 실현할 수 있다. 또한, 입력 전류·출력 전압의 변형에 의한 선택이나 조정이 가능하므로, 전원이나 부하의 다양한 상황에 대응할 수 있는 신뢰성 높은 전력 변환 장치를 실현할 수 있다. 이로부터 모터 구동이나, 계통 전원의 주파수·전압 변환하는 전력 변환 장치의 용도에도 적용할 수 있다.

Claims

교류 전원의 각 상과 출력측의 각 상을 자기 소호 능력(自己消弧能力)을 가지는 양방향 스위치로 접속하고, 교류 전원 전압을 PWM 제어함으로써 임의의 전압을 출력하는 전력 변환 장치에 있어서,

PWM 주기 중에 출력 상의 1상을 스위칭하지 않고 소정 상태로 고정하고 다른 상을 스위칭하는 1상 고정 스위칭 모드와,

PWM 주기 중에 전체 상이 스위칭하는 전체 상 스위칭 모드를 구비하고,

상기 전체 상 스위칭 모드와 상기 1상 고정 스위칭 모드를 전환하는 모드 전환부를 가지는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 모드 전환부는, 출력 펄스폭이 소정치 이하인 경우에 상기 1상 고정 스위칭 모드로부터 상기 전체 상 스위칭 모드로 전환하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 모드 전환부는, 출력 전압 위상이 소정 범위인 경우에, 상기 1상 고정 스위칭 모드로부터 상기 전체 상 스위칭 모드로 전환하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 모드 전환부는, 상기 교류 전원 전압 위상이 소정 범위이고, 또한 출력전압 위상이 소정 범위인 경우에, 상기 1상 고정 스위칭 모드로부터 상기 전체 상 스위칭 모드로 전환하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 모드 전환부는, 상기 교류 전원 전압이 소정 범위인 경우이고, 또한 출력 전압 위상이 소정 범위인 경우에, 상기 1상 고정 스위칭 모드로부터 상기 전체 상 스위칭 모드로 전환하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 1에 있어서,

상기 모드 전환부는, 출력 전압이 소정 범위인 경우에, 상기 1상 고정 스위칭 모드로부터 상기 전체 상 스위칭 모드로 전환하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
3상 교류 전원의 각 상과 3상 출력측의 각 상을 자기 소호 능력을 가지는 양방향 스위치로 접속하고, 상기 3상 교류 전원의 전압을 PWM 제어함으로써 임의의 전압을 출력하는 전력 변환 방법에 있어서,

제어 샘플링 주기마다, 상기 3상 교류 전원의 3상 전원 전압을 검출하는 단 계와,

상기 3상 전원 전압을 가상 중성점 전압으로부터 보아 최대 전압과 중간 전압과 최소 전압으로 할당하는 단계와,

출력 전압 지령과 상기 3상 전원 전압으로부터, PWM 주기 중에 출력 상의 1상을 스위칭하지 않고 소정 상태로 고정하고 다른 상을 스위칭 하는 1상 고정 스위칭 모드인지, PWM 주기 중에 전체 상을 스위칭하는 전체 상 스위칭 모드인지를 결정하는 단계와,

선택한 스위칭 모드와, 상기 출력 전압 지령과, 상기 3상 전원 전압으로부터 양 방향 스위치의 온 오프 패턴을 결정하는 단계와,

상기 온 오프 패턴에 의거해 양방향 스위치를 온 오프시키는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 방법.
교류 전원의 각 상과 출력측의 각 상을 자기 소호 능력을 가지는 양방향 스위치로 접속하고, 교류 전원 전압을 상기 스위치의 온 오프 상태를 제어함으로써 임의의 전압을 출력하는 전력 변환 장치에 있어서,

교류 전원의 중성점으로부터 본 각 상의 전압치에 의거해, 교류 전원의 최고의 전압치를 가지는 P상과 중간의 전압치를 가지는 M상, 최저의 전압치를 가지는 N상으로 종류를 구분하고, 출력측의 상과 교류 전원의 접속 상태에 의해 결정되는 전압 벡터를 육각형 공간 벡터도에 대응시켜, 출력해야 할 순시 전압 벡터와 동일한 전압 벡터를, 상기 육각형 공간 벡터도로부터 선택하고, 상기 순시 전압 벡터의 벡터 성분을 연산하는 벡터 성분 연산기와,

상기 벡터 성분으로부터, 전압 벡터의 출력 시간을 연산하는 출력 시간 연산기를 구비하고,

상기 시간 연산 장치의 연산 결과에 의거해, 전력 변환 장치의 스위치를 온 오프 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 8에 있어서,

상기 벡터 성분 연산기 및 상기 출력 시간 연산기는, 일정 주기마다 연산을 반복하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 8에 있어서,

동일한 벡터 성분을 가지는 전압 벡터가 복수 존재하는 경우에는, 복수의 전압 벡터를 소정 시간마다 순차 선택하고, 교류 전원의 입력 전류를 정현파화시키는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 8에 있어서,

3상 교류 출력의 각 상을 3상 교류 전원의 P상, N상, M상에 전기적으로 접속함으로써 얻어지는 cm 벡터를 출력하는 PWM 펄스 패턴과, 출력하지 않는 PWM 펄스 패턴을 전환하는 PWM 펄스 패턴 전환기를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 11에 있어서,

상기 PWM 펄스 패턴 전환기는, 입력 전류의 위상과 출력 전압의 위상에 의거해 동작하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 8에 있어서,

3상 교류 출력의 각 상을 3상 교류 전원의 M상 및 P상 또는 N상 중 어느 한쪽에 접속하는 ap, an, bp, bn벡터와 제로 벡터의 PWM 펄스 패턴만을 사용하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
청구항 8에 있어서,

출력 전압이 입력 전원의 선간 전압 최대치의 1／3정도 이하의 값을 취하는 제1의 설정치 이하에서는 3상 교류 출력의 각 상을 3상 교류 전원의 M상 및 P상 또는 N상 중 어느 한쪽에 접속하는 ap, an, bp, bn벡터와 제로 벡터의 PWM 펄스 패턴만을 사용하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.