CN104038138A - 马达控制装置、热泵系统及空气调和机 - Google Patents

Abstract

提供避免开关损失的增加且能够采用通过1个电流检测元件来检测电流的方式的马达控制装置、热泵系统和空气调和机。马达控制装置中，电流检测单元基于与逆变器电路的直流侧连接的电流检测元件对应于电流值而产生的信号和PWM信号模式检测马达的相电流，转子位置决定单元基于所述相电流来决定转子位置，PWM信号生成单元以追随转子位置的方式生成2相或3相的PWM信号模式，电流检测单元以能够在PWM信号的载波周期内在固定的2个定时检测2相的电流的方式生成3相的模式。切换指令输出单元对PWM信号生成单元输出切换指令，使得在马达处于高速旋转区域时下生成2相的PWM信号模式，在马达处于低速旋转区域时生成3相的PWM信号模式。

Description

马达控制装置、热泵系统及空气调和机

技术领域

本发明的实施方式涉及马达控制装置、以及具备该控制装置的热泵系统和空气调和机，上述马达控制装置通过对3相桥接的多个开关元件进行PWM控制，来经由逆变器（inverter）电路对马达进行驱动。

背景技术

在为了对马达进行控制而检测U、V、W各相的电流的情况下，有使用插入到逆变器电路的直流部中的1个分流电阻来进行电流检测的技术。为了通过该方式来检测全部3相的电流，需要在PWM（Pulse WidthModulation，脉冲宽度调制）载波（carrier）的1个周期内产生3相的PWM信号模式，以能够检测2相以上的电流。因此，提出了以下的马达控制装置，该马达控制装置通过使1周期内的PWM信号的相位偏移，能够在不增大噪声的情况下始终检测2相以上的电流（专利文献1）。

专利文献1：特开2012-70591号公报

此外，在对3相马达进行PWM控制时，有3相调制方式和2相调制方式。在3相调制方式中，逆变器电路中的开关损失增加，所以从抑制损失的增加的观点来看，希望采用2相调制方式。但是，如果采用专利文献1所公开的电流检测方式，存在在马达的低速旋转区域难以进行电流检测的问题。

发明内容

在此，提供一种马达控制装置、以及具备该控制装置的热泵系统和空气调和机，上述马达控制装置避免开关损失的增加，并且能够采用通过1个电流检测元件来进行电流检测的方式。

根据实施方式的马达控制装置，电流检测单元基于与逆变器电路的直流侧连接的电流检测元件对应于电流值而产生的信号和PWM信号模式来检测马达的相电流，转子位置决定单元基于所述相电流来决定转子位置，PWM信号生成单元以追随转子位置的方式生成2相或3相的PWM信号模式。

这时，PWM信号生成单元对于3相的PWM信号模式，使3相中的某1相的占空比以载波周期的任意相位为基准相位向延后侧和前进侧的双方向增减，使另外2相中的某1相的占空比从所述基准相位向前进侧、使剩下的1相的占空比从所述基准相位向延后侧进行增减。

由此，PWM信号生成单元生成3相的PWM信号模式，以使电流检测单元能够在PWM信号的载波周期内在固定的2个定时检测2相的电流。并且，切换指令输出单元输出切换指令，以使得PWM信号生成单元在马达处于高速旋转区域的情况下生成2相的PWM信号模式，在马达处于低速旋转区域的情况下生成3相的PWM信号模式。

附图说明

图1是第1实施方式，是表示马达控制装置的构成的功能框图。

图2是表示热泵系统的构成的图。

图3是表示使空调的运转开始的情况下、内置于压缩机的马达的转速的变化和以2相调制及3相调制的哪一个来进行PWM控制的切换的图。

图4是概略性地表示与图3对应的驱动控制方式的切换的流程图。

图5是概略性地表示空调运转中的调制方式的切换处理的流程图。

图6是表示进行2相调制的情况下按照每载波周期执行的中断处理的流程图。

图7是将图6所示的处理的执行时间示意与PWM载波波形一起示出的图。

图8中，（a）是表示2相调制的情况下输出PWM占空比脉冲的相位和对电阻元件的端子电压进行A/D变换的定时的图，（b）是表示用于根据正交电压Vα、Vβ来计算2相PWM占空比的表的图，（c）是在αβ坐标上表示扇区的图。

图9是表示进行3相调制的情况下按照载波周期的每半周期执行的中断处理的流程图。

图10是3相调制的情况下的与图7相当的图。

图11是表示3相调制下的各相PWM占空比脉冲的输出相位的图。

图12是3相调制的情况下的与图8（b）相当的图。

图13是主要表示由处理负荷监视部执行的控制内容的流程图。

图14是表示中断处理负荷判定处理的流程图。

图15是表示第2实施方式的与图9相当的图。

图16是表示第2实施方式的与图10相当的图。

图17是表示第3实施方式的与图14相当的图。

图18中，（a）是2相调制时的强磁场运转所导致的消耗电力增加量WSF的表的一例，（b）是表示对（a）的增加量WSF进行修正的修正系数βIq的一例的图。

图19是表示第4实施方式的与图14相当的图。

图20是用于对无法检测电流的周期进行计数的流程图。

图21是表示第5实施方式的与图19相当的图。

图22是表示第6实施方式的与图14相当的图。

图23是表示第7实施方式的与图5相当的图。

图24是表示第7实施方式的与图9相当的图。

图25是说明图24的步骤S36b的处理内容的图。

附图说明

1热泵系统；2压缩机（负荷）；4马达；7室内侧热交换器；8减压装置；9室外侧热交换器；23逆变器电路；24分流电阻（电流检测元件、电流检测单元）；27电流检测部（电流检测单元）；30矢量运算部；35检测方式选择部；36处理负荷监视部

具体实施方式

（第1实施方式）

以下作为热泵系统的一例，参照图1～图14说明对空气调和机的压缩机马达进行驱动的第1实施方式。在图2所示的空调机E中，构成热泵系统1的压缩机（负荷）2将压缩部3和马达4收容在同一个铁制密闭容器5内而构成，马达4的转子轴与压缩部3连结。并且，压缩机2、四通阀6、室内侧热交换器7、减压装置8、室外侧热交换器9通过作为热传递介质流路的管道连接成构成闭合回路。另外，压缩机2例如是回旋型的压缩机，马达4例如是作为无刷DC马达动作的3相IPM（Interior Permanent Magnet）马达。空气调和机E具有上述的热泵系统1而构成。

在制热时，四通阀6处于实线所示的状态，被压缩机2的压缩部3压缩后的高温制冷剂从四通阀6供给至室内侧热交换器7而冷凝，然后被减压装置8减压，成为低温而流到室外侧热交换器9，在这里蒸发并返回压缩机2。另一方面，在制冷时，四通阀6被切换到虚线所示的状态。因此，被压缩机2的压缩部3压缩后的高温制冷剂从四通阀6供给至室外侧热交换器9而冷凝，然后被减压装置8减压，成为低温而流到室内侧热交换器7，在这里蒸发并返回压缩机2。并且，构成为分别通过风扇10、11向室内侧、室外侧的各热交换器7、9送风，通过该送风，高效地进行各热交换器7、9和室内空气、室外空气的热交换。

图1是表示马达控制装置的构成的功能框图。直流电源部21以直流电源的符号表示，但是在从商用交流电源生成直流电源的情况下，还包括整流电路和平滑电容器等。在直流电源部21上经由正侧母线22a、负侧母线22b连接着逆变器电路（直流交流变换器）23。在负侧母线22b侧插入有作为电流检测元件的分流电阻24。逆变器电路23是作为开关元件将例如N沟道型的功率MOSFET25（U＋，V＋，W＋，U－，V－，W－）3相桥接而构成的。逆变器电路23的各相的输出端子分别与马达4的各相绕组连接。

分流电阻（电流检测元件）24的端子电压（与电流值对应的信号）由电流检测部（电流检测单元）27检测。电流检测部27对所述端子电压进行A/D变换并读入后，基于向逆变器电路23输出的2相或3相的PWM信号模式来检测U、V、W各相的电流Iu、Iv、Iw。电流检测部27检测到的各相电流被输入到矢量运算部30。矢量运算部30具有转子位置决定单元。

在矢量运算部30中，若被设定控制条件的微计算机给出马达4的旋转速度指令ωref，则基于该旋转速度指令ωref与推测的马达4的旋转速度的差分，生成转矩电流指令Iqref。根据马达4的各相电流Iu、Iv、Iw决定马达4的转子位置θ，通过使用该转子位置θ的矢量控制运算，计算转矩电流Iq和励磁电流Id。对转矩电流指令Iqref与转矩电流Iq的差分进行例如PI控制运算，生成电压指令Vq。对于励磁电流Id侧也进行同样的处理而生成电压指令Vd。然后，使用上述转子位置θ将电压指令Vq、Vd变换为三相电压Vu、Vv、Vw。三相电压Vu、Vv、Vw被输入至DUTY生成部31，决定用于生成各相的PWM信号的占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY。根据三相电压Vu、Vv、Vw的大小怎样使这些占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY增减来决定这些占空比U_DUTY、V_DUTY、W_DUTY的详细情况留待后述。

各相占空比U、V、W_DUTY被提供给PWM信号生成部32，通过与载波进行电平比较而生成2相或3相PWM信号。此外，还生成使2相或3相PWM信号反转了的下臂侧的信号，根据需要附加期限（deadtime）后，将它们输出至驱动电路33。驱动电路33按照被提供的PWM信号，向构成逆变器电路23的6个功率MOSFET25（U＋，V＋，W＋，U－，V－，W－）的各栅极输出栅极信号（对于上臂侧，以升压了必要的电平后的电位来输出）。关于PWM信号生成部32生成3相PWM信号的方式，例如使用专利文献1所公开的第4实施方式的方式。

以上说明的矢量运算部30、DUTY生成部31及PWM信号生成部32形成PWM信号生成单元。

矢量运算部30将转矩电流Iq及励磁电流Id输出至消耗电力运算部34，并且基于转矩电流Iq、励磁电流Id及励磁电压Vd运算推测速度ωe，并输出至消耗电力运算部34及检测方式选择部35。消耗电力运算部34基于被输入的各电流，通过下式运算消耗电力W，并输出至检测方式选择部（切换指令输出单元）35。

其中，T是马达输出转矩，P是马达4的极数，是电枢绕组交链磁通，Ld是d轴电感，Lq是q轴电感。另外，消耗电力运算部34的详细情况将在第3实施方式中说明。

处理负荷监视部36内置有计时器36C（例如自运行计数器），该计时器36C用于计测按照PWM控制的每1周期或每半周期执行的软件处理的执行时间。矢量运算部30和处理负荷监视部36被输入来自PWM信号生成部32的PWM中断信号。此外，处理负荷监视部36被输入升降计数器的计数器值，该升降计数器用于供PWM信号生成部32在内部生成三角波的载波。进而，处理负荷监视部36被输入DUTY设置信号，该DUTY设置信号在DUTY生成部31向PWM信号生成部32设置PWM占空比脉冲的定时输出。由该处理负荷监视部36和检测方式选择部35形成切换指令输出单元。另外，以上的构成27～36（除了驱动电路33）的功能是由包括CPU的微计算机的硬件及软件实现的功能。

接着，参照图3～图14说明本实施方式的作用。图3表示使空调的制冷运转开始了的情况下的、内置于压缩机的马达的转速的变化和以2相调制及3相调制的哪一个来进行PWM控制的切换状态。此外，图4是概略性地表示与图3对应的驱动控制方式的切换的流程图。在空调运转开始了的压缩机2的启动时，通过3相调制进行PWM控制（S1）。在马达4的转速较低的区域无法执行无传感驱动方式，所以通过强制整流来驱动马达4（S2）。然后，若转速上升到某一程度，则切换到无位置传感器驱动方式（S3）。

如图3所示，在空调的运转刚开始时，为了使空调所设置的房间内的温度迅速降低而使马达4的转速急剧上升，但是在该过程中，空调检测室内温度并与规定的阈值（设定温度）进行比较（S4）。在室内温度低于阈值的期间继续（较低的）3相调制（S5），在室内温度成为阈值以上（较高）时切换至2相调制（S6）。

若在运转刚开始时通过使输出急剧上升而室内温度下降，则如图3所示，使马达4的转速降低。然后，如果室内温度稳定地持续低于阈值的状态，则继续3相调制，如果由于某种原因室内温度上升而超过阈值，则切换至2相调制。

以下更详细地说明上述的2相调制与3相调制的切换控制。在图2及图3中，为了说明概略动作而说明了使用阈值温度来进行切换，但实际上如以下那样进行控制。首先，说明2相调制和3相调制的内容。图5是概略性地表示空调的运转中的调制方式的处理内容的流程图。首先，如果当前执行中的调制方式为2相调制，则从步骤S11转移到S12，将发生PWM中断的周期设为按照与载波周期相同的每1周期。然后，通过与2相调制相应的电流检测方式取得电流数据并进行矢量控制处理，生成并输出2相PWM信号模式（S13）。

另一方面，如果当前执行中的调制方式为3相调制，则从步骤S11转移到S14，将发生PWM中断的周期设为按照载波周期的每半周期。然后，通过与3相调制相应的电流检测方式取得电流数据并进行矢量控制处理，生成并输出3相PWM信号模式（S15）。另外，步骤S11中的调制方式的选择基于后述的PWM处理负荷监视的结果来进行。

＜2相调制处理＞

参照图6～图8说明2相调制处理。图6是表示进行2相调制的情况下按照每载波周期执行的中断处理的流程图。首先，若在电流检测部27中提取到A/D变换后的数据（S21），则基于该数据检测3相电流（S22）。在此，电流检测部27中的分流电阻24的端子电压的A/D变换处理与图6所示的处理另外地在1载波周期内执行2次（执行定时留待后述），A/D变换后的数据例如保存在寄存器等中。因此，步骤S21的处理指的是读出上述寄存器所保存的数据。

接着，根据3相电流，通过矢量控制运算推测马达4的转子位置（θ）（S23），执行频率控制（速度控制，S24）及电流控制（PI控制等，S25）。然后，将本次运算处理中决定的2相PWM占空比为了在下一周期输出而保存到寄存器或存储器等中（S26）。（这里得到的2相PWM占空比在下一载波周期的中断处理的步骤S27中被设置到输出寄存器）然后，将上一载波周期中决定的2相PWM占空比设置到输出用的寄存器（S27）。

图7中，与PWM载波波形一起表示2相调制时的中断处理的执行时间示意。在空调中，通过1个控制电路（微机），与压缩机2并行地还控制对与室外机对应的热交换器9的风扇11进行驱动的马达（对与室内机对应的热交换器7的风扇10进行驱动的马达由其他控制电路或驱动器IC等控制）。

在此，在图7中，（a）中以圆圈数字表示与图6所示的压缩机2的马达控制有关的处理时间（1），（b）中以圆圈数字表示与上述风扇11的马达（风扇马达）控制有关的处理时间（2）。即，若在作为PWM载波的三角波的波谷处发生PWM中断，则在执行了图6所示的处理后，对于风扇马达也检测马达电流并进行矢量控制。

图8（a）表示2相调制的情况下输出PWM占空比脉冲的相位和电流检测部27对分流电阻24的端子电压进行A/D变换的定时。在该例中，U、V相的占空比脉冲以三角波的波谷成为中心相位的方式被输出。第1次A/D变换在上述波谷的定时执行。这时检测到的电流成为W相的负电流。然后，第2次A/D变换在以波谷为起点而经过时间D2后、再经过考虑了开关延迟的微小时间α的时刻执行。这时检测到的电流成为U相的正电流。然后，V相电流通过基于上述2次A/D变换结果的运算来求出。

此外，图8（b）是用于根据在矢量控制的过程中得到的正交电压Vα、Vβ来计算2相PWM占空比的表。如图8（b）的左方侧及图8（c）所示，根据电压Vα、Vβ的大小关系决定扇区0～5，按照每个扇区，基于电压Vα、Vβ和修正值H决定脉冲宽度值D1、D2。另外，修正值H是根据直流电源部21的电压、即DC电压来修正占空比脉冲宽度的项，通过下式表示。

H＝√3×（PWM寄存器最大值）×32768/（DC电压）…（2）

其中，32768是与DC电压的最大值对应的量，例如寄存器为16比特的情况下，“PWM寄存器最大值”为65535。

图8（b）的右方侧所示的PWMa、PWMb、PWMc与图1中矢量运算部输出的3相电压Vu、Vv、Vw对应，根据各扇区而成为脉冲宽度值D1、D2之和或仅脉冲宽度值D2、或者“0”。

＜3相调制处理＞

以下参照图9～图12说明3相调制处理。图9是表示进行3相调制的情况下按照载波周期的每半周期执行的中断处理的流程图。步骤S31～S35与图6所示的步骤S21～S25同样地执行，但是在接下来的步骤S36中，将3相的PWM占空比为了在下一周期输出而保存到寄存器或存储器等中。接着，步骤S37～S39的处理在DUTY生成部31中进行。参照由PWM信号生成部32给出的载波计数器的值，判断载波计数器是在升计数中还是降计数中（S37）。如果是升计数中，则设置上一载波周期中决定的D_Pwm_set2（S38），如果是降计数中，则将上一载波周期中决定的D_Pwm_set1设置到输出用的寄存器（S39）。通过图10及图11说明这些处理。

图10是与图7相当的图，但是在3相调制的情况下，在三角波的波峰和波谷处发生PWM中断。图中以圆圈数字示出的处理（1）～（4）中的处理（1）及（3）与步骤S31～S37对应，处理（2）、（4）分别与步骤S38、S39对应。这种情况下，风扇马达的控制（5）在执行处理（4）之后进行。

图11表示3相调制的情况下的各相PWM占空比脉冲的输出相位，如前述那样，使用专利文献1所公开的方式。即，对于3相中的某1相，使占空比以三角波的波谷为基准向延后侧和前进侧的双方向增减。此外，对于另一相，使占空比以所述波谷为基准例如向前进相位侧增减，对于剩余的1相，使占空比以所述波谷为基准向延后相位侧增减。通过像这样决定3相占空比脉冲的输出相位，电流检测部27能够在载波周期内在固定的2个定时检测2相的电流。

在图11所示的例子中，对于U相的脉冲使占空比从载波周期的中心相位向双方方向增减，对于V相的脉冲使占空比从上述中心相位向前进方向增减，对于W相的脉冲使占空比从上述中心相位向延后方向增减。若三角波的波峰处发生中断，则载波计数器处于降计数中，所以将D_Pwm_set1设置为下次使用，并且通过上一载波周期中设置的D_Pwm_set2输出本次的载波周期前半的占空比脉冲。

对于U相，占空比的1/2的脉冲在从发生了波峰处中断后的定时起到波谷为止的期间被输出。对于V相，如果占空比低于50%，则与U相同样，该脉冲在从发生了波峰处中断后的定时起到波谷为止的期间被输出。如果占空比超过50%，则输出从波峰起到波谷为止的全期间脉冲，并且如以下那样在下一载波周期输出该超出部分的脉冲。对于W相，如果占空比低于50%，则这里的脉冲不被输出。如果占空比超过50%，则该超出部分的脉冲在从发生了波峰处中断的定时起至到达波谷为止的期间的波谷侧被输出。因此，通过D_Pwm_set2输出的是这些脉冲。

另一方面，在三角波的波谷处发生中断时，载波计数器处于升计数中，所以通过在上一载波周期中设置的D_Pwm_set1输出本次的载波周期后半的占空比脉冲。对于U相，与前半同样地，占空比的1/2的脉冲在从发生了波谷处中断后的定时起到波峰为止的期间被输出。对于V相，如果占空比超过50%，则该超过部分的脉冲如图11的虚线部所示那样在从发生了波谷处中断后的定时起至到达波峰为止的期间的波峰侧被输出。如果占空比低于50%，则这里的脉冲不被输出。此外，对于W相，如果占空比低于50%，则与该脉冲U相同样，在从发生了波谷处中断后的定时起到波峰为止的期间被输出。如果占空比超过50%，则该超出部分的脉冲在下一载波周期在从发生了波峰处中断的定时起至到达波谷为止的期间的波峰侧被输出。因此，通过D_Pwm_set1输出的是这些脉冲。图11表示在载波周期前半的D_Pwm_set2中V相的占空比超过50%而W相的占空比低于50%的情况。

并且，将3相调制中的2次A/D变换定时设为三角波到达波谷的紧之前和紧之后（即刚要到达波谷时和刚到达波谷后）。在前者的定时得到W相电流，在后者的定时得到V相电流。另外，对于前者，假设在与波谷一致的定时进行A/D变换，也能够通过各控制的定时及信号的延迟等得到W相电流。

图12是3相调制中的与图8（b）相当的图，但是条件1～3、扇区D1、D2与2相调制的情况完全相同，仅PWMa、PWMb、PWMc的决定部分不同。这些决定不仅与脉冲宽度值D1、D2有关，还与修正值H的说明中叙述的PWM寄存器的最大值PD有关。

＜调制方式切换处理＞

接下来，参照图13及图14说明对2相调制和3相调制进行切换的控制的详细情况。图13是主要表示由处理负荷监视部36执行的控制内容的流程图。在此，判定能够进行图3所说明的、启动时马达4的转速上升过程中的从3相向2相的切换、以及当相对于马达4高速旋转、进行2相调制的状态而转速降低时向软件处理负荷变得更大的3相调制的切换。

若按照每载波周期发生PWM中断，则处理负荷监视部36读入而取得该时刻的计时器36C的计数器值（1）（S41）。接着，步骤S42的“中断处理执行”指的是前述的图6或图9所示的处理，由矢量运算部30等执行（3相调制的执行时为每半周期，2相调制的执行时为每1周期）。在图6中，若步骤S27被执行，则从DUTY生成部31输出的Dutyset信号成为“有效”。由此，处理负荷监视部36再次读入而取得计时器36C的计数器值（2）（S43）。

接下来，参照由PWM信号生成部32给出的载波计数器的值，判断计数器是否为升计数中（S44），如果是升计数中（是），则通过计数器值（2）、（1）的差分得到中断处理时间（3）（S45）。然后，将中断处理时间（3）与允许的最大处理时间：MAX负荷A进行比较，如果中断处理时间（3）超过MAX负荷A（S46：是），则将中断处理时间（3）设定为MAX负荷A（S47）。如果中断处理时间（3）为MAX负荷A以下（S46：否），则直接结束图13所示的处理。

另一方面，在步骤S44中，如果计数器为降计数中（否），则通过计数器值（1）、（2）的差分得到中断处理时间（4）（S48）。然后，将中断处理时间（4）与允许的最大处理时间：MAX负荷B进行比较，如果中断处理时间（4）超过MAX负荷B（S49：是），则将中断处理时间（4）设定为MAX负荷B（S50）。如果中断处理时间（4）为MAX负荷B以下（S49：否），则结束处理。例如，载波周期为100μs，如果将上述阈值设定为其50%、即50μs，则在中断处理时间（3）超过50μs的情况下，设定为MAX负荷A（50μs），并判定为“NG”。

在此，中断处理时间（3）、（4）与“当前的处理时间的长度”对应。此外，MAX负荷A、B是用于对中断处理时间（3）、（4）进行评价判定的阈值，将MAX负荷A、B设为载波周期的1/2以下的值即可。

图14是由检测方式选择部35及处理负荷监视部36执行的中断处理负荷判定处理的流程图。在步骤S51中，根据中断处理时间（3）是否被设定为了MAX负荷A、或中断处理时间（4）是否被设定为了MAX负荷B来进行判定，如果被设定为了MAX负荷A或B（NG），则在3相调制执行中的情况下切换至2相调制（S54）。

另一方面，如果未设定为MAX负荷A或B（OK），则对于3相的占空比脉冲，将最大相、最小相的占空比之差（Maxduty-Minduty）与阈值进行比较（S52）。即，在3相调制时，如果马达4的转速上升到某一程度而上述占空比差成为阈值以上，则能够在载波周期内充分确保能够检测2相的电流的期间（电流检测可能期间较长），能够以稳定的状态进行马达4的驱动控制。因此，转移到步骤S54。此外，如果上述占空比之差低于阈值，则处于难以在载波周期内确保能够检测2相的电流的期间（电流检测可能期间较短）的状态。因此，基本上维持在具有电流检测率高这一优点的3相调制方式（S53）。

如以上那样，根据本实施方式，电流检测部27基于与逆变器电路23的直流侧连接的分流电阻24对应于电流值而发生的信号和PWM信号模式，检测马达4的相电流Iu、Iv、Iw，矢量运算部30基于相电流来决定转子位置θ，PWM信号生成部32以追随转子位置θ的方式生成2相或3相的PWM信号模式。这时，PWM信号生成部32对于3相的PWM信号模式，对于某1相使占空比以载波周期的波谷为基准向延后侧、前进侧的双方向增减，对于其他2相中的某1相使占空比以所述波谷为基准向前进侧增减，对于剩余的1相使占空比向延后侧增减。

由此，PWM信号生成部32生成使得电流检测部27能够在PWM信号的载波周期内在固定的2个定时检测2相的电流的3相的PWM信号模式。并且，检测方式选择部35输出切换指令，使得在马达4处于高速旋转区域的情况下，使DUTY生成部31及PWM信号生成部32生成2相的PWM信号模式来抑制开关损失的增大，在马达4处于低速旋转区域的情况下，使DUTY生成部31及PWM信号生成部32生成电流检测率高的3相的PWM信号模式。因此，能够抑制开关损失并提高控制精度。

此外，由检测方式选择部35及处理负荷监视部36构成的切换指令输出单元基于参照了PWM信号的占空比、以及载波周期内的中断处理时间长度或者载波周期内的电流检测可能期间的长度而得的结果，输出切换指令。因此，能够基于中断处理时间、电流检测可能期间的长度来妥当地进行2相调制方式和3相调制方式的切换。

此外，在进行2相调制的情况下，按照每载波周期发生中断，在进行3相调制的情况下，按照每载波周期的1/2发生中断，所以相对于过去通常执行的2相调制，能够容易地导入专利文献1中提出的新的3相调制方式。

此外，处理负荷监视部36输出切换指令，使得在2相调制方式的执行中计测PWM中断处理所需的时间，如果该中断处理时间低于被设定为载波周期的1/2以下的阈值，则转移到3相调制方式，如果中断处理时间为阈值以上，则维持2相调制方式。因此，对PWM中断处理所需的时间进行评价，在能够可靠地执行3相调制方式的情况下转移到3相调制。

此外，处理负荷监视部36输出切换指令，使得在3相调制方式的执行中对于3相的PWM占空比求出最大值与最小值之差，如果它们的占空比差为规定的阈值以上，则转移到2相调制方式。因此，对电流检测率进行评价，在能够可靠地执行2相调制方式的情况下转移到2相调制。

进而，在具备具有压缩机2、室外侧热交换器9、减压装置8、室内侧热交换器7的热泵系统1的空气调和机中，以构成压缩机2的马达4作为控制对象，所以能够提高热泵系统1及空气调和机的运转效率。

（第2实施方式）

图15及图16是与表示第2实施方式的图9及图10相当的图，对于与第1实施方式相同的部分赋予同一符号并省略说明，以下说明不同的部分。如图15所示，在第2实施方式中，在图9所示的流程图中追加步骤S30、S35a、S36a，变更执行步骤S36的位置。即，执行步骤S35后，将标志M_Int_flg置位为“1”（S35a）。上述标志表示已经在载波的半周期执行了步骤S31～S35的处理。

然后，在开头的步骤S30中，判断是否为标志M_Int_flg＝0（重置），如果是“（置位）”（否），则执行步骤S36，将标志M_Int_flg设为“0”（S36a）。执行步骤S35a、36a后，转移到步骤S37。即，在第2实施方式中，在执行3相调制时的PWM中断处理中，在周期的前半执行步骤S30～S35a、S37～S39，在周期的后半执行步骤S30、S36、S36a、S37～S39。

由此，图16所示的中断处理时间（1）、（3）与图10相比都稍微变短。在载波周期的后半也还执行室外机的风扇马达控制处理（5），所以通过如上述那样将中断处理分割，能够使周期的后半的处理时间较为宽裕。另外，分割为前半和后半的处理不限于上述例子，适当地设定即可。

（第3实施方式）

参照图17及图18说明第3实施方式。图17是与图14相当的图，在步骤S52、S53之间追加了基于转速及消耗电力进行判定的步骤S55。在步骤S55中，将与3相调制时的开关损失相当的电力和由图18所示的表决定的2相调制下的强磁场运转时的消耗电力进行比较，分支为选择消耗电力变少的调制方式。进行强磁场运转的理由是为了在马达4的转速较低的情况下使励磁电流Id增加而使电流检测率上升。

以2相调制为基准的、与3相调制时的开关损失增加量相当的电力W3sw是通过对前述那样由消耗电力运算部34运算的消耗电力W乘以事先通过实验等求出的规定系数αloss（例如5%等）、以及仅在3相调制的情况下产生的开关期间的比率0.33而求出的。

W3sw＝W×αloss×0.33…（3）

图18（a）是表示2相调制时的强磁场运转所导致的消耗电力的增加量WSF的表的一例。此外，图18（b）是用于以转矩电流Iq＝3.2A的情况为基准对（a）的消耗电力的增加量WSF进行修正的修正系数βIq的一例。即，如果马达4的负荷变大，则伴随于此需要使输出转矩上升而转矩电流Iq增加，所以占空比变大。能够使对转矩没有贡献的励磁电流Id减少相应的量，所以进行修正以使消耗电力的增加量减少。

因此，与2相调制时的开关损失相当的电力W2sw如下那样计算。

W2sw＝WSF×βIq…（4）

然后，在步骤S55中，选择电力W3sw、W2sw中的值变小的调制方式。

如以上那样，根据第3实施方式，检测方式选择部35基于参照了由马达4消耗的电力W而得的结果，输出用于切换2相调制方式和3相调制方式的指令，所以能够以使消耗电力可靠地变少的方式切换调制方式。

（第4实施方式）

参照图19及图20说明第4实施方式。图19是与图14相当的图，代替步骤S52而设置步骤S56，判断电流检测率是否为阈值以上。图20是表示对用于计算电流检测率的、无法进行电流检测的载波周期（电流检测不可周期）的数量进行计数的处理的流程图，在图6或图9所示的流程图中，在步骤S26与S27之间或步骤S36与S37之间执行。

在各判断步骤S61～63中，将2相同时接通时间D2、1相接通时间D1、（MAaxduy－Midduty）分别与作为进行电流检测所需的最小时间而决定的阈值进行比较。然后，如果低于所述阈值，则将检测不可计数器增位（S64）。但是，对于占空比脉冲配置于载波周期的中央的相，上述阈值使用2倍的值。

电流检测率按照每电气角周期通过下式求出。

（电流检测率）＝｛（1电气角周期相当计数器值）－（检测不可计数器值）｝/（1电气角周期相当计数器值）…（5）

例如，如果电气角频率为20Hz、PWM载波频率为4kHz，则与1电气角周期相当的计数器值成为“200”。如果在该电气角周期内电流检测不可周期为20次，则下式成立。

（电流检测率）＝（200－20）/200＝0.9＝90（%）

然后，在步骤S56中，判断上述电流检测率是否为对该检测率设定的阈值以上，如果低于阈值，则执行3相调制方式，如果为阈值以上，则执行2相调制方式。

如以上那样，根据第4实施方式，检测方式选择部35求出每1电气角周期的电流检测率，根据该电流检测率是否为阈值以上，输出用于切换2相调制方式和3相调制方式的指令，所以能够选择能够可靠地检测3相电流的调制方式。

（第5实施方式）

图21是与表示第5实施方式的图19相当的图，在图19所示的流程图中加入了第3实施方式的步骤S55。

（第6实施方式）

图22是与表示第6实施方式的图14相当的图，进行步骤S51、S52、S55的判断，并且在步骤S51中判断为“NG”时进行步骤S56、S57的判断，步骤S57与S55相同。接下来，在步骤S58中，将载波周期变更得更低。即，虽然中断处理负荷较大，但是在消耗电力在3相调制时更小的情况下，通过降低载波周期（例如5kHz→4.5kHz），能够确保处理时间的富余并返回。

如以上那样，根据第6实施方式，如果判断为中断处理时间超过阈值、并且3相调制的消耗电力比2相调制的消耗电力更小，则检测方式选择部35调整为不切换调制方式而加长载波周期。因此，能够抑制消耗电力的增大。

（第7实施方式）

图23～图25是第7实施方式。图23是与图5相当的图，在代替步骤S12的S16中，对于2相调制方式，也按照载波周期的每半周期发生中断。图24是与图9相当的图，通过在步骤S36与S37之间追加步骤S36a、S36b，成为在2相调制和3相调制下共通的处理。即，执行步骤S36后，判断执行中的调制方式为2相、3相的哪一个（S36a），如果是3相调制（否），则转移到步骤S37。另一方面，如果是2相调制（是），则将在步骤S36中求出的3相的PWM占空比变换为2相的PWM占空比（S36b），并转移到步骤S37。

图25是说明步骤S36b的处理内容的图。设3相的PWM占空比如图25（a）所示那样得到。其中，将最小的占空比设定为MINduty（在该例中为U相）。然后，将从其他相（V，W）的占空比减去（MINduty＋τ）而得到的值作为2相PWM占空比。在此，τ是期限相当时间，对于U相，当然占空比为零。因此，这种情况下成为基于V、W相的2相调制。通过这样的方式将3相调制方式的PWM模式变换为2相调制方式的模式，由此，在2相调制方式的情况下也与3相调制方式同样，能够在固定的2个定时检测2相的电流。

如以上那样，根据第7实施方式，在2相调制、3相调制的任一情况下，都是按照载波周期的每半周期发生PWM中断而进行处理。即，以往对于2相调制，通常每隔载波周期的1周期进行中断处理，所以如果对已在进行的2相调制控制组合每隔半周期进行中断处理的新的3相调制，则与该实施方式相比更容易导入第1实施方式。

另一方面，如果考虑从零开始制作与上述组合的控制对应的程序等，那么与在2相调制和3相调制中使PWM中断的发生模式变化相比，使在2相调制和3相调制中都共通的方式制作程序等是更高效的。此外，DUTY生成部31在生成2相的PWM信号模式时，生成3相的PWM信号模式，将这3相中的占空比最小的相的占空比设定为零，将从其他2相的占空比减去最小相的占空比而得到的值作为2相的PWM信号模式。由此，如图24所示，能够使通过2相调制和3相调制进行的中断处理尽量共通，并且在哪个调制方式下都能够在固定的2个定时检测2相的电流。

以上说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式只是作为例子提示，不意图限定发明的范围。这些新的实施方式能够以其他各种方式来实施，在不脱离发明主旨的范围内，能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含在发明的范围和主旨中，也包含在权利要求所记载的发明及其均等范围内。

在第1实施方式的图14所示的处理中，也可以删除对占空比差进行评价的处理。

在第3实施方式中，图18（b）所示的修正系数βIq的基准不限于3.2A，根据个别的设计适当变更即可。

关于第7实施方式，也可以组合第2～第6实施方式而实施。

此外，第7实施方式不限于在生成3相PWM模式之后变换为2相PWM模式，也可以最先生成图25（b）所示的2相PWM模式。

决定各相占空比脉冲的配置的方式也可以应用专利文献1的第1～第3实施方式。

关于消耗电力W，不限于通过（1）式运算来求出，也可以直接计测电压及电流来求出。

也可以不将三角波载波的波谷作为周期的中心，而将波峰作为周期的中心。

本发明不限于空气调和机，也可以应用于其他热泵系统，或者不限于热泵系统，只要是切换2相调制方式和3相调制方式来对马达进行驱动控制的系统，就能够应用本发明。

Claims (12)

1.一种马达控制装置，根据规定的PWM信号模式对3相桥接的多个开关元件进行接通/断开控制，从而经由将直流变换为3相交流的逆变器电路对马达进行驱动，其特征在于，具备：

电流检测元件，与所述逆变器电路的直流侧连接，产生与电流值对应的信号；

转子位置决定单元，基于所述马达的相电流来决定转子位置；

PWM信号生成单元，以追随所述转子位置的方式生成2相或3相的PWM信号模式；以及

电流检测单元，基于所述电流检测元件所产生的信号和所述PWM信号模式，检测所述马达的相电流；

所述PWM信号生成单元对于所述3相的PWM信号模式中的某1相，使占空比以载波周期的任意相位为基准相位向延后侧、前进侧的双方向增减，对于其他2相中的某1相，使占空比从所述基准相位向前进侧增减，对于剩余的1相，使占空比从所述基准相位向延后侧增减，由此，所述电流检测单元以能够在所述PWM信号的载波周期内在固定的2个定时检测2相的电流的方式生成3相的PWM信号模式，

所述马达控制装置具有切换指令输出单元，该切换指令输出单元对所述PWM信号生成单元输出切换指令，使得在所述马达处于高速旋转区域的情况下，使所述PWM信号生成单元生成2相的PWM信号模式，在所述马达处于低速旋转区域的情况下，使所述PWM信号生成单元生成3相的PWM信号模式。

2.如权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，

所述各单元的至少一部分是由微计算机实现的功能，

所述切换指令输出单元基于参照了由所述马达消耗的电力值、所述PWM信号的占空比、所述载波周期内的由所述微计算机进行的当前的处理时间的长度、所述载波周期内的电流检测可能期间的长度中的某1个以上而得的结果，输出所述切换指令。

3.如权利要求1或2所述的马达控制装置，其特征在于，

所述各单元的至少一部分是由微计算机实现的功能，

在使所述PWM信号生成单元生成2相的PWM信号模式的情况下，按照每所述载波周期对所述微计算机产生用于执行处理的中断，在生成3相的PWM信号模式的情况下，按照每所述载波周期的1/2产生所述中断。

4.如权利要求1或2所述的马达控制装置，其特征在于，

所述各单元的至少一部分是由微计算机实现的功能，

使所述PWM信号生成单元生成所述2相的PWM信号模式和生成所述3相的PWM信号模式的任一种情况下，按照每所述载波周期的1/2对所述微计算机产生用于执行处理的中断。

5.如权利要求4所述的马达控制装置，其特征在于，

所述PWM信号生成单元在生成所述2相的PWM信号模式时，生成所述3相的PWM信号模式，将这3相中占空比最小的相的占空比设定为零，将从另外2相的占空比减去所述最小的相的占空比而得到的值作为所述2相的PWM信号模式。

6.如权利要求3所述的马达控制装置，其特征在于，

所述切换指令输出单元输出所述切换指令，使得在使所述PWM信号生成单元生成2相的PWM信号模式的情况下，对由所述微计算机执行的中断处理时间进行计测，如果所述中断处理时间低于被设定为所述载波周期的1/2以下的规定的阈值，则使所述PWM信号生成单元生成3相的PWM信号模式，如果所述中断处理时间为所述阈值以上，则使所述PWM信号生成单元生成2相的PWM信号模式。

7.如权利要求4所述的马达控制装置，其特征在于，

所述切换指令输出单元输出所述切换指令，使得在使所述PWM信号生成单元生成2相的PWM信号模式的情况下，对由所述微计算机执行的中断处理时间进行计测，如果所述中断处理时间低于被设定为所述载波周期的1/2以下的规定的阈值，则使所述PWM信号生成单元生成3相的PWM信号模式，如果所述中断处理时间为所述阈值以上，则使所述PWM信号生成单元生成2相的PWM信号模式。

8.如权利要求6所述的马达控制装置，其特征在于，

所述切换指令输出单元在判断为所述中断处理时间超过所述阈值、并且与基于2相的PWM信号模式的控制相比基于3相的PWM信号模式的控制的消耗电力更小时，不进行所述切换指令的输出，而将所述载波的周期调整得更长。

9.如权利要求7所述的马达控制装置，其特征在于，

所述切换指令输出单元在判断为所述中断处理时间超过所述阈值、并且与基于2相的PWM信号模式的控制相比基于3相的PWM信号模式的控制的消耗电力更小时，不进行所述切换指令的输出，而将所述载波的周期调整得更长。

10.如权利要求1或2所述的马达控制装置，其特征在于，

所述切换指令输出单元输出所述切换指令，使得在所述PWM信号生成单元生成3相的PWM信号模式时，对于3相的PWM占空比求出最大值与最小值之差，如果所述差为规定的阈值以上，则使所述PWM信号生成单元生成2相的PWM信号模式。

11.一种热泵系统，其特征在于，

具备压缩机、室外侧热交换器、减压装置、室内侧热交换器，

构成所述压缩机的马达由权利要求1或权利要求2所记载的马达控制装置控制。

12.一种空气调和机，其特征在于，

具备权利要求11所记载的热泵系统而构成。