CN114696602A - 功率变换电路 - Google Patents

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Abstract

本公开提供一种功率变换电路，包含输入正极、输入负极、输出正极、输出负极、输入电感、第一桥臂、第二桥臂、变压器、输出电容及辅助电容。输入负极和输出负极相连。输入电感的第一端耦接于输入正极。每一桥臂包含串联连接的三个开关及位于开关之间的两个连接点。变压器的绕组串联耦接于两桥臂的连接点之间，且变压器的两个绕组相连接形成一个耦接于输出正极的连接点。输出电容的两端分别电连接于输出正极及输出负极。辅助电容的两端分别电连接于输入电感的第二端及输出端。

Description

功率变换电路
技术领域
本公开涉及一种功率变换电路，特别涉及一种具有可变的输入输出电压增益比的功率变换电路。
背景技术
随着固网和移动通信的快速发展，对于大功率DC/DC电源变换器的需求也日益增加(尤其是比例变换器)。图1中示出了现有的可扩展占空比的降压电路，其输入输出电压增益比为4：1，且具有功率密度高的优点。
然而，于此降压电路中，由于无法通过调整电容容值来变更开关间的连接点上的电压，故其输入输出电压增益比无法改变，此降压电路仅能工作在输入输出电压增益比为4：1的应用中，适用性不佳。
因此，如何发展一种可改善上述现有技术的功率变换电路，实为目前迫切的需求。
发明内容
本公开的目的在于提供一种功率变换电路，其可通过调整变压器绕组的匝数比来改变输入输出电压增益比，故可适用于各种具有不同的输入输出电压增益比需求的应用中，适用性佳。
为达上述目的，本公开提供一种功率变换电路，包含输入正极、输入负极、输出正极、输出负极、输入电感、第一桥臂、第二桥臂、变压器、输出电容及辅助电容。输入负极和该输出负极相连。输入电感的第一端耦接于输入正极。第一桥臂包含串联耦接的第一开关、第二开关及第三开关。第一及第三开关分别电连接于输入电感的第二端及输入负极，第一及第二开关连接形成第一连接点，第二及第三开关连接形成第二连接点。第二桥臂包含串联耦接的第四开关、第五开关及第六开关。第四及第六开关分别电连接于输入电感的第二端及输入负极，第四及第五开关连接形成第三连接点，第五及第六开关连接形成第四连接点。变压器包含第一绕组、第二绕组及第三绕组。第一绕组串联耦接于第一及第三连接点之间，第二及第三绕组串联耦接于第二及第四连接点之间，且第二及第三绕组连接形成第五连接点，第五连接点连接于输出正极。输出电容连接于输出正极及输出负极之间。辅助电容的第一端电连接于输入电感的第二端，辅助电容的第二端电连接于输出正极或输出负极。
附图说明
图1为现有的可扩展占空比的降压电路的电路结构示意图。
图2A为本公开优选实施例的功率变换电路的电路结构示意图。
图2B例示出图2A中的功率变换电路的变压器的励磁电感。
图3为图2A中的功率变换电路的主要波形示意图。
图4A及图4B为图2A的功率变换电路在图3中的不同时间段的工作模态示意图。
图5为本公开另一优选实施例的功率变换电路的电路结构示意图。
图6为图5中的功率变换电路的主要波形示意图。
图7A及图7B为图5的功率变换电路在图6中的不同时间段的工作模态示意图。
图8为图2A及图5的功率变换电路中的振荡电流的波形示意图。
图9为图2A的功率变换电路的变化例的电路结构示意图。
图10为图5的功率变换电路的变化例的电路结构示意图。
附图标记说明如下：
1：功率变换电路
11：直流电压源
Vin：输入电压
Vin+：输入正极
Vin-：输入负极
Lin：输入电感
12：第一桥臂
Q1：第一开关
Q2：第二开关
Q3：第三开关
P1：第一连接点
P2：第二连接点
13：第二桥臂
Q4：第四开关
Q5：第五开关
Q6：第六开关
P3：第三连接点
P4：第四连接点
14：变压器
T1：第一绕组
T2：第二绕组
T3：第三绕组
N1、N2：匝数
P5：第五连接点
Lk：串联电感
Co：输出电容
Vo+：输出正极
Vo-：输出负极
Vo：输出电压
Cr：辅助电容
VCr：端电压
Lm：励磁电感
Vgs1/3/5、Vgs2/4/6：栅极-源极电压
Vds1/5、Vds2/4：漏极-源极电压
iLk：振荡电流
iLm：励磁电流
iT2、iT3：电流
t0、t1、t2、t3、t4：时刻
io：输出电流
1a：功率变换电路
Lin1：第一输入电感
Lin2：第二输入电感
Cr1：第一辅助电容
VCr1：第一辅助电容的电压
Cr2：第二辅助电容
VCr2：第二辅助电容的电压
Cb：隔直电容
1b、1c：功率变换电路
具体实施方式
体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施方式上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非用以限制本公开。
图2A为本公开优选实施例的功率变换电路的电路结构示意图。如图2A所示，功率变换电路1连接到直流电压源11和负载(未图示)。功率变换电路1用于对直流电压源11的电压进行转换后给负载供电。直流电压源11提供输入电压Vin，且电连接功率变换电路1的输入正极Vin+及输入负极Vin-。负载电连接功率变换电路1的输出正极Vo+与输出负极Vo-，输入负极Vin-和输出负极Vo-相连。输出正极Vo+与输出负极Vo-间的电压为输出电压Vo。功率变换电路1包含输入电感Lin、第一桥臂12、第二桥臂13、变压器14、串联电感Lk、输出电容Co及辅助电容Cr，输入电感Lin的第一端耦接于输入正极Vin+。此外，输入电感Lin的感量远大于串联电感Lk的感量，使得流经输入电感Lin的电流恒定，因此，直流电压源11与输入电感Lin可等效为一输入电流源。
第一桥臂12包含串联耦接的第一开关Q1、第二开关Q2及第三开关Q3。第一开关Q1及第三开关Q3分别电连接于输入电感Lin的第二端及输入负极Vin-。第一开关Q1及第二开关Q2串联连接形成第一连接点P1，第二开关Q2及第三开关Q3串联连接形成第二连接点P2。第二桥臂13包含串联耦接的第四开关Q4、第五开关Q5及第六开关Q6。第四开关Q4及第六开关Q6分别电连接于输入电感Lin的第二端及输入负极Vin-。第四开关Q4及第五开关Q5串联连接形成第三连接点P3，第五开关Q5及第六开关Q6串联连接形成第四连接点P4。第一桥臂12及第二桥臂13中的开关可为例如但不限于MOSFET、SiC开关或GaN开关。
变压器14包含相耦合的第一绕组T1、第二绕组T2及第三绕组T3，其中第一绕组T1的匝数为N1，第二绕组T2及第三绕组T3的匝数均为N2。第一绕组T1与串联电感Lk串联耦接于第一连接点P1及第三连接点P3之间。第二绕组T2及第三绕组T3串联耦接于第二连接点P2及第四连接点P4之间，且第二绕组T2及第三绕组T3之间具有第五连接点P5，第五连接点P5连接于输出正极Vo+。于一些实施例中，串联电感Lk可为变压器14的漏感或一外加电感，但亦不以此为限，串联电感Lk亦可为变压器14的漏感与一外加电感的和的等效电感。
输出电容Co连接于输出正极Vo+和输出负极Vo-之间。辅助电容Cr的两端分别电连接于输入电感Lin的第二端及输出正极Vo+。辅助电容Cr上的端电压VCr为直流电压分量与振荡交流电压分量的和，其中直流电压分量为输入电压Vin与输出电压Vo的差。优选地，输出电容Co的容值大于辅助电容Cr的容值，但亦不以此为限。
图2B例示出图2A中的功率变换电路的变压器的励磁电感。如图2B所示，变压器14的励磁电感Lm可等效为与第一绕组T1并联。然亦不以此为限，于另一些实施例中，励磁电感Lm亦可等效为与第二绕组T2或第三绕组T3并联。
图3为图2A中的功率变换电路的主要波形示意图，图4A及图4B为图2A中的功率变换电路在图3中的不同时间段的工作模态示意图。于图3中，Vgs1/3/5为第一、第三及第五开关Q1、Q3及Q5的栅极-源极电压，Vgs2/4/6为第二、第四及第六开关Q2、Q4及Q6的栅极-源极电压，Vds1/5为第一及第五开关Q1及Q5的漏极-源极电压，Vds2/4为第二及第四开关Q2及Q4的漏极-源极电压，iLk为流经串联电感Lk的电流，iLm为流经励磁电感Lm的励磁电流，iT2及iT3分别为流经第二绕组T2及第三绕组T3的电流。于图4A及图4B中，以较深色线条示出电流流经的线路，并以较浅色线条示出电流未流经的线路。
如图3所示，时刻t0至t4为一个开关周期，第一、第三及第五开关Q1、Q3及Q5同步导通及关断，第二、第四及第六开关Q2、Q4及Q6同步导通及关断。第一、第三及第五开关Q1、Q3及Q5的控制信号与该第二、第四及第六开关Q2、Q4及Q6的控制信号相互错相180度，且所述多个开关的占空比约为50％。
请参阅图3及图4A，在时刻t0至t1期间，第一、第三及第五开关Q1、Q3及Q5处于导通状态，第二、第四及第六开关Q2、Q4及Q6处于关断状态，对应的工作模态如图4A所示。励磁电流iLm线性上升，串联电感Lk与辅助电容Cr产生振荡，产生的振荡电流iLk与辅助电容Cr的电压VCr近似为正弦波。流经第一绕组T1的电流iT1＝iLk-iLm，通过第一绕组T1、第二绕组T2及第三绕组T3间的磁耦合，在第二绕组T2上感应出电流iT2＝iT1*(N2/N1+1)，因第三绕组T3与第二绕组T2的匝数相同，故在第三绕组T3上感应出的电流iT3和电流iT2相等。电流iT2与iT3的和的直流分量为输出电流io，电流iT2与iT3的和的交流分量流经输出电容Co及辅助电容Cr。
此外，所述多个开关以一开关周期进行导通及关断，由串联电感Lk及辅助电容Cr确定一振荡周期，于此实施例中，振荡周期实质上等于开关周期的1/2，其中振荡周期等于
Figure BDA0002879924660000061
于时刻t0时，振荡电流iLk的初始值等于励磁电流iLm，辅助电容Cr的电压VCr的初始值等于输入电压Vin，其中，由于励磁电感Lm的感量较大，故励磁电流iLm可近似为零。在时刻t0至t1期间，振荡电流iLk完成一个振荡周期，其中当振荡电流iLk接近为零时，第一、第三及第五开关Q1、Q3及Q5关断，借此实现零电流关断，以减小关断损耗。再者，在时刻t0至t1期间，辅助电容Cr上的端电压VCr完成一个振荡周期，且端电压VCr在时刻t1时回复至等于输入电压Vin。
请参阅图3及图4B，在时刻t2至t3期间，第二、第四及第六开关Q2、Q4及Q6处于导通状态，第一、第三及第五开关Q1、Q3及Q5处于关断状态，对应的工作模态如图4B所示。功率变换电路1在此期间的工作原理于前述的时刻t0至t1期间的工作原理相似，故于此不再赘述。
此外，如图3中所示，时刻t1至t2期间及时刻t3至t4期间为死区时间。于死区时间中，励磁电流iLm为对应开关的寄生电容进行充放电，并使即将开通的开关的漏极-源极电压在死区时间结束时下降至零。具体而言，在前半周期的死区时间中，实时刻t1至t2期间内，励磁电流iLm对第一、第三及第五开关Q1、Q3及Q5的寄生电容进行充电，并对第二、第四及第六开关Q2、Q4及Q6的寄生电容进行放电，使得即将开通的第二、第四及第六开关Q2、Q4及Q6的漏极-源极电压Vds2/4在时刻t2下降至零。在后半周期的死区时间中，实时刻t3至t4期间内，励磁电流iLm对第二、第四及第六开关Q2、Q4及Q6的寄生电容进行充电，并对第一、第三及第五开关Q1、Q3及Q5的寄生电容进行放电，使得即将开通的第一、第三及第五开关Q1、Q3及Q5的漏极-源极电压Vds1/5在时刻t4下降至零。据此，在每个死区时间结束时，即将开通的开关的漏极-源极电压降低至零，从而可实现开关的零电压开通，减小开关的开通损耗。同时，由于死区时间相较开关的导通时间较短(约小于开关的导通时间的十分的一)，故可忽略其他变量在死区时间内的变化。在另一实施例中，在每个死区时间结束时，即将开通的开关的漏极-源极电压降低至小于死区开始时漏极-源极电压的一半，虽然不能实现开关的零电压开通，但也可以减小开关的开通损耗。
依据图2A所示的功率变换电路的电路结构以及图3所示的控制策略，可得出功率变换电路1的输入电压Vin与输出电压Vo满足关系式：Vin＝Vo*(2+N1/N2)。亦即，功率变换电路1的输入输出电压增益比为(2+N1/N2)：1。举例而言，当第一、第二及第三绕组T1、T2及T3的匝数比为2：1：1时(即N1/N2＝2)，则功率变换电路1的输入输出电压增益比为4：1；而当第一、第二及第三绕组T1、T2及T3的匝数比为3：1：1时(即N1/N2＝3)，则功率变换电路1的输入输出电压增益比为5：1。由此可知，本公开的功率变换电路1可通过调整变压器14的绕组的匝数比来改变输入输出电压增益比，因此，可依据实际需求灵活调整输入输出电压增益比，使得本公开的功率变换电路1具有极佳的适用性。
于一些实施例中，如图5所示，功率变换电路1a的输入电感包含第一输入电感Lin1及第二输入电感Lin2，功率变换电路1a的辅助电容包含第一辅助电容Cr1及第二辅助电容Cr2，其中第一及第二输入电感Lin1及Lin2的感量均远大于串联电感Lk。第一输入电感Lin1及第二输入电感Lin2的第一端均电连接于输入正极Vin+。第一输入电感Lin1的第二端电连接于第一桥臂12的第一开关Q1及第一辅助电容Cr1的第一端。第二输入电感Lin2的第二端电连接于第二桥臂13的第四开关Q4及第二辅助电容Cr2的第一端。第一辅助电容Cr1及第二辅助电容Cr2的第二端均电连接于输出正极Vo+。此外，如图5所示，功率变换电路1a还包含隔直电容Cb，隔直电容Cb与第一绕组T1及串联电感Lk一同串联耦接于第一及第三连接点P1及P3之间，以避免变压器14在第一辅助电容Cr1与第二辅助电容Cr2的容值不相等时发生偏磁饱和。
于图5中，与图2A及图2B相似的元件是以相同标号表示，于此不再赘述。图6为图5中的功率变换电路的主要波形示意图，图7A及图7B为图5的功率变换电路在图6中的不同时间段的工作模态示意图。据图6、图7A及图7B所示，由于其开关的作动方式与前述相似，功率变换电路1a的输入输出电压增益比与变压器14中的绕组匝数比的关系亦与前述相同，故于此皆不再赘述。
而，在图5所示的实施例中，该两个输入电感Lin1和Lin2的感量设计值相等，该两个辅助电容Cr1和Cr2的容值设计值相等，从而使得所述多个开关的开关周期等于振荡周期。但在实际生产中，该两个电感和该两个电容因为参数分布(譬如设计值±15％)，故此使得开关的开关周期近似等于振荡周期。如图6所示，于时刻t0时，振荡电流iLk的初始值等于励磁电流iLm，第一辅助电容Cr1的电压VCr1的初始值为一个开关周期中的最大值，第二辅助电容Cr2的电压VCr2的初始值为一个开关周期中的最小值。由于励磁电感Lm的感量较大，故励磁电流iLm可近似为零。在时刻t0至t1期间或时刻t2至t3期间，振荡电流iLk完成半个振荡周期的振荡，其中在时刻t1或t3，振荡电流iLk接近为零，此时关断对应的开关，借此实现零电流关断，以减小关断损耗。再者，在时刻t0至t1期间，第一辅助电容Cr1上的端电压VCr1完成半个振荡周期的振荡，且振荡至一个开关周期中的最小值，第二辅助电容Cr2的电压VCr2被第二输入电感Lin2充电至一个开关周期中的最大值。而在时刻t0至t1期间，第一辅助电容Cr1的电压VCr1被第一输入电感Lin1充电至一个开关周期中的最大值，第二辅助电容Cr2的电压VCr2完成半个振荡周期的振荡，且振荡至一个开关周期中的最小值。
在前述实施例中，功率变换电路1及1a皆工作在优选工作状态，亦即开关周期处于理想值。具体而言，在功率变换电路1中，开关周期等于振荡周期的2倍，而在功率变换电路1a中，开关周期等于振荡周期。然而，即便功率变换电路1及1a工作在非优选工作状态，亦即功率变换电路1中的开关周期不等于振荡周期的2倍时(譬如开关周期大于振荡周期的3/2且小于振荡周期的5/2),或是功率变换电路1a中的开关周期不等于振荡周期时(譬如开关周期大于振荡周期的1/2且小于振荡周期的3/2),功率变换电路1及1a中的开关作动及工作原理亦与前述相同，且具有相同的技术技术效果。而，由于开关周期非处于理想值，故开关将提前或延后关断，导致无法实现零电流关断而增加关断损耗，因而使功率变换电路1及1a的效率降低。
在功率变换电路1及1a皆工作在优选工作状态的情况下，假设输入电压Vin、输出电压Vo、输出电流io及其他参数均相同，且忽略励磁电流iLm时，功率变换电路1及1a中的振荡电流如图8所示。于图8中，以实线表示功率变换电路1中的振荡电流，并以虚线表示功率变换电路1a中的振荡电流。如图8所示，功率变换电路1及1a均可实现开关的零电流关断，其中功率变换电路1中的振荡电流的峰值较大，对应的电流有效值也较大。因此，功率变换电路1中的电流路径上的寄生电阻损耗大于功率变换电路1a中的电路路径上的寄生电阻损耗，其中寄生电阻可包括开关的开通阻抗、线路上的寄生电阻和电容或电感的寄生电阻等等。
此外，辅助电容的设置位置并不限于前述实施例中所示的实施方式。于图2A所示的实施例中，辅助电容Cr的第一端电连接于输入电感Lin的第二端，辅助电容Cr的第二端电连接于输出正极Vo+。然亦不以此为限，于另一些实施例中，如图9所示，辅助电容Cr的第二端可改为电连接于输出负极Vo-。同理，于图5所示的实施例中，第一及第二辅助电容Cr1及Cr2的第一端分别电连接于第一及第二输入电感Lin1及Lin2的第二端，第一及第二辅助电容Cr1及Cr2的第二端均电连接于输出正极Vo+。然亦不以此为限，于另一些实施例中，如图10所示，第一及第二辅助电容Cr1及Cr2的第二端可改为电连接于输出负极Vo-。
综上所述，本公开提供一种功率变换电路，其可通过调整变压器绕组的匝数比来改变输入输出电压增益比，故可适用于各种具有不同的输入输出电压增益比需求的应用中，适用性佳。
须注意，上述仅是为说明本公开而提出的优选实施例，本公开不限于所述的实施例，本公开的范围由权利要求决定。本领域技术人员可对本公开进行各种修改和改型，但都不脱离所附权利要求的范围。

Claims (18)

1.一种功率变换电路，包含：
一输入正极、一输入负极、一输出正极和一输出负极，其中该输入负极和该输出负极相连；
一输入电感，其中该输入电感的第一端耦接于该输入正极；
一第一桥臂，包含串联耦接的一第一开关、一第二开关及一第三开关，其中该第一及第三开关分别电连接于该输入电感的第二端及该输入负极，该第一与第二开关连接形成一第一连接点，该第二与第三开关连接形成一第二连接点；
一第二桥臂，包含串联耦接的一第四开关、一第五开关及一第六开关，其中该第四及第六开关分别电连接于该输入电感的该第二端及该输入负极，该第四与第五开关连接形成一第三连接点，该第五及第六开关连接形成一第四连接点；
一变压器，包含一第一绕组、一第二绕组及一第三绕组，其中该第一绕组串联耦接于该第一及第三连接点之间，该第二及第三绕组串联耦接于该第二及第四连接点之间，且该第二及第三绕组连接形成一第五连接点，该第五连接点连接于该输出正极；
一输出电容，连接于该输出正极和该输出负极之间；以及
一辅助电容，其中该辅助电容的第一端电连接于该输入电感的该第二端，该辅助电容的第二端电连接于该输出正极或该输出负极。
2.如权利要求1所述的功率变换电路，其中该第一、第三及第五开关同步导通及关断，该第二、第四及第六开关同步导通及关断，且该第一、第三及第五开关的控制信号与该第二、第四及第六开关的控制信号相互错相180度。
3.如权利要求2所述的功率变换电路，其中多个所述开关的占空比实质为50％。
4.如权利要求1所述的功率变换电路，其中该输入正极与该输入负极之间电压为一输入电压，该输出正极与该输出负极之间的电压为一输出电压，该输入电压与该输出电压之间的关系符合如下等式：
Vo＝Vin*[N2/(N1+N2*2)]
其中Vo为该输出电压，Vin为该输入电压，N1为该第一绕组的匝数，N2为该第二绕组的匝数，该第二及第三绕组的匝数相同。
5.如权利要求1所述的功率变换电路，还包括一串联电感，其中该串联电感包含该变压器的漏感及/或一外加电感，该第一绕组与该串联电感串联耦接于该第一及第三连接点之间。
6.如权利要求5所述的功率变换电路，还包含一隔直电容，其中隔直电容与该第一绕组及该串联电感一同串联耦接于该第一及第三连接点之间。
7.如权利要求5所述的功率变换电路，其中多个所述开关以一开关周期进行导通及关断，由该串联电感及该辅助电容确定一振荡周期，其中该开关周期实质上等于该振荡周期的2倍。
8.如权利要求5所述的功率变换电路，其中多个所述开关以一开关周期进行导通及关断，由该串联电感及该辅助电容确定一振荡周期，其中该开关周期大于该振荡周期的3/2，且小于该振荡周期的5/2。
9.如权利要求7或8所述的功率变换电路，其中该开关周期内存在一死区时间，在该死区时间内，励磁电流为对应的该开关的寄生电容进行充放电，实现零电压开通。
10.如权利要求7或8所述的功率变换电路，其中该开关周期内存在一死区时间，在该死区时间结束时，即将开通的该开关的漏极-源极电压降低至小于该死区时间开始时的该漏极-源极电压的一半。
11.如权利要求5所述的功率变换电路，其中该输入电感包含一第一输入电感及一第二输入电感，该辅助电容包含一第一辅助电容及一第二辅助电容，该第一及第二输入电感的第一端均电连接于该输入正极，该第一输入电感的第二端电连接于该第一开关及该第一辅助电容的第一端，该第二输入电感的第二端电连接于该第四开关及该第二辅助电容的第一端，该第一及第二辅助电容的第二端均电连接于该输出正极或该输出负极。
12.如权利要求11所述的功率变换电路，其中该第一及第二辅助电容的该第二端均电连接于该输出正极或该输出负极。
13.如权利要求11所述的功率变换电路，其中，该第一输入电感和该第二输入电感的感量相同，该第一辅助电容和该第二辅助电容的容值相等，多个所述开关以一开关周期进行导通及关断，该串联电感及该辅助电容以一振荡周期进行振荡，其中该开关周期实质上等于该振荡周期。
14.如权利要求11所述的功率变换电路，其中，该第一输入电感和该第二输入电感的感量相同，该第一辅助电容和该第二辅助电容的容值相等，多个所述开关以一开关周期进行导通及关断，该串联电感及该辅助电容以一振荡周期进行振荡，其中该开关周期大于该振荡周期1/2且小于该振荡周期的3/2。
15.如权利要求5所述的功率变换电路，其中在任一该开关关断时，流经该串联电感的一振荡电流振荡至实质为零。
16.如权利要求5所述的功率变换电路，其中该输入电感的感量大于该串联电感的感量。
17.如权利要求1所述的功率变换电路，其中该输入正极与该输入负极之间的电压为一输入电压，该输出正极与该输出负极之间的电压为一输出电压，该辅助电容的电压为一直流电压分量与一交流电压分量的和，其中该直流电压分量为该输入电压与该输出电压的差。
18.如权利要求1所述的功率变换电路，其中该输出电容的容值大于该辅助电容的容值。
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