JP2014003860A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】装置が大型化して構成に要する費用が嵩むことを防止しつつ複数の電源によって電気負荷を効率良く駆動するために電気負荷に印加可能な電圧の範囲を拡大しつつ詳細に制御する。
【解決手段】電源装置１は、第１ノードＡと第２ノードＢとの間に接続された第１電源１１と、第３ノードＣと第５ノードＥとの間に接続された第２電源１２と、コンバータ１３と、を備える。制御装置１６は、第１ノードＡと第２ノードＢとの間の電圧をコンバータ１３によって降圧して第３ノードＣと第４ノードＤとの間に出力することによって、電気負荷としてのインバータ３に印加する電圧を、第１電源１１または第２電源１２の電圧である第１電圧と、第１電源１１および第２電源１２の和の電圧である第２電圧との間の電圧範囲内に制御する降圧制御を実行する。
【選択図】図１

Description

この発明は、電源装置に関する。

従来、例えば、４つの第１〜第４リレーと、２つの２次電池と、昇圧コンバータとを備え、電気負荷に印加される電圧を昇圧コンバータによって調整しつつ、電気負荷に対して２つの２次電池を直列接続状態と並列接続状態とに切り替えて接続する電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
また、従来、例えば、４つの第１〜第４のスイッチング素子と、２つのリアクトルと、２つの直流電源とを備え、電気負荷に印加される電圧を調整しつつ、電気負荷に対して２つの直流電源を直列接続状態と並列接続状態とに切り替えて接続する電源システムが知られている（例えば、特許文献２参照）。

特開２０１２−６０８３８号公報 特開２０１２−０７０５１４号公報

ところで、上記従来技術に係る電源装置においては、２つの２次電池を２つの接続状態、つまり直列接続状態と並列接続状態とのみに切り替えるだけであり、電気負荷を効率良く駆動するために電気負荷に印加可能な電圧の範囲を拡大しつつ詳細に制御することが望まれている。
また、上記従来技術に係る電源システムにおいては、例えば並列接続状態から直列接続状態への切替時に各直流電源の電圧を直列接続状態の直列電圧（例えば、各直流電源の電圧の約２倍など）まで昇圧することに起因して、最大磁束変化が大きくなり、リアクトルを大型化する必要が生じる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、装置が大型化して構成に要する費用が嵩むことを防止しつつ複数の電源によって電気負荷を効率良く駆動するために電気負荷に印加可能な電圧の範囲を拡大しつつ詳細に制御することが可能な電源装置を提供することを目的としている。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１の発明に係る電源装置は、第１ノード（例えば、実施の形態での第１ノードＡ）に接続された正極側入力端子（例えば、実施の形態での正極側入力端子１３ａ）と第２ノード（例えば、実施の形態での第２ノードＢ）に接続された負極側入力端子（例えば、実施の形態での負極側入力端子１３ｂ）と第３ノード（例えば、実施の形態での第３ノードＣ）に接続された正極側出力端子（例えば、実施の形態での正極側出力端子１３ｃ）と第４ノード（例えば、実施の形態での第４ノードＤ）に接続された負極側出力端子（例えば、実施の形態での負極側出力端子１３ｄ）とを具備し、前記第１ノードと前記第２ノードとの間の電圧を変圧して前記第３ノードと前記第４ノードとの間に出力するコンバータ（例えば、実施の形態でのコンバータ１３）と、前記第１ノードと前記第２ノードとの間に接続された第１電源（例えば、実施の形態での第１電源１１）と、前記第３ノードと第５ノード（例えば、実施の形態での第５ノードＥ）との間に接続された第２電源（例えば、実施の形態での一方の第２電源１２）と、前記第４ノードと前記第５ノードとの間に接続された電気負荷（例えば、実施の形態でのインバータ３および電動機２）と、前記第１ノードと前記第２ノードとの間の電圧を前記コンバータによって降圧して前記第３ノードと前記第４ノードとの間に出力することによって、前記電気負荷に印加する電圧を、前記第１電源または前記第２電源の電圧である第１電圧と、前記第１電源および前記第２電源の和の電圧である第２電圧との間の電圧範囲内に制御する降圧制御を実行する電圧制御手段（例えば、実施の形態での制御装置１６）と、を備える。

本発明の第２の発明に係る電源装置では、前記電圧制御手段は、前記第１ノードと前記第２ノードとの間の電圧を前記コンバータによって昇圧して前記第３ノードと前記第４ノードとの間に出力することによって、前記電気負荷に印加する電圧を、前記第２電圧よりも大きい電圧範囲に制御する昇圧制御を実行する。

本発明の第３の発明に係る電源装置では、前記電圧制御手段は、動作モードとして、前記コンバータの直結状態または前記コンバータをバイパスする回路（例えば、実施の形態でのバイパス回路２１）によって、前記第１電源と前記第２電源とを前記電気負荷に直列に接続する直列モードを備える。

本発明の第４の発明に係る電源装置では、前記電圧制御手段は、動作モードとして、前記コンバータの遮断状態または前記コンバータをバイパスする回路（例えば、実施の形態での切替スイッチ１４およびバイパス回路２１）によって、前記第１電源と前記第２電源とを前記電気負荷に並列に接続する並列モードを備える。

本発明の第５の発明に係る電源装置では、前記コンバータは、前記正極側入力端子と前記負極側入力端子との間で直列に接続された第１スイッチ（例えば、実施の形態での第１スイッチング素子ＳＷ１）および第２スイッチ（例えば、実施の形態での第２スイッチング素子ＳＷ２）と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と、前記第３ノードとの間に接続されたリアクトル（例えば、実施の形態でのリアクトルＲ）と、を備える。

本発明の第６の発明に係る電源装置では、前記コンバータは、前記第３ノードと前記リアクトルとの間に設けられた第３スイッチ（例えば、実施の形態での第３スイッチング素子ＳＷ３）と、前記第４ノードと前記リアクトルとの間に設けられた第４スイッチ（例えば、実施の形態での第４スイッチング素子ＳＷ４）と、を備える。

本発明の第７の発明に係る電源装置では、前記直列モードにおいて前記コンバータをバイパスする回路は、半導体スイッチング素子（例えば、実施の形態での半導体スイッチング素子２１ａ、２１ｂ）を逆極性に直列に接続してなる回路、または、双方向スイッチである。

本発明の第１の発明に係る電源装置によれば、コンバータは第１ノードと第２ノードとの間に接続された第１電源の電圧を降圧して第３ノードと第４ノードとの間に出力することによって、電気負荷に印加する電圧を、第１電圧（つまり第１電源または第２電源の電圧）と第２電圧（つまり第１電源および第２電源の和の電圧）との間の電圧範囲内に制御する。
これによって、電気負荷に印加可能な電圧を容易に変更することができる。
また、第１電源および第２電源の出力配分を降圧制御での降圧率に応じて制御することができる。

さらに、電気負荷に印加する電圧を、第１電圧（つまり第１電源または第２電源の電圧）から第２電圧（つまり第１電源および第２電源の和の電圧）へと変更（つまり上昇）するときに、第１電源の電圧を降圧することから、例えば第１電源または第２電源の電圧を第２電圧まで昇圧する場合に比べて、最大磁束変化の増大を抑制し、損失の増大を防止し、コンバータを小型化することができる。

本発明の第２の発明に係る電源装置によれば、コンバータは第１ノードと第２ノードとの間に接続された第１電源の電圧を昇圧して第３ノードと第４ノードとの間に出力することによって、電気負荷に印加する電圧を、第２電圧（つまり第１電源および第２電源の和の電圧）よりも大きい電圧範囲に制御する。
これによって、電気負荷に印加可能な電圧の範囲を、第１電源および第２電源を電気負荷に直列接続する場合に比べて、より拡大することができる。
また、昇圧制御での昇圧率に応じて第１電源および第２電源の出力配分を制御することができる。

本発明の第３の発明に係る電源装置によれば、リアクトルおよびスイッチングでの損失無しに、電気負荷に第２電圧（つまり第１電源および第２電源の和の電圧）を印加することができる。
これによって、例えば電気負荷に高い負荷が要求される場合であっても、所望の負荷を確保することができる。

本発明の第４の発明に係る電源装置によれば、リアクトルおよびスイッチングでの損失無しに、電気負荷に第１電圧（つまり第１電源または第２電源の電圧）を印加することができる。
これによって、例えば電気負荷に要求される負荷が高くない場合には、損失を低減して、効率を向上させることができる。

本発明の第５および第６の発明に係る電源装置によれば、単一のリアクトルによって昇降圧可能であり、装置を小型化することができ、構成に要する費用を低減することができる。

本発明の第７の発明に係る電源装置によれば、非バイパス時における遮断性を向上させることができる。

本発明の実施形態に係る電源装置の構成図である。 本発明の実施形態に係る電源装置の動作モードとしての並列モードおよび直列モードおよび降圧モードおよび昇圧モードを示す図である。 本発明の実施形態に係る電源装置の動作モードとしての並列モードおよび直列モードおよび降圧モードおよび昇圧モードにおける各ノードの電位を示す図である。 本発明の実施形態に係る電源装置の動作モードとしての並列モードおよび直列モードおよび降圧モードおよび昇圧モードにおける各バッテリ電流および電圧Ｖｏｕｔおよび各スイッチング素子およびコンバータの状態を示す図である。 本発明の実施形態に係る電源装置の動作モードとしての並列モードおよび直列モードおよび降圧モードおよび昇圧モードを示す図である。 本発明の実施形態に係る電源装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施形態に係る電源装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施形態に係る電源装置の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施形態に係る電源装置の電動機の回転数および要求トルクと、要求電圧Ｖｍｏｔ＿ｒｅｑとの対応関係を示すグラフ図である。 本発明の実施形態に係る電源装置の主要な構成を示す図である。

以下、本発明の実施形態に係る電源装置について添付図面を参照しながら説明する。
本実施の形態による電源装置１は、例えば図１に示すように、車両の走行駆動力を発生する電動機（ＭＯＴ）２の力行および回生を制御するインバータ３に直流電力を供給する電源を成している。

電源装置１は、例えば、第１電源１１と、第２電源１２と、コンバータ１３と、切替スイッチ１４と、補機１５と、制御装置１６と、を備えて構成されている。

そして、コンバータ１３は、第１ノードＡに接続された正極側入力端子１３ａと、第２ノードＢに接続された負極側入力端子１３ｂと、第３ノードＣに接続された正極側出力端子１３ｃと、第４ノードＤに接続された負極側出力端子１３ｄと、を備えている。

第１電源（ＢＡＴ１）１１は、例えばバッテリなどであって、正極端子は第１ノードＡに接続され、負極端子は第２ノードＢに接続されている。
第２電源（ＢＡＴ２）１２は、例えばバッテリなどであって、正極端子は第５ノードＥに接続され、負極端子は第３ノードＣに接続されている。

そして、第５ノードＥおよび第４ノードＤ間にインバータ３が接続され、第１ノードＡおよび第２ノードＢ間に補機１５が接続されている。
なお、例えば、第１電源１１から出力される電圧ＶＢ１と、第２電源１２から出力される電圧ＶＢ２とは、等しくされている（ＶＢ１＝ＶＢ２）。

コンバータ１３は、例えば、Ｈブリッジの昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータであって、ブリッジ接続された４つの第１〜第４スイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar mode Transistor）ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４を備えている。

対をなすハイ側の第１スイッチング素子ＳＷ１およびロー側の第２スイッチング素子ＳＷ２は正極側入力端子１３ａと負極側入力端子１３ｂとの間で直列に接続されている。
つまり、第１スイッチング素子ＳＷ１のコレクタは正極側入力端子１３ａに接続され、第１スイッチング素子ＳＷ１のエミッタは第２スイッチング素子ＳＷ２のコレクタに接続され、第２スイッチング素子ＳＷ２のエミッタは負極側入力端子１３ｂに接続されている。

また、対をなすハイ側の第３スイッチング素子ＳＷ３およびロー側の第４スイッチング素子ＳＷ４は正極側出力端子１３ｃと負極側出力端子１３ｄとの間で直列に接続されている。
つまり、第３スイッチング素子ＳＷ３のコレクタは正極側出力端子１３ｃに接続され、第３スイッチング素子ＳＷ３のエミッタは第４スイッチング素子ＳＷ４のコレクタに接続され、第４スイッチング素子ＳＷ４のエミッタは負極側出力端子１３ｄに接続されている。
なお、各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４のエミッタ−コレクタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向になるようにしてダイオードが接続されている。

コンバータ１３は、第１スイッチング素子ＳＷ１と第２スイッチング素子ＳＷ２との接続点と、第３スイッチング素子ＳＷ３と第４スイッチング素子ＳＷ４との接続点との間に接続されたリアクトルＲと、正極側入力端子１３ａおよび負極側入力端子１３ｂ間に接続された入力コンデンサＣ１と、正極側出力端子１３ｃおよび負極側出力端子１３ｄ間に接続された出力コンデンサＣ２と、を備えている。

さらに、コンバータ１３は、例えば、正極側入力端子１３ａおよび正極側出力端子１３ｃ間を直結可能なバイパス回路２１を備えている。
バイパス回路２１は、例えば、２つの半導体スイッチング素子２１ａ、２１ｂを逆極性に直列に接続してなる回路、または、双方向スイッチなどとされ、制御装置１６から出力される信号に応じて閉接（ＯＮ）および開放（ＯＦＦ）を切り替える。

コンバータ１３は、例えば、制御装置１６から出力されて各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４のゲートに入力される信号によって駆動される。

また、切替スイッチ１４は、例えば、スイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar mode Transistor）であって、コレクタは第５ノードＥに接続され、エミッタは第１ノードＡに接続されている。
なお、切替スイッチ１４のエミッタ−コレクタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向になるようにしてダイオードが接続されている。
そして、切替スイッチ１４は、例えば、制御装置１６から出力されて切替スイッチ１４のゲートに入力される信号によって閉接（ＯＮ）および開放（ＯＦＦ）に切り替えられる。

例えば図２（Ａ）に示すように、電源装置１の動作モードとしての並列モードでは、切替スイッチ１４は閉接（ＯＮ）によって第１ノードＡと第５ノードＥとを接続する。さらに、コンバータ１３は、第１および第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を開放（ＯＦＦ）かつ第３および第４スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４を閉接（ＯＮ）に固定し、バイパス回路２１を開放（ＯＦＦ）にする。
これによって、第１電源１１と第２電源１２とをインバータ３に並列に接続する。

また、例えば図２（Ｃ）に示すように、電源装置１の動作モードとしての直列モードでは、切替スイッチ１４は開放（ＯＦＦ）によって第１ノードＡと第５ノードＥとを遮断する。さらに、コンバータ１３は、正極側入力端子１３ａおよび正極側出力端子１３ｃ間を直結する。

より詳細には、例えば、第１および第３スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３を閉接（ＯＮ）かつ第２および第４スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４を開放（ＯＦＦ）に固定し、バイパス回路２１を閉接（ＯＮ）にする。
これによって、第１電源１１と第２電源１２とをインバータ３に直列に接続する。

また、例えば図２（Ｂ）に示すように、電源装置１の動作モードとしての降圧モードでは、切替スイッチ１４は開放によって第１ノードＡと第５ノードＥとを遮断する。さらに、コンバータ１３は、第１ノードＡと第２ノードＢとの間の電圧（つまり第１電源の電圧ＶＢ１）を降圧して第３ノードＣと第４ノードＤとの間に出力する。

より詳細には、第１および第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を反転して交互に閉接および開放に切り替え、第３スイッチング素子ＳＷ３を閉接かつ第４スイッチング素子ＳＷ４を開放に固定し、バイパス回路２１を開放にする。
これによって、インバータ３に印加する電圧を、第１電源１１または第２電源１２の電圧である第１電圧と、第１電源１１および第２電源１２の和の電圧である第２電圧との間の電圧範囲内の値にする。

また、例えば図２（Ｄ）に示すように、電源装置１の動作モードとしての昇圧モードでは、切替スイッチ１４は開放によって第１ノードＡと第５ノードＥとを遮断する。さらに、コンバータ１３は、第１ノードＡと第２ノードＢとの間の電圧（つまり第１電源の電圧ＶＢ１）を昇圧して第３ノードＣと第４ノードＤとの間に出力する。

より詳細には、第１スイッチング素子ＳＷ１を閉接かつ第２スイッチング素子ＳＷ２を開放に固定し、第３および第４スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４を反転して交互に閉接および開放に切り替え、バイパス回路２１を開放にする。
これによって、インバータ３に印加する電圧を、第１電源１１および第２電源１２の和の電圧である第２電圧よりも大きい電圧範囲の値にする。

制御装置１６は、例えば、接続切替制御部３１と、可変電圧制御部３２と、電動機制御部３３と、を備えて構成されている。

接続切替制御部３１は、例えば図２（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、電源装置１の動作モードとしての並列モードおよび直列モードおよび降圧モードおよび昇圧モードにおいて、切替スイッチ１４の閉接および開放を制御する。

また、可変電圧制御部３２は、例えば図２（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、電源装置１の動作モードとしての並列モードおよび直列モードおよび降圧モードおよび昇圧モードにおいて、コンバータ１３を制御する。

例えば図２（Ａ）に示す並列モードでは、接続切替制御部３１は、切替スイッチ１４を閉接に固定することによって、順次、第１電源１１と、切替スイッチ１４と、インバータ３と、を直列に接続する電流ループＬＰＡ１を形成する。
さらに、可変電圧制御部３２は、第１および第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を開放かつ第３および第４スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４を閉接に固定し、バイパス回路２１を開放にする。
これによって、順次、第４スイッチング素子ＳＷ４と、第３スイッチング素子ＳＷ３と、第２電源１２と、インバータ３と、を直列に接続する電流ループＬＰＡ２を形成する。

この並列モードでは、例えば図３（Ａ）に示すように、第１ノードＡおよび第５ノードＥは同電位となり、第２ノードＢおよび第４ノードＤは同電位となる。
そして、インバータ３の直流側の正極端子および負極端子間には、互いに等しい第１電源１１の電圧ＶＢ１および第２電源１２の電圧ＶＢ２が印加される。

また、例えば図２（Ｃ）に示す直列モードでは、接続切替制御部３１は、切替スイッチ１４を開放に固定する。さらに、可変電圧制御部３２は、少なくともバイパス回路２１を閉接（ＯＮ）に固定し、さらに、例えば第１および第３スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ３を閉接かつ第２および第４スイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４を開放に固定する。
これによって、順次、第１電源１１と、バイパス回路２１または第１スイッチング素子ＳＷ１およびリアクトルＲおよび第３スイッチング素子ＳＷ３と、第２電源１２と、インバータ３と、を直列に接続する電流ループＬＳＡを形成する。

この直列モードでは、例えば図３（Ｃ）に示すように、第１ノードＡおよび第３ノードＣは同電位となる。
そして、インバータ３の直流側の正極端子および負極端子間には、第１電源１１の電圧ＶＢ１と第２電源１２の電圧ＶＢ２との和の電圧が印加される。

また、例えば図２（Ｂ）に示す降圧モードでは、接続切替制御部３１は、切替スイッチ１４を開放に固定する。さらに、可変電圧制御部３２は、第１および第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を反転して交互に閉接および開放に切り替え、第３スイッチング素子ＳＷ３を閉接かつ第４スイッチング素子ＳＷ４を開放に固定し、バイパス回路２１を開放にする。

なお、この降圧モードにおいて、接続切替制御部３１は、例えば、スイッチングの１周期（スイッチング周期）における各オンデューティーＤ１，Ｄ２に応じて、第１および第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の閉接と開放とを交互に切り替える。
例えば、各オンデューティーＤ１（＝Ｔｏｎ１／（Ｔｏｎ１＋Ｔｏｎ２）），Ｄ２（＝Ｔｏｎ２／（Ｔｏｎ１＋Ｔｏｎ２））は、スイッチング周期における第１スイッチング素子ＳＷ１のオン時間Ｔｏｎ１と第２スイッチング素子ＳＷ２のオン時間Ｔｏｎ２とにより定義される。

この降圧モードにおいて、接続切替制御部３１は、先ず、第１スイッチング素子ＳＷ１の閉接かつ第２スイッチング素子ＳＷ２の開放では、順次、並列に接続された第１電源１１および第１コンデンサＣ１と、第１スイッチング素子ＳＷ１と、リアクトルＲと、第３スイッチング素子ＳＷ３と、第２電源１２と、インバータ３と、を直列に接続する電流ループＬＢＢ１を形成する。
これによって、第１電源１１によってリアクトルＲを励磁して、リアクトルＲの両端電圧を上昇させる。

次に、第１スイッチング素子ＳＷ１の開放かつ第２スイッチング素子ＳＷ２の閉接では、順次、第２スイッチング素子ＳＷ２と、リアクトルＲと、第３スイッチング素子ＳＷ３と、第２電源１２と、インバータ３と、を直列に接続する電流ループＬＢＢ２を形成する。
これによって、第３ノードＣおよび第４ノードＤ間にリアクトルＲの両端電圧を印加する。なお、このとき、第１コンデンサＣ１は第１電源１１の電圧ＶＢ１によって充電される。

この降圧モードでは、例えば図３（Ｂ）に示すように、第１電源１１の電圧ＶＢ１をコンバータ１３によって降圧して得られる出力電圧Ｖ２（つまり電圧ＶＢ１とリアクトル電圧の差の電圧）によって、第３ノードＣは第２ノードＢよりも出力電圧Ｖ２だけ高電位となる。
そして、インバータ３の直流側の正極端子および負極端子間には、出力電圧Ｖ２と第２電源１２の電圧ＶＢ２との和の電圧が印加される。

また、例えば図２（Ｄ）に示す昇圧モードでは、接続切替制御部３１は、切替スイッチ１４を開放に固定する。さらに、可変電圧制御部３２は、第１スイッチング素子ＳＷ１を閉接かつ第２スイッチング素子ＳＷ２を開放に固定し、第３および第４スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４を反転して交互に閉接および開放に切り替え、バイパス回路２１を開放にする。

なお、この昇圧モードにおいて、接続切替制御部３１は、例えば、スイッチングの１周期（スイッチング周期）における各オンデューティーＤ３，Ｄ４に応じて、第３および第４スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４の閉接と開放とを交互に切り替える。
例えば、各オンデューティーＤ３（＝Ｔｏｎ３／（Ｔｏｎ３＋Ｔｏｎ４）），Ｄ４（＝Ｔｏｎ４／（Ｔｏｎ３＋Ｔｏｎ４））は、スイッチング周期における第３スイッチング素子ＳＷ３のオン時間Ｔｏｎ３と第４スイッチング素子ＳＷ４のオン時間Ｔｏｎ４とにより定義される。

この昇圧モードにおいて、接続切替制御部３１は、先ず、第３スイッチング素子ＳＷ３の開放かつ第４スイッチング素子ＳＷ４の閉接では、順次、第１電源１１と、第１スイッチング素子ＳＷ１と、リアクトルＲと、第４スイッチング素子ＳＷ４と、を直列に接続する電流ループＬＢ１を形成する。
これによって、第１電源１１によってリアクトルＲを励磁して、リアクトルＲの両端電圧を上昇させる。
なお、このとき、第２コンデンサＣ２と、第２電源１２と、インバータ３と、を直列に接続する電流ループＬＢ２において、第２コンデンサＣ２の放電および第２電源１２によってインバータ３に電力が供給される。また、第１コンデンサＣ１は第１電源１１の電圧ＶＢ１によって充電される。

次に、第３スイッチング素子ＳＷ３の閉接かつ第４スイッチング素子ＳＷ４の開放では、順次、並列に接続された第１電源１１および第１コンデンサＣ１と、第１スイッチング素子ＳＷ１と、リアクトルＲと、第３スイッチング素子ＳＷ３と、第２コンデンサＣ２と、を直列に接続する電流ループＬＢ３を形成する。さらに、順次、並列に接続された第１電源１１および第１コンデンサＣ１と、第１スイッチング素子ＳＷ１と、リアクトルＲと、第３スイッチング素子ＳＷ３と、第２電源１２と、インバータ３と、を直列に接続する電流ループＬＢ４を形成する。
これらによって、第３ノードＣおよび第４ノードＤ間に第１電源１１の電圧ＶＢ１とリアクトルＲの両端電圧との和の出力電圧Ｖ２を印加し、この電圧Ｖ２によって第２コンデンサＣ２を充電する。

この昇圧モードでは、例えば図３（Ｄ）に示すように、第１電源１１の電圧ＶＢ１をコンバータ１３によって昇圧して得られる出力電圧Ｖ２（つまり第１電源１１の電圧ＶＢ１とリアクトルＲの両端電圧との和の電圧）によって、第３ノードＣは第２ノードＢよりも出力電圧Ｖ２だけ高電位となる。
そして、インバータ３の直流側の正極端子および負極端子間には、出力電圧Ｖ２と第２電源１２の電圧ＶＢ２との和の電圧が印加される。

また、例えば図４に示すように、電源装置１の動作モードが並列モードから直列モードへと切り替えられる際には、接続切替制御部３１および可変電圧制御部３２は、先ず、並列モードから降圧モードへと遷移し、次に、降圧モードから直列モードへと遷移する。

より詳細には、切替スイッチ１４の閉接かつコンバータ１３の停止かつバイパス回路２１の開放とされた並列モードにおいて、先ず、例えば時刻ｔ１において、接続切替制御部３１は切替スイッチ１４を閉接から開放へと切り替える。
そして、例えば時刻ｔ２において、可変電圧制御部３２はコンバータ１３を停止からスイッチングへと切り替えることによって並列モードから降圧モードへと遷移し、第１および第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を反転して交互に閉接および開放に切り替える。

これに伴い、インバータ３の直流側の正極端子および負極端子間に印加される電圧（つまり、電動機２の駆動電圧）Ｖｏｕｔは、互いに等しい第１電源１１の電圧ＶＢ１および第２電源１２の電圧ＶＢ２から徐々に増大する。
また、第１電源１１から出力される第１バッテリ電流ＩＢ１は、所定の並列時電流から低下傾向に変化した後に所定の直列時電流へと向かい増大傾向に変化し、第２電源１２から出力される第２バッテリ電流ＩＢ２は、所定の並列時電流から増大傾向に変化した後に所定の直列時電流へと向かい低下傾向に変化する。

そして、例えば電圧Ｖｏｕｔが第１電源１１および第２電源１２の和の電圧（ＶＢ１＋ＶＢ２）に到達するより前の時刻ｔ３において、可変電圧制御部３２はバイパス回路２１を開放から閉接へと切り替える。
そして、例えば電圧Ｖｏｕｔが第１電源１１および第２電源１２の和の電圧（ＶＢ１＋ＶＢ２）に到達する時刻ｔ４において、可変電圧制御部３２はコンバータ１３をスイッチングから直結へと切り替えることによって降圧モードから直列モードへと遷移する。

さらに、電源装置１の動作モードが直列モードから昇圧モードへと切り替えられる際には、切替スイッチ１４の開放かつコンバータ１３の直結かつバイパス回路２１の閉接とされた直列モードにおいて、先ず、例えば時刻ｔ５において、可変電圧制御部３２はコンバータ１３を直結からスイッチングへと切り替えることによって直列モードから昇圧モードへと遷移し、第３および第４スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４を反転して交互に閉接および開放に切り替える。

これに伴い、インバータ３の直流側の正極端子および負極端子間に印加される電圧（つまり、電動機２の駆動電圧）Ｖｏｕｔは、第１電源１１および第２電源１２の和の電圧（ＶＢ１＋ＶＢ２）から徐々に増大する。
また、第１電源１１から出力される第１バッテリ電流ＩＢ１は、所定の直列時電流から増大傾向に変化し、第２電源１２から出力される第２バッテリ電流ＩＢ２は、所定の直列時電流から低下傾向に変化する。
そして、例えばコンバータ１３を直結からスイッチングへと切り替えた後の時刻ｔ６において、可変電圧制御部３２はバイパス回路２１を閉接から開放へと切り替える。

電動機制御部３３は、例えば３相のブラシレスＤＣモータなどの電動機２の力行運転時において、インバータ３の直流側の正極端子および負極端子間に印加される直流電力を３相交流電力に変換し、電動機２の各相への通電を順次転流させることで交流の各相電流を通電する。一方、例えば電動機２の回生運転時において、電動機２の回転角に基づいて同期を取りつつ電動機２から出力される交流の発電電力を直流電力に変換する。

なお、電動機２の回生運転時においては、例えば図５（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、並列モードで形成される電流ループＬＰＡ１，ＬＰＡ２と、直列モードで形成される電流ループＬＳＡと、降圧モードで形成される電流ループＬＢＢ１，ＬＢＢ２と、昇圧モードで形成される電流ループＬＢ１，ＬＢ２，ＬＢ３，ＬＢ４とは、上述した図２（Ａ）〜（Ｄ）に示す電動機２の力行運転時に比べて、電流の通流方向が反転する。

本発明の実施形態による電源装置１は上記構成を備えており、次に、電源装置１の動作、特に、電源装置１の動作モードを切り替える処理について説明する。

以下に、電源装置１の動作モードを並列モードから直列モードに切り替える処理について説明する。
先ず、例えば図６に示すステップＳ０１においては、切替スイッチ１４を閉接から開放へと切り替える。
次に、ステップＳ０２においては、コンバータ１３の出力電圧Ｖ２がゼロから第１電源１１の電圧ＶＢ１に等しくなるまで増大するようにして、コンバータ１３のスイッチング（つまり、第１および第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を反転して交互に閉接および開放に切り替えるスイッチング）を実行する。

次に、ステップＳ０３においては、バイパス回路２１を開放から閉接に切り替える。
次に、ステップＳ０４においては、コンバータ１３のスイッチングを停止し、エンドに進む。

以下に、電源装置１の動作モードを直列モードから並列モードに切り替える処理について説明する。
先ず、例えば図７に示すステップＳ１１においては、コンバータ１３の入力電流が第１電源１１から出力される第１バッテリ電流ＩＢ１に等しくなるようにコンバータ１３のスイッチングを実行する。
次に、ステップＳ１２においては、バイパス回路２１を閉接から開放に切り替える。

次に、ステップＳ１３においては、コンバータ１３の出力電圧Ｖ２がゼロなるまで低下するようにして、コンバータ１３のスイッチング（つまり、第１および第２スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を反転して交互に閉接および開放に切り替えるスイッチング）を実行する。
次に、ステップＳ１４においては、切替スイッチ１４を開放から閉接へと切り替え、エンドに進む。

以下に、電源装置１の動作モードを直列モードから昇圧モードに切り替える処理について説明する。
先ず、例えば図８に示すステップＳ２１においては、第１電源１１の電圧ＶＢ１および第２電源１２の電圧ＶＢ２を取得する。
次に、ステップＳ２２においては、第１電源１１の電圧ＶＢ１と第２電源１２の電圧ＶＢ２との和の直列電圧ＶＳ（＝ＶＢ１＋ＶＢ２）を算出する。

次に、ステップＳ２３においては、電動機２の回転数および要求トルクを取得し、予め記憶している所定マップなどを参照して、電動機２の駆動に必要とされる要求電圧Ｖｍｏｔ＿ｒｅｑを取得する。
なお、所定マップは、例えば図９に示すように、電動機２の回転数および要求トルクと、要求電圧Ｖｍｏｔ＿ｒｅｑとの対応関係を示し、回転数または要求トルクの増大に伴い、要求電圧Ｖｍｏｔ＿ｒｅｑが増大傾向に変化するように設定されている。

次に、ステップＳ２４においては、直列電圧ＶＳ（＝ＶＢ１＋ＶＢ２）は要求電圧Ｖｍｏｔ＿ｒｅｑ未満であるか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、エンドに進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ２５に進む。
そして、ステップＳ２５においては、出力電圧Ｖ２と第２電源１２の電圧ＶＢ２との和の電圧（Ｖ２＋ＶＢ２）が要求電圧Ｖｍｏｔ＿ｒｅｑに等しくなるようにして、コンバータ１３のスイッチング（つまり、第３および第４スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４を反転して交互に閉接および開放に切り替えるスイッチング）を実行し、エンドに進む。

上述したように、本発明の実施形態による電源装置１は、例えば図１０に示すように、第１ノードＡに接続された正極側入力端子１３ａと第２ノードＢに接続された負極側入力端子１３ｂと第３ノードＣに接続された正極側出力端子１３ｃと第４ノードＤに接続された負極側出力端子１３ｄとを具備し、第１ノードＡと第２ノードＢとの間の電圧を変圧して第３ノードＣと第４ノードＤとの間に出力するコンバータ１３と、第１ノードＡと第２ノードＢとの間に接続された第１電源１１と、第３ノードＣと第５ノードＥとの間に接続された第２電源１２と、第４ノードＤと第５ノードＥとの間に接続されたインバータ３からなる電気負荷と、第１ノードＡと第３ノードＣとの間に接続されたバイパス回路２１とを備えている。

この実施形態による電源装置１によれば、電気負荷である電動機２の負荷に応じてインバータ３に印加する電圧を詳細に可変とすることができ、所望の動力性能を確保することができるとともに、印加する電圧が過大になることを防止して電動機２およびインバータ３の駆動効率を向上させることができる。

さらに、降圧モードにおいては、直列に接続された第１電源１１および第２電源１２によってインバータ３に電力供給を行ないつつ、コンバータ１３によって第１電源１１の電圧ＶＢ１を降圧して得られる出力電圧Ｖ２によってインバータ３に印加する電圧を制御する。
これにより、コンバータ１３による各オンデューティーＤ１，Ｄ２に応じた降圧率によって、インバータ３に対する第１電源１１および第２電源１２の出力配分を容易に制御することができる。

例えば、上記特許文献２（特開２０１２−０７０５１４号公報）における電源システムでの図１０（ａ），（ｂ）に示すパラレル接続モードにおける昇圧動作を比較例とした場合において、この比較例では、パラレル接続モードからシリーズ接続モードへの切り替え時に、１つの直流電源により励磁されるリアクトルに発生する最大磁束変化は、この直流電源の電圧を約２倍まで昇圧した状態のときに起きる。
これに対して、上述した本発明の実施の形態によれば、並列モードから直列モードへと切り替えられる場合の降圧モードにおいて、リアクトルＲに発生する最大磁束変化は、第１電源１１の電圧ＶＢ１を約１／２倍に降圧した状態のときに起きる。これにより、比較例に比べて、リアクトルＲの最大磁束変化および損失を抑制し、コンバータ１３を小型化することができる。

さらに、昇圧モードにおいては、直列に接続された第１電源１１および第２電源１２によってインバータ３に電力供給を行ないつつ、コンバータ１３によって第１電源１１の電圧ＶＢ１を昇圧して得られる出力電圧Ｖ２によってインバータ３に印加する電圧を制御する。
これにより、コンバータ１３による各オンデューティーＤ３，Ｄ４に応じた昇圧率によって、インバータ３に対する第１電源１１および第２電源１２の出力配分を容易に制御することができる。

さらに、直列モードにおいては、バイパス回路２１の閉接によって、コンバータ１３での損失無しに、電気負荷としてのインバータ３および電動機２に第２電圧（つまり第１電源１１および第２電源１２の和の電圧）を印加することができる。
これによって、例えば電気負荷に高い負荷が要求される場合であっても、所望の動力性能を確保することができる。

さらに、並列モードにおいては、バイパス回路２１の開放によって、コンバータ１３での損失無しに、電気負荷としてのインバータ３および電動機２に第１電圧（つまり第１電源１１または第２電源１２の電圧）を印加することができる。
これによって、例えば電気負荷に要求される負荷が高くない場合には、損失を低減して、駆動効率を向上させることができる。

さらに、コンバータ１３は、単一のリアクトルＲによって昇降圧可能であり、電源装置１を小型化することができ、構成に要する費用を低減することができる。

さらに、バイパス回路２１は、２つの半導体スイッチング素子２１ａ、２１ｂを逆極性に直列に接続してなる回路、または、双方向スイッチなどとされている。これによって、スイッチング損失無しに、電気負荷としてのインバータ３および電動機２に高い電圧を印加することができるとともに、電気負荷に要求される負荷が高くない場合には、損失を低減して、駆動効率を向上させることができる。
しかも、非バイパス時における遮断性を向上させることができ、電動機２の力行運転時および回生運転時において、所望の高い耐圧遮断性能を確保することができる。

なお、上述した実施の形態においては、バイパス回路２１は省略されてもよい。

なお、上述した実施の形態においては、コンバータ１３の第３および第４スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４は省略されてもよい。

なお、上述した実施の形態においては、例えば、補機１５は、省略されてもよいし、あるいは、第５ノードＥおよび第２ノードＢ間（つまり第２電源１２の両端）に接続されることによって第１電源１１の負担を低減してもよい。
あるいは、インバータ３と同様に第５ノードＥおよび第４ノードＤ間に接続されることによって印加される電圧が可変とされてもよい。

なお、上述した実施の形態においては、例えば、インバータ３に並列に接続された発電機用インバータと、この発電機用インバータによって制御される発電機と、を備えてもよい。

なお、本発明の技術的範囲は上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、上述した実施形態に種々の変更を加えたものを含む。すなわち、上述した実施形態の構成はほんの一例に過ぎず、適宜変更が可能である。

１ 電源装置
２ 電動機（電気負荷）
３ インバータ（電気負荷）
１１ 第１電源
１２ 第２電源
１３ コンバータ
１４ 切替スイッチ
１５ 補機
１６ 制御装置（電圧制御手段）

Claims (7)

1. 第１ノードに接続された正極側入力端子と第２ノードに接続された負極側入力端子と第３ノードに接続された正極側出力端子と第４ノードに接続された負極側出力端子とを具備し、前記第１ノードと前記第２ノードとの間の電圧を変圧して前記第３ノードと前記第４ノードとの間に出力するコンバータと、
   前記第１ノードと前記第２ノードとの間に接続された第１電源と、
   前記第３ノードと第５ノードとの間に接続された第２電源と、
   前記第４ノードと前記第５ノードとの間に接続された電気負荷と、
   前記第１ノードと前記第２ノードとの間の電圧を前記コンバータによって降圧して前記第３ノードと前記第４ノードとの間に出力することによって、前記電気負荷に印加する電圧を、前記第１電源または前記第２電源の電圧である第１電圧と、前記第１電源および前記第２電源の和の電圧である第２電圧との間の電圧範囲内に制御する降圧制御を実行する電圧制御手段と、
   を備えることを特徴とする電源装置。
2. 前記電圧制御手段は、
   前記第１ノードと前記第２ノードとの間の電圧を前記コンバータによって昇圧して前記第３ノードと前記第４ノードとの間に出力することによって、前記電気負荷に印加する電圧を、前記第２電圧よりも大きい電圧範囲に制御する昇圧制御を実行することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記電圧制御手段は、動作モードとして、前記コンバータの直結状態または前記コンバータをバイパスする回路によって、前記第１電源と前記第２電源とを前記電気負荷に直列に接続する直列モードを備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電源装置。
4. 前記電圧制御手段は、動作モードとして、前記コンバータの遮断状態または前記コンバータをバイパスする回路によって、前記第１電源と前記第２電源とを前記電気負荷に並列に接続する並列モードを備えることを特徴とする請求項１から請求項３の何れか１つに記載の電源装置。
5. 前記コンバータは、
   前記正極側入力端子と前記負極側入力端子との間で直列に接続された第１スイッチおよび第２スイッチと、
   前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と、前記第３ノードとの間に接続されたリアクトルと、
   を備えることを特徴とする請求項１から請求項４の何れか１つに記載の電源装置。
6. 前記コンバータは、
   前記第３ノードと前記リアクトルとの間に設けられた第３スイッチと、
   前記第４ノードと前記リアクトルとの間に設けられた第４スイッチと、
   を備えることを特徴とする請求項１から請求項５の何れか１つに記載の電源装置。
7. 前記直列モードにおいて前記コンバータをバイパスする回路は、
   半導体スイッチング素子を逆極性に直列に接続してなる回路、または、双方向スイッチであることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。

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