JP2022084326A - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】、複数の電圧変換回路を並列に接続したＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、コンバータ効率を高めることを目的とする。
【解決手段】ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置４０は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１を流れる電流値ＩＬを取得する電流値取得部４０１と、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の昇圧比Ｒを取得する電圧比取得部４０２と、電圧変換回路２１ａ、２１ｂのスイッチング周波数Ｆｓを取得するスイッチング周波数取得部４０３と、昇圧比Ｒとスイッチング周波数Ｆｓとに基づき、切替電流値Ｉａを算出する切替電流値算出部４０４と、電流値ＩＬと切替電流値Ｉａとの比較結果に基づいて、複数の電圧変換回路２１ａ、２１ｂの駆動および停止を切り替える切替部４０５、とを備える。
【選択図】図７

Description

本開示は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関し、特に、複数の電圧変換回路を並列に接続したＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。

特開２００９－２９６７７５号公報（特許文献１）には、複数の直流電圧変換器（電圧変換回路）を並列に接続したコンバータ装置が開示されている。このコンバータ装置では、ひとつの直流電圧変換器に流れる電流がコンバータ効率の高い範囲になるよう、コンバータ装置を流れる電流（電源電流）の大きさに応じて、複数の直流電圧変換器の起動および停止を切り替える制御を行っている。

特開２００９－２９６７７５号公報

コンバータの電力損失は、電流が同じあっても、入力電圧と出力電圧との比である入出力電圧比（昇圧比、降圧比）およびスイッチング周波数によって変化する。特許文献１では、入出力電圧比およびスイッチング周波数による電力損失の変化について考慮されておらず、コンバータ効率を高めるために改善の余地がある。

本開示は、複数の電圧変換回路を並列に接続したＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、コンバータ効率を高めることを目的とする。

本開示に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置は、複数の電圧変換回路を並列に接続したＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置である。制御装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる電流値を取得する電流値取得手段と、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧と出力電圧との比である入出力電圧比を取得する電圧比取得手段と、電圧変換回路のスイッチング周波数を取得するスイッチング周波数取得手段と、入出力電圧比とスイッチング周波数とに基づき、切替電流値を算出する切替電流値算出手段と、電流値と切替電流値との比較結果に基づいて、複数の電圧変換回路の駆動および停止を切り替える切替手段、とを備える。

この構成によれば、切替電流算出手段が、入出力電圧比とスイッチング周波数に基づき切替電流値を算出する。切替手段において、入力電流と切替電流値との比較結果に基づいて、複数の電圧変換回路の駆動および停止を切り替える。切替電流値は、入出力電圧比とスイッチング周波数とに基づいて算出されるので、ＤＣ／ＤＣコンバータの電力損失が、入出力電圧比およびスイッチング周波数によって変化しても、複数の電圧変換回路の駆動および停止を適切に切り替えることができ、コンバータ効率を高めることが可能となる。

本開示によれば、複数の電圧変換回路を並列に接続したＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、コンバータ効率を高めることができる。

実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図である。 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作時における、単駆動モードの電力損失Ｑｗ１と両駆動モードの電力損失Ｑｗ２とを示した図である。 昇圧比Ｒが大きい場合と小さい場合とにおける、電力変換回路の電力損失を示した図である。 昇圧比Ｒを変化させた場合における、定数ａ、ｂおよびｃの感度（増減）を示す図である。 実施の形態における電力変換回路において、スイッチング周波数Ｆｓが高い場合と低い場合とにおける電力損失を示した図である。 スイッチング周波数Ｆｓを変化させた場合における、定数ａ、ｂおよびｃの感度（増減）を示す図である。 制御装置に構成された、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを制御するための機能ブロックを示す図である。 昇圧比Ｒおよびスイッチング周波数Ｆｓによる補正係数を表す図である。 制御装置で実行される処理の概略を説明するフローチャートである。 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作時における、単駆動モードの電力損失Ｑｗ１と両駆動モードの電力損失Ｑｗ２とを示した図である。 変形例１における、補正係数Ｋｃおよび補正係数Ｋａを算出するためのマップを示している。 変形例２における、定数ｃおよび定数ａを算出するためのマップを示している。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

図１は、本実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図である。本実施の形態のモータ駆動システム１００は、たとえば、ハイブリッド自動車、電気自動車または燃料電池自動車等の車両に適用することができる。図１を参照して、モータ駆動システム１００は、モータジェネレータ１０と、電力変換装置２０と、バッテリ３０と、システムメインリレーＳＲ１，ＳＲ２と、制御装置４０とを備える。

モータジェネレータ１０は、たとえば、車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。モータジェネレータ１０は、交流回転電機であり、たとえば、ロータに永久磁石を埋め込んだＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）同期電動機である。また、モータジェネレータ１０は、発電機の機能をさらに備えており、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されている。

バッテリ３０は、ニッケル水素電池あるいはリチウムイオン電池等の二次電池によって構成される。二次電池は、正極と負極との間に液体電解質を有する電池であってもよいし、固体電解質を有する電池（全固体電池）であってもよい。また、バッテリ３０は、電気二重層キャパシタ等によって構成されてもよい。

システムメインリレーＳＲ１は、バッテリ３０の正極端子および電力線ＰＬ１の間に接続される。システムメインリレーＳＲ２は、バッテリ３０の負極端子および電力線ＮＬの間に接続される。システムメインリレーＳＲ１、ＳＲ２は、制御装置４０からの制御信号により開閉状態が切り替わる。

電力変換装置２０は、バッテリ３０から供給される電力を昇圧するとともに交流電力に変換してモータジェネレータ１０に供給する。また、電力変換装置２０は、モータジェネレータ１０により発電された交流電力を直流電力に変換してバッテリ３０に供給する。すなわち、バッテリ３０は、電力変換装置２０を経由してモータジェネレータ１０との間で電力を授受することができる。

電力変換装置２０は、コンデンサＣ１と、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１と、コンデンサＣ２と、インバータ２２と、電圧センサ２３、２４と、電流センサ６０とを含む。

コンデンサＣ１は、電力線ＰＬ１および電力線ＮＬの間に接続される。コンデンサＣ１は、バッテリ電圧ＶＢを平滑化して双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１に供給する。電圧センサ２３は、コンデンサＣ１の両端の電圧、すなわち、電力線ＰＬ１、電力線ＮＬ間の電圧ＶＬ（バッテリ３０の電圧）を検出し、その検出結果を示す信号を制御装置４０に出力する。

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、制御装置４０からの制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に従って、バッテリ電圧ＶＢを昇圧し、昇圧した電圧を電力線ＰＬ２、ＮＬに供給する。また、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、制御装置４０からの制御信号Ｓ１～Ｓ４に従って、インバータ２２から供給された電力線ＰＬ２、ＮＬの間の直流電圧を降圧してバッテリ３０を充電する。

具体的には、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、第１電圧変換回路２１ａと、第２電圧変換回路２１ｂとを含む。第１電圧変換回路２１ａは、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。第２電圧変換回路２１ｂは、リアクトルＬ２と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と、ダイオードＤ３，Ｄ４とを含む。第１電圧変換回路２１ａのリアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続ノードＮ１と電力線ＰＬ１との間に接続される。スイッチング素子Ｑ１のコレクタは電力線ＰＬ２に接続され、エミッタはスイッチング素子Ｑ２のコレクタと接続ノードＮ１で接続される。スイッチング素子Ｑ２のエミッタは電力線ＮＬに接続される。ダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ－エミッタ間に逆並列にそれぞれ接続される。第２電圧変換回路２１ｂのリアクトルＬ２は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続ノードＮ２と電力線ＰＬ１との間に接続される。スイッチング素子Ｑ３のコレクタは電力線ＰＬ２に接続され、エミッタはスイッチング素子Ｑ４のコレクタと接続ノードＮ２で接続される。スイッチング素子Ｑ４のエミッタは電力線ＮＬに接続される。ダイオードＤ３，Ｄ４は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のコレクタ－エミッタ間に逆並列にそれぞれ接続される。なお、第１電圧変換回路２１ａと第２電圧変換回路２１ｂとにおいて、リアクトル、スイッチング素子およびダイオードは、同じ仕様のものが使用されている。

第１電圧変換回路２１ａと第２電圧変換回路２１ｂとは、電力線ＰＬ２、ＮＬに並列に接続されている。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、本開示における「複数の電圧変換回路を並列に接続したＤＣ／ＤＣコンバータ」の一例に相当する。本実施の形態において、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４および後述するスイッチング素子Ｑａの各々としては、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。なお、スイッチング素子として、たとえば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、あるいは、バイポーラトランジスタ等のスイッチング素子が用いられてもよい。

コンデンサＣ２は、電力線ＰＬ２と電力線ＮＬとの間に接続されている。コンデンサＣ２は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１から供給された直流電圧を平滑化してインバータ２２に供給する。電圧センサ２４は、コンデンサＣ２の両端の電圧、すなわち双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１とインバータ２２とを結ぶ電力線ＰＬ２，ＮＬ間の電圧（以下「システム電圧」とも称する）ＶＨを検出し、その検出結果を示す信号を制御装置４０に出力する。

インバータ２２は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１で昇圧された直流電力を交流電力に変換してモータジェネレータ１０に供給し、モータジェネレータ１０を駆動する。また、インバータ２２は、モータジェネレータ１０により発電された交流電力を直流電力に変換し、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに供給する。

インバータ２２は、Ｕ相アーム２０ｕと、Ｖ相アーム２０ｖと、Ｗ相アーム２０ｗとを含む。各相アームは、電力線ＰＬ２と電力線ＮＬとの間に互いに並列に接続されている。各相アームは、互いに直列に接続された２個のスイッチング素子Ｑａを有する。各スイッチング素子Ｑａのコレクタ－エミッタ間には、ダイオードＤａが逆並列にそれぞれ接続されている。インバータ２２は、システム電圧ＶＨが供給されると、制御装置４０からの制御信号Ｓａに従って、各スイッチング素子Ｑａのゲート信号（ゲート電圧）を制御し、直流電流を交流電流に変換してモータジェネレータ１０を駆動する。これにより、モータジェネレータ１０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを発生するように、インバータ２２により制御される。

電流センサ６０は、電力線ＰＬ１に流れる電流ＩＬを検出し、その検出結果を示す信号を制御装置４０に出力する。

制御装置４０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）と、メモリと、バッファ（いずれも図示せず）とを含んで構成される。制御装置４０は、外部に設けられた電子制御ユニット（外部ＥＣＵ（Electronic Control Unit））から入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ２３で検出した電圧ＶＬ、電圧センサ２４で検出したシステム電圧ＶＨ、等を用いて、モータジェネレータ１０がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１およびインバータ２２の動作を制御する。すなわち、制御装置４０は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１およびインバータ２２を制御するための制御信号Ｓ１～Ｓ４，Ｓａを生成して、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１およびインバータ２２へ出力する。

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の昇圧動作時には、制御装置４０は、出力電圧、すなわちシステム電圧ＶＨが電圧指令値となるように制御信号Ｓ１～Ｓ４生成する。

また、制御装置４０は、車両が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、モータジェネレータ１０で発電された交流電圧を直流電圧に変換するように制御信号Ｓａを生成してインバータ２２へ出力する。これにより、インバータ２２は、モータジェネレータ１０で発電された交流電圧を直流電圧に変換して双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１へ供給する。制御装置４０は、インバータ２２から供給された直流電圧がバッテリ３０の充電電圧になるよう、制御信号Ｓ１～Ｓ４を生成し、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１へ出力する。これにより、モータジェネレータ１０が発電した交流電圧は、インバータ２２で直流電圧に変換され、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１で降圧されてバッテリ３０に供給され、バッテリ３０が充電される。

複数の電圧変換回路（第１電圧変換回路２１ａおよび第２電圧変換回路２１ｂ）を並列に接続した双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１では、第１電圧変換回路２１ａまたは第２電圧変換回路２１ｂの何れか一方を駆動し他方を停止する単駆動モードと、第１電圧変換回路２１ａおよび第２電圧変換回路２１ｂの双方を駆動する両駆動モードとによる動作が可能である。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１において、コンバータ効率を高めるためには、コンバータを流れる電流が所定の電流値（後述の電流値Ｉａ）より小さい領域では単駆動モードが望ましく、電流が所定の電流より大きい領域では両駆動モードが望ましい。以下、この点について説明する。

図１において、第１電圧変換回路２１ａおよび第２電圧変換回路２１ｂの電力損失Ｑｗは、電流の２次の特性を有し、以下の式（１）によって表せる。

Ｑｗ＝ａ＊ＩＬ^２＋ｂ＊ＩＬ＋ｃ・・・（１）
ここで、ＩＬは、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の入力電流（電流センサ６０の検出値）である。ａ、ｂおよびｃは、回路特性によって決まる定数である。

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１が単駆動モードで動作する場合には、第１電圧変換回路２１ａおよび第２電圧変換回路２１ｂのうちの駆動される電圧変換回路に電流ＩＬが流れるので、単駆動モードにおける電力損失をＱｗ１とすると、電力損失をＱｗ１は以下の式（２）で表せる。

Ｑｗ１＝ａ＊ＩＬ^２＋ｂ＊ＩＬ＋ｃ・・・（２）
双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１が両駆動モードで動作する場合には、第１電圧変換回路２１ａおよび第２電圧変換回路２１ｂの各々には、ＩＬ／２の電流が流れるので、両駆動モードによる電力損失をＱｗ２とすると、電力損失をＱｗ２は以下の式（３）で表せる。

Ｑｗ２＝２＊（ａ＊（ＩＬ／２）^２＋ｂ＊（ＩＬ／２）＋ｃ）・・・（３）
式（３）を整理すると、以下の式（４）になる。

Ｑｗ２＝（ａ／２）＊ＩＬ^２＋ｂ＊ＩＬ＋２ｃ・・・（４）
図２は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の昇圧動作時における、単駆動モードの電力損失Ｑｗ１と両駆動モードの電力損失Ｑｗ２とを示した図である。縦軸は電力損失であり、横軸は入力電流ＩＬである。図２に示すように、入力電流ＩＬが電流値Ｉａより小さい領域では、実線で示す単駆動モードによる電力損失Ｑｗ１の方が、破線で示す両駆動モードによる電力損失Ｑｗ２より小さい。入力電流ＩＬが電流値Ｉａより大きい領域では、両駆動モードによる電力損失Ｑｗ２の方が、単駆動モードによる電力損失Ｑｗ１より小さくなる。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１において、コンバータ効率を高めるためには、入力電流ＩＬが電流値Ｉａより小さい領域では単駆動モードが望ましく、入力電流ＩＬが電流値Ｉａより大きい領域では両駆動モードが望ましい。

電流値Ｉａは、電力損失Ｑｗ１と電力損失Ｑｗ２とが等しくなる電流値であるので、以下の式（５）から求めることができる。

ａ＊ＩＬ^２＋ｂ＊ＩＬ＋ｃ＝（ａ／２）＊ＩＬ^２＋ｂ＊ＩＬ＋２ｃ・・・（５）
式（５）から入力電流ＩＬを求めると、ＩＬ＝（２ｃ／ａ）^１／２となり、電流値Ｉａは、Ｉａ＝（２ｃ／ａ）^１／２となる。したがって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の入力電流ＩＬが、「ＩＬ＜Ｉａ＝（２ｃ／ａ）^１／２」のときには、単駆動モードで作動させ、入力電流が「ＩＬ＞Ｉａ＝（２ｃ／ａ）^１／２」のときには、両駆動モードで作動させることにより、コンバータ効率を高めることが可能になる。以下、電流値Ｉａを「切替電流値Ｉａ」とも称する。なお、「ＩＬ＝Ｉａ」のときに双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１を単駆動モードおよび両駆動モードのいずれで動作させるかについては、モータ駆動システム１００の仕様等に応じて適宜設定することができる。

ここで、上述の定数ａ、ｂおよびｃは、いずれも詳細は後述するが、昇圧比Ｒおよびキャリア周波数ｆによってその感度（増減）が変化し得る。そのため、コンバータ効率を高めるためには、昇圧比Ｒおよびスイッチング周波数Ｆｓに応じて、切替電流値Ｉａに関係する定数ａおよびｃを適切に補正することが望ましい。

図１のモータ駆動システム１００において、システム電圧ＶＨは、モータジェネレータ１０のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じて変化するので、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の昇圧比Ｒが変化する。昇圧比Ｒは、入力電圧であるＶＬと出力電圧であるＶＨの比（ＶＨ／ＶＬ）である。昇圧比Ｒが大きくなると、入力電流ＩＬのリプル電流（脈流）が大きくなるので、スイッチング素子の伝導損失（オン抵抗損失）およびスイッチング損失が増加し、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の電力損失が大きくなる。図３は、昇圧比Ｒが大きい場合と小さい場合とにおける、電力変換回路の電力損失を示した図である。昇圧比Ｒが大きい場合（破線参照）は、昇圧比Ｒが小さい場合（実線参照）に比較して、電力損失が増加している。

図４は、昇圧比Ｒを変化させた場合における、定数ａ、ｂおよびｃの感度（増減）を示す図である。図４において、実線は定数ａ、破線は定数ｂ、一点鎖線は定数ｃの感度を表している。図４では、昇圧比Ｒ＝Ｒαを基準として、昇圧比Ｒを変化させた場合の各々の定数の増減を表している。昇圧回路のスイッチング損失は、入力電流ＩＬの増加に伴い、１次関数で近似される特性で増加する。スイッチング素子のオン抵抗損失は、入力電流ＩＬの増加に伴い、２次関数で近似される特性で増加する。そのため、定数ａはオン抵抗損失の影響が大きく、定数ｂはスイッチング損失の影響が大きいといえる。入力電流ＩＬが０の場合は、スイッチング損失はある一定の値をもつ（切片をもつ）一方で、オン抵抗損失は０になる。このため、入力電流ＩＬが小さい領域では、昇圧回路の電力損失においてスイッチング損失が支配的になり、図４に示すように、昇圧比Ｒの変化に対する、定数ｃの感度（増減）が定数ａに対して大きくなる。したがって、切替電流値Ｉａは、昇圧比Ｒによって変化する。

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１において、昇圧回路のスイッチング周波数（キャリア周波数）に応じて、電力損失や出力リプル電流の大きさが変化する。このため、スイッチング周波数Ｆｓを、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の作動状態に応じて制御する場合がある。図５は、本実施の形態における電力変換回路において、スイッチング周波数Ｆｓが高い場合と低い場合とにおける電力損失を示した図である。図５において、破線で示すスイッチング周波数Ｆｓが高い場合の電力損失は、実線で示すスイッチング周波数Ｆｓが低い場合の電力損失に比較して、増加している。これは、本実施の形態の電力変換回路の特性が、スイッチング損失の上昇に伴うリアクトルの損失の低下分よりも、スイッチング周波数Ｆｓの上昇に伴うスイッチング損失の増加分の方が大きいためである。

図６は、スイッチング周波数Ｆｓを変化させた場合における、定数ａ、ｂおよびｃの感度（増減）を示す図である。図６において、実線は定数ａ、破線は定数ｂ、一点鎖線は定数ｃの感度を表している。図６では、スイッチング周波数Ｆｓ＝Ｆｓαを基準として、スイッチング周波数Ｆｓを変化させた場合に各々の定数の増減を表している。上記の通り、昇圧回路のスイッチング損失は、入力電流ＩＬの増加に伴い、１次関数で近似される特性で増加する。スイッチング素子のオン抵抗損失は、入力電流ＩＬの増加に伴い、２次関数で近似される特性で増加する。定数ａはオン抵抗損失の影響が大きく、定数ｂはスイッチング損失の影響が大きいといえる。また、オン抵抗損失は、スイッチング周波数Ｆｓによって変化しないが、スイッチング損失は、スイッチング周波数Ｆｓの上昇に伴い、増加する。そして、本実施の形態の電圧変換回路では、スイッチング損失の上昇に伴うリアクトルの損失の低下の影響よりも、スイッチング周波数Ｆｓの上昇に伴うスイッチング損失の増大の影響方が大きい。このため、図６に示すように、スイッチング周波数Ｆｓの変化に対する、定数ｂの感度（増減）が最も大きく、定数ｃの感度（増減）は定数ａに対して大きくなる。したがって、切替電流値Ｉａは、スイッチング周波数Ｆａによって変化する。

以上のように、切替電流値Ｉａは、昇圧比Ｒおよびスイッチング周波数Ｆｓによって変化する。本実施の形態では、昇圧比Ｒとスイッチング周波数Ｆｓとを用いて切替電流値Ｉａを算出し、算出した切替電流値Ｉａと入力電流ＩＬとの比較結果に基づいて、単駆動モードと両駆動モードとを切り替えることにより、コンバータ効率を高める。

図７は、制御装置４０に構成された、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１を制御するための機能ブロックを示す図である。制御装置４０は、電流値取得部４０１と、電圧比取得部４０２と、スイッチング周波数取得部４０３と、切替電流値算出部４０４と、切替部４０５と、駆動部４０６とを含む。制御装置４０は、たとえば、メモリに記憶されたプログラムを実行することにより、電流値取得部４０１、電圧比取得部４０２、スイッチング周波数取得部４０３、切替電流値算出部４０４、切替部４０５、および、駆動部４０６として機能する。なお、電流値取得部４０１、電圧比取得部４０２、スイッチング周波数取得部４０３、切替電流値算出部４０４、切替部４０５、および、駆動部４０６は、たとえば、専用のハードウェア（電子回路）により実現されてもよい。

電流値取得部４０１は、電流センサ６０の検出信号に基づいて双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の入力電流ＩＬを取得する。入力電流ＩＬは、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１を流れる電流値である。

電圧比取得部４０２は、電圧センサ２３で検出した電圧ＶＬと電圧センサ２４で検出した電圧（システム電圧）ＶＨとを用いて、昇圧比Ｒ（＝ＶＨ／ＶＬ）を算出し、昇圧比Ｒを取得する。昇圧比Ｒは、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の入出力電圧比である。

スイッチング周波数取得部４０３は、制御装置４０で演算したスイッチング周波数Ｆｓを取得する。たとえば、制御装置４０に含まれる図示しないスイッチング周波数演算部が、リプル電流と損失とが適切な値となるようスイッチング周波数Ｆｓを算出する。スイッチング周波数取得部４０３は、スイッチング周波数演算部が算出したスイッチング周波数Ｆｓの値を取得する。

切替電流値算出部４０４は、電圧比取得部４０２で取得した昇圧比Ｒと、スイッチング周波数取得部４０３で取得したスイッチング周波数Ｆｓとに基づいて、切替電流値Ｉａを算出する。切替電流値Ｉａは、上述の通り、「Ｉａ＝（２ｃ／ａ）^１／２」から算出されるが、昇圧比Ｒとスイッチング周波数Ｆｓとに基づいて、定数ｃおよび定数ａを補正し算出する。

図８は、昇圧比Ｒおよびスイッチング周波数Ｆｓによる補正係数を表す図である。図８（Ａ）は、昇圧比Ｒに基づいて算出される補正係数Ｒｋｃおよび補正係数Ｒｋａを表す図であり、図４に対して、縦軸を補正係数に置き換えたものである。補正係数Ｒｋｃは定数ｃの補正係数であり、補正係数Ｒｋａは定数ａの補正係数である。補正係数Ｒｋｃおよび補正係数Ｒｋａは、昇圧比Ｒの基準値Ｒαにおいて、「１．０」に設定されている。昇圧比Ｒの増大に伴い定数ｃおよび定数ａも増大するので、定数ｃおよび定数ａの感度（増減）の傾きは正である。したがって、昇圧比ＲがＲ１（＞Ｒα）における補正係数は、図８（Ａ）に示すように、補正係数Ｒｋｃの値ＲＫｃ１および補正係数Ｒｋａの値Ｒｋａ１とも、１．０より大きくなる。なお、昇圧比ＲがＲαより小さい場合には、補正係数Ｒｋｃおよび補正係数Ｒｋａとも、１．０より小さくなる。

図８（Ｂ）は、スイッチング周波数Ｆｓに基づいて算出される補正係数Ｆｋｃおよび補正係数Ｆｋａを表す図であり、図６に対して、縦軸を補正係数に置き換えたものである。補正係数Ｆｋｃは定数ｃの補正係数であり、補正係数Ｆｋａは定数ａの補正係数である。補正係数Ｆｋｃおよび補正係数Ｆｋａは、スイッチング周波数Ｆａの基準値Ｆｓαにおいて、「１．０」に設定されている。スイッチング周波数Ｆｓの上昇に伴い定数ｃおよび定数ａも増大するので、定数ｃおよび定数ａの感度（増減）の傾きは正である。したがって、スイッチング周波数ＦｓがＦｓ１（＞Ｆｓα）における補正係数は、図８（Ｂ）に示すように、補正係数Ｆｋｃの値ＦＫｃ１および補正係数Ｆｋａの値Ｆｋａ１とも、１．０より大きくなる。なお、スイッチング周波数ＦｓがＦｓαより小さい場合には、補正係数Ｆｋｃおよび補正係数Ｆｋａとも、１．０より小さくなる。

切替電流値算出部４０４では、昇圧比Ｒを用いて図８（Ａ）から補正係数Ｒｋｃを求めるとともに、スイッチング周波数Ｆｓを用いて図８（Ｂ）から補正係数Ｆｋｃを求め、定数ｃを補正する。また、スイッチング周波数Ｆｓを用いて図８（Ａ）から補正係数Ｒｋａを求めるとともに、スイッチング周波数Ｆｓを用いて図８（Ｂ）から補正係数Ｆｋａを求め、定数ａを補正する。したがって、切替電流値算出部４０４では、切替電流値Ｉａを以下の式（６）により算出する。

Ｉａ＝（２＊（ｃ＊Ｒｋｃ＊Ｆｋｃ）／ａ＊Ｒｋａ＊Ｆｋａ）^１／２・・・（６）
切替部４０５は、電流値取得部４０１で取得した入力電流ＩＬと切替電流値算出部４０４で算出した切替電流値Ｉａとを比較し、比較結果に基づいて、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の動作を、単駆動モードあるいは両駆動モードに切り替える。具体的には、たとえば、入力電流ＩＬが切替電流値Ｉａより小さく「ＩＬ＜Ｉａ」であれば、駆動部４０６へ単駆動モード指令を出力する。入力電流ＩＬが切替電流値Ｉａ以上であり「ＩＬ≧Ｉａ」であれば、駆動部４０６へ両駆動モード指令を出力する。

駆動部４０６は、切替部４０５から単駆動モード指令を受信すると、第１電圧変換回路２１ａあるいは第２電圧変換回路２１ｂの何れか一方、たとえば、第１電圧変換回路２１ａを駆動し、かつ、第２電圧変換回路２１ｂを停止するよう、制御信号Ｓ１～Ｓ４を生成し、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１を単駆動モードで動作する。また。駆動部４０６は、切替部４０５から両駆動モード指令を受信すると、第１電圧変換回路２１ａおよび第２電圧変換回路２１ｂを駆動するよう、制御信号Ｓ１～Ｓ４を生成し、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１を両駆動モードで動作する。

図９は、制御装置４０で実行される処理の概略を説明するフローチャートである。このフローチャートは、モータ駆動システム１００の起動から停止までの間、所定期間毎に繰り返し実行される。まず、ステップ１０（以下、ステップを「Ｓ」と略す）では、制御装置４０は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の入力電流ＩＬ、電圧ＶＬ（双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の入力電圧）、電圧ＶＨ（双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力電圧）、スイッチング周波数Ｆｓを取得する。続くＳ１１において、制御装置４０は、昇圧比Ｒ（＝ＶＨ／ＶＬ）を算出する。

Ｓ１２では、制御装置４０は、切替電流値Ｉａを算出する。具体的には、制御装置４０は、昇圧比Ｒに基づいて図８（Ａ）から補正係数Ｒｋｃおよび補正係数Ｒｋａを算出し、スイッチング周波数Ｆｓに基づいて図８（Ｂ）から補正係数Ｆｋｃおよび補正係数Ｆｋａを算出する。そして、制御装置４０は、算出した、補正係数Ｒｋｃ、補正係数Ｒｋａ、補正係数Ｆｋｃおよび補正係数Ｆｋａを用いて、上記式（６）から、切替電流値Ｉａを算出する。

Ｓ１３では、制御装置４０は、入力電流ＩＬが切替電流値Ｉａより小さいか否かを判定する。入力電流ＩＬが切替電流値Ｉａより小さい場合は、制御装置４０は、肯定判定して処理をＳ１４へ進める。入力電流ＩＬが切替電流値Ｉａ以上の場合は、制御装置４０は、否定判定して処理をＳ１５へ進める。

Ｓ１４では、制御装置４０は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１を単駆動モードで動作し、今回のルーチンを終了する。Ｓ１５では、制御装置４０は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１を両駆動モードで動作し、今回のルーチンを終了する。

本実施の形態では、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１が単駆動モードあるいは両駆動モードに切り替わる切替電流値Ｉａを、昇圧比Ｒとスイッチング周波数Ｆｓとを用いて算出している。したがって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の電力損失が、昇圧比Ｒ（入出力電圧比）およびスイッチング周波数Ｆｓによって変化しても、第１電圧変換回路２１ａと第２電圧変換回路２１ｂとの駆動および停止を適切に切り替えることができ、コンバータ効率を高めることが可能になる。

上記の実施の形態では、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の昇圧動作時について説明したが、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の降圧動作時についても同様に本開示を適用することができる。図１０は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の降圧動作時における、単駆動モードの電力損失Ｑｗ１と両駆動モードの電力損失Ｑｗ２とを示した図である。降圧動作時においては、昇圧動作時と電流の流れが逆方向になり、電流ＩＬを出力電流ＩＬとして扱うことになるが、昇圧動作と同様に、上記の式（１）～（６）が適用可能である。よって、図３～図６において、昇圧比Ｒを降圧比（１－ＶＬ／ＶＨ）に置き換え、電流ＩＬの向き（符号）を反対（マイナス）とすることにより、降圧動作時にも同様な特性となることは明らかである。したがって、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の降圧動作時には、電流ＩＬが切替電流値Ｉａよりも大きい（絶対値が小さい）ときには単駆動モード、電流ＩＬが切替電流値Ｉａより小さい（絶対値が大きい）ときには両駆動モードとすることにより、コンバータ効率を高めることが可能になる。なお、この場合、出力電流ＩＬは、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１を流れる電流値に相当する。

本実施の形態の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１では、スイッチング周波数Ｆｓの上昇に伴い、電力損失が増加する電圧変換回路を用いていた。しかし、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２、リアクトルＬ１（リアクトルＬ２）、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４等の特性によっては、スイッチング周波数Ｆｓが上昇するにつれて、電力損失が減少する電圧変換回路も存在する。この場合であっても、当該電圧変換回路において、図６に相当する、スイッチング周波数Ｆｓを変化させた場合における、定数ａ、ｂおよびｃの感度（増減）を、実験やシミュレーションによって求めることにより、本開示を適用可能である。

（変形例１）
実施の形態では、昇圧比Ｒに基づいて補正係数Ｒｋｃおよび補正係数Ｒｋａを求めるとともに、スイッチング周波数Ｆｓに基づいて補正係数Ｆｋｃおよび補正係数Ｆｋａを求め、定数ｃおよび定数ａを補正することにより切替電流値Ｉａを算出していた。変形例１では、昇圧比Ｒとスイッチング周波数Ｆｓとをパラメータとした、三次元マップから補正係数Ｋｃと補正係数Ｋａを求めることにより、切替電流値Ｉａを算出する。

図１１は、変形例１における、補正係数Ｋｃおよび補正係数Ｋａを算出するためのマップを示している。図１１（Ａ）は定数ｃを補正する補正係数Ｋｃの三次元マップ（三次元マップデータ）であり、（Ｂ）は定数ａを補正する補正係数Ｋａの三次元マップである。変形例１において、切替電流値算出部４０４（図７参照）は、電圧比取得部４０２で取得した昇圧比Ｒと、スイッチング周波数取得部４０３で取得したスイッチング周波数Ｆｓとに基づき、図１１（Ａ）および（Ｂ）のマップを用いて補正係数Ｋｃと補正係数Ｋａとを算出する。そして、以下の式（７）を用いて、切替電流値Ｉａを算出する。

Ｉａ＝（２＊（ｃ＊Ｋｃ）／ａ＊Ｋａ）^１／２・・・（７）
なお、変形例１の補正係数Ｋｃは実施の形態の「Ｒｋｃ＊Ｆｋｃ」に相当し、補正係数Ｋａは実施の形態の「Ｒｋａ＊Ｆｋａ」に相当する。この変形例１によっても、実施の形態と、同様の作用効果を奏する。

（変形例２）
実施の形態では、昇圧比Ｒおよびスイッチング周波数Ｆｓに基づいて定数ｃおよび定数ａを補正することにより切替電流値Ｉａを算出していた。変形例２では、昇圧比Ｒおよびスイッチング周波数Ｆｓに基づいて、定数ｃおよび定数ａを直接求めることにより、切替電流値Ｉａを算出する。

図１２は、変形例２における、定数ｃおよび定数ａを算出するためのマップを示している。図１２（Ａ）は定数ｃの三次元マップ（三次元マップデータ）であり、（Ｂ）は定数ａの三次元マップである。変形例２において、切替電流値算出部４０４は、電圧比取得部４０２で取得した昇圧比Ｒと、スイッチング周波数取得部４０３で取得したスイッチング周波数Ｆｓとに基づき、図１２（Ａ）および（Ｂ）のマップを用いて、定数ｃおよび定数ａを求める。そして、切替電流値Ｉａを「Ｉａ＝（２ｃ／ａ）^１／２」から算出する。この変形例２によっても、実施の形態と、同様の作用効果を奏する。

実施の形態では、二つの電圧変換回路（第１電圧変換回路２１ａおよび第２電圧変換回路２１ｂ）を備えた双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１を例に説明したが、本開示は、３個以上の電圧変換回路を備えた双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにも適用可能である。たとえば、３個の電圧変換回路を備えた双方向ＤＣ／ＤＣコンバータでは、３個の電圧変換回路を使用した駆動モードにおける電力損失Ｑｗ３は、以下の式（８）によって表せる。

Ｑｗ３＝３＊（ａ＊（ＩＬ／３）^２＋ｂ＊（ＩＬ／３）＋ｃ）・・・（８）
そして、前述の式（２）および式（３）から求めた、電力損失Ｑｗ１および電力損失Ｑｗ２と比較することにより、コンバータ効率の高い（電力損失が小さい）駆動モード（動作させる電圧変換回路の個数）および切替電流値を求めることができる。

本実施の形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータとして、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いていたが、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータまたは降圧ＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい。

本開示における実施態様を例示すると、次のような態様を例示できる。
１）複数の電圧変換回路（２１ａ、２１ｂ）を並列に接続したＤＣ／ＤＣコンバータ（２１）の制御装置（４０）であって、ＤＣ／ＤＣコンバータ（２１）を流れる電流値（ＩＬ）を取得する電流値取得手段（４０１）と、ＤＣ／ＤＣコンバータ（２１）の入力電圧（ＶＬ）と出力電圧（ＶＨ）との比である入出力電圧比を取得する電圧比取得手段（４０２）と、電圧変換回路（２１ａ、２１ｂ）のスイッチング周波数を取得するスイッチング周波数取得手段（４０３）と、入出力電圧比とスイッチング周波数に基づき、切替電流値（Ｉａ）を算出する切替電流値算出手段（４０４）と、電流値（ＩＬ）と切替電流値（Ｉａ）との比較結果に基づいて、複数の電圧変換回路（２１ａ，２１ｂ）の駆動および停止を切り替える切替手段（４０５）、とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。

２）１において、切替電流値（Ｉａ）は、駆動される電圧変換回路（２１ａ、２１ｂ）の数によって、ＤＣ／ＤＣコンバータの電力損失の大小関係が切り替わる電流値である。

３）１または２において、ＤＣ／ＤＣコンバータ（２１）は、第１電圧変換回路（２１ａ）および第２電圧変換回路（２１ｂ）を備え、ＤＣ／ＤＣコンバータ（２１）の昇圧動作時、切替手段（４０５）は、電流値（ＩＬ）が切替電流値（Ｉａ）より小さい場合、第１電圧変換回路（２１ａ）および第２電圧変換回路（２１ｂ）の何れか一方を駆動するとともに他方を停止し、電流値（ＩＬ）が切替電流値（Ｉａ）以上の場合、第１電圧変換回路（２１ａ）および第２電圧変換回路（２１ｂ）の両方を駆動する。

４）１～３において、ＤＣ／ＤＣコンバータは双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ（２１）であり、出力電圧（ＶＨ）がモータジェネレータ（１０）を駆動するインバータ（２２）に供給され、出力電圧（ＶＨ）はモータジェネレータ（１０）のトルク指令値（Ｔｒｑｃｏｍ）に応じて変化する。

５）４において、モータジェネレータ（１０）で回生した電力は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ（２１）で降圧され、バッテリ（３０）を充電する。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ モータジェネレータ、２０ 電力変換装置、２１ 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、２１ａ 第１電圧変換回路、２１ｂ 第２電圧変換回路、２２ インバータ、２２ｕ Ｕ相アーム、２２ｖ Ｖ相アーム、２２ｗ Ｗ相アーム、２３ 電圧センサ、２４ 電圧センサ、３０ バッテリ、 ４０ 制御装置、６０ 電流センサ、１００ モータ駆動システム、４０１ 電流取得部、４０２ 電圧比取得部、４０３ スイッチング周波数取得部、４０４ 切替電流取得部、４０５ 切替部、４０６ 駆動部、Ｃ１ コンデンサ、Ｃ２ コンデンサ、Ｄ１～Ｄ４ ダイオードオ、Ｄａ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｌ２ リアクトル、Ｑ１～Ｑ４ スイッチング素子、Ｑａ スイッチング素子。

Claims (1)

1. 複数の電圧変換回路を並列に接続したＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置であって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる電流値を取得する電流値取得手段と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧と出力電圧との比である入出力電圧比を取得する電圧比取得手段と、
   前記電圧変換回路のスイッチング周波数を取得するスイッチング周波数取得手段と、
   前記入出力電圧比と前記スイッチング周波数とに基づき、切替電流値を算出する切替電流値算出手段と、
   前記電流値と前記切替電流値との比較結果に基づいて、前記複数の電圧変換回路の駆動および停止を切り替える切替手段とを備える、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。

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