JP2011024369A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】電力変換部と負荷との高効率化を図りながら、必要に応じてバッテリや直流回路のコンデンサ及び電力変換部のスイッチング素子が異常となった場合に、負荷の正常動作を確保することができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置は、少なくとも２つのバッテリユニットを直列に接続したバッテリの電力を調整するＤＣ−ＤＣ変換部と、前記ＤＣ−ＤＣ変換部から導出された正極側ライン及び負極側ライン間に直列に接続された少なくとも２つの平滑用コンデンサを有する直流回路と、該直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換して電動機に供給する電力変換部と、前記直流回路の中間電位と、前記電力変換部の交流出力点とを接続する双方向のスイッチ素子と、前記直流回路の中間電位と、前記バッテリのバッテリユニット間の中間電位とを短絡する短絡回路とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、少なくともバッテリから供給される電力によって電動機を駆動するハイブリッド電気自動車、電気自動車などに適用可能な電力変換装置に関する。
ハイブリッド電気自動車に代表される電力変換装置としては、例えば図２５に示す構成を有するものが知られている。すなわち、交流発電機１０１で発電される三相交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣ変換回路で構成される直流電源部１０２と、この直流電源部１０２の正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎ間に接続されたバッテリ１０３の直流電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣ変換回路１０４と、このＤＣ−ＤＣ変換回路１０４と並列に接続された平滑用コンデンサを有する直流回路１０５と、この直流回路１０５に接続された直流を交流に変換するＤＣ−ＡＣ変換回路１０６とで構成されている。そして、ＤＣ−ＡＣ変換回路１０６の交流出力点から出力される３相交流電力が交流電動機１０７に供給される。
このようなハイブリッド電気自動車では、図示しないが交流電動機１０７と直結又は減速機などを介して車両の車輪を回転駆動する。また、ブレーキ時や下り坂の走行時などでは、交流電動機１０７が発電機動作となって、パワーフローは交流電動機１０７側からバッテリ１０３または交流発電機１０１側に流れる回生状態となる。このため、バッテリ１０３は、交流電動機１０７を駆動するための補助的なパワー出力（バッテリ放電）と、交流電動機１０７から電力が供給される回生状態で、回生エネルギーの回収（バッテリ充電）を行う。その際、ＤＣ−ＤＣ変換回路１０４を構成するリアクトルと半導体スイッチ素子及びこれに逆並列に接続されたダイオードとで、バッテリ放電時には、バッテリ電圧を直流回路１０５の電圧に昇圧し、バッテリ充電時には直流回路１０５の電圧をバッテリ電圧へ降圧する。
また、同様の動作で、バッテリ１０３と交流発電機１０１との間でもパワーの授受が可能となる。
このため、上記図２５の回路構成とすることにより、交流発電機１０１と交流電動機１０７とバッテリ１０３との間で、相互にパワーの授受が可能となる。
この図２５に示す電力変換装置のうち、直流回路を正極ラインＬｐ及び負極ラインＬｎ間に直列に接続された一対のコンデンサで構成し、電力変換部を４つのスイッチング素子を直列に接続した構成を有するインバータアームを３組並列に接続した構成とし、各インバータアームの第２番目及び第３番目のスイッチング素子の接続点から交流出力端子を導出し、この接続点を挟む第１番目及び第２番目のスイッチング素子の接続点に直流回路のコンデンサの接続点でなる中性電位がダイオードを介して供給され、第３番目及び第４番目のスイッチング素子の接続点がダイオードを介して直流回路の中間電位に接続した３レベル回路の電力変換部を有する構成も知られている（例えば、特許文献１参照）。
また、蓄電用のバッテリまたはコンデンサの電圧を直流電源の概ね１／２の電圧として出力の単相のうちの１相の電圧に使用すると共に、出力の三相の内の残り２相の電圧を蓄電用バッテリまたはコンデンサの電位を基準にして出力するように制御するインバータ制御手段を設けることにより、蓄電用バッテリまたはコンデンサの電位をモータの１端子の電圧としてそのまま利用して１相分の半導体スイッチ素子を省略し、４個の半導体スイッチ素子で三相モータを駆動するようにした電力変換装置も提案されている（例えば、特許文献２参照）。
特開平５−３０８７７８号公報 特開２００５−５７９３８号公報
しかしながら、図２５に示す従来例にあっては、ＤＣ−ＡＣ変換部１０６が２レベルの変換回路構成を有するので、スイッチング素子をオンオフ制御するたびに電圧変動が大きくなる。そのため、スイッチ素子（ＩＧＢＴ及びダイオード）のスイッチング損失が大きくなるとともに、交流電動機１０７側も流れる電流のリップルが大きくなるため、キャリア周波数成分による高調波損失が増加し、交流電動機の効率低下を招くという未解決の課題がある。この未解決の課題を解決するためには、ＤＣ−ＡＣ変換部１０６を特許文献１に記載された従来例のように３レベル構成とすることが考えられるが、ＤＣ−ＡＣ変換部１０６を常時３レベル構成とすると、ＤＣ−ＡＣ変換部１０６を構成する１２個のスイッチング素子の制御が複雑となり、ＤＣ−ＡＣ変換部１０６を制御する制御回路の負担が大きくなるという新たな課題がある。
また、図２５に示す従来例、特許文献１及び２に記載された従来例にあっては、通常、ハイブリッド電気自動車は、１ユニットが数Ｖのバッテリを数十個直列に接続することにより、数百Ｖのバッテリとして自動車に搭載する。このため、何らかの原因で任意の１ユニットのみが故障した場合、バッテリユニットが直列接続されていることから、バッテリシステム全体が使用不可となる。そのため、図２５に示す従来例のような単純にバッテリを直列に接続するバッテリシステムでは、信頼性の向上を図ることができないという未解決の課題がある。
さらに、図２５に示す従来例、特許文献１及び２に記載された従来例にあっては、直流回路部１０５のコンデンサＣ０が故障した場合、直流の平滑化が不可能となり、また、エネルギーの蓄積要素がなくなるため、電力変換装置として正常動作させることができなくなるという未解決の課題もある。
さらにまた、図２５に示す従来例、特許文献１及び２に記載された従来例にあっては、ＤＣ−ＡＣ変換部１０７を構成する任意の相のＩＧＢＴ又はダイオードが異常となった場合には交流電動機１０７の三相平衡運転ができなくなり、交流電動機１０７を正常に動作させることができないという未解決の課題もある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、電力変換部と交流電動機との高効率化を図りながら、必要に応じてバッテリや直流回路のコンデンサ及び電力変換部のスイッチング素子が異常となった場合でも、交流電動機の正常動作を確保することができる電力変換装置を提供することを目的としている。
上記目的を達成するために、本発明の一の形態に係る電力変換装置は、少なくとも２つのバッテリユニットを直列に接続したバッテリの電力を調整するＤＣ−ＤＣ変換部と、前記ＤＣ−ＤＣ変換部から導出された正極側ライン及び負極側ライン間に直列に接続された少なくとも２つの平滑用コンデンサを有する直流回路と、該直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換して電動機に供給する電力変換部と、前記直流回路の中間電位と、前記電力変換部の交流出力点とを接続する双方向のスイッチ素子と、前記直流回路の中間電位と、前記バッテリのバッテリユニット間の中間電位とを短絡する短絡回路とを備えたことを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、発電によって直流電力を出力する直流電源部と、少なくとも２つのバッテリユニットを直列に接続したバッテリの電力を調整するＤＣ−ＤＣ変換部と、前記直流電源部及び前記ＤＣ−ＤＣ変換部が接続された正極側ライン及び負極側ライン間に直列に接続された少なくとも２つの平滑用コンデンサを有する直流回路と、該直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換して電動機に供給する電力変換部と、前記直流回路の中間電位と、前記電力変換部の交流出力点とを接続する双方向のスイッチ素子と、前記直流回路の中間電位と、前記バッテリのバッテリユニット間の中間電位とを短絡する短絡回路とを備えたことを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記直流電源部は、内燃機関によって駆動される交流発電機と該交流発電機の交流電力を直流電力に変換する電力変換部とを備えていることを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記直流電源部は、燃料電池及び太陽電池の少なくとも一方で構成される直流発電装置で構成されていることを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記短絡回路は、前記直流回路の中間電位と前記バッテリの中間電位との間に介挿されたスイッチ回路を有することを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記電動機を低速駆動する場合と高速駆動する場合とで前記電力変換部を構成するスイッチング素子の駆動制御態様を変更するようにしたことを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記電動機を低速駆動する場合と、中速駆動する場合と、高速駆動する場合とで前記電力変換部を構成するスイッチング素子の駆動制御態様を変更するようにしたことを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記電動機を低速駆動する場合には、前記電力変換部の任意の１相分のスイッチング素子を常時オフ状態とし、当該常時オフ状態とした相の交流出力点と前記直流回路の中間電位との間に接続された双方向のスイッチ素子を常時オン状態とし、前記電力変換部の常時オフ状態とする相以外のスイッチング素子をオンオフ制御することにより前記電動機を駆動し、前記電動機を高速駆動する場合には、前記電力変換部の全スイッチング素子をオンオフ制御して２レベル回路として電動機を駆動することを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記電動機を低速駆動する場合には、前記電力変換部のスイッチング素子と、交流出力点と前記直流回路の中間電位との間に接続された双方向のスイッチ素子とをオンオフ制御することにより、３レベル回路として前記電動機を駆動し、高速駆動する場合には、前記電力変換部のスイッチ素子をオンオフ制御することで２レベル回路として前記電動機を駆動することを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記電動機を低速駆動する場合は、前記電力変換部の任意の１相分のスイッチング素子を常時オフ状態とし、当該常時オフ状態とした相の交流出力点と前記直流回路の中間電位との間に接続された双方向のスイッチ素子を常時オン状態とし、前記電力変換部の常時オフ状態の相以外のスイッチング素子のオンオフ制御で電動機を駆動し、前記電動機を高速駆動する場合には、前記電力変換部のスイッチング素子と、交流出力点と前記直流回路の中間電位との間に接続された双方向のスイッチ素子をオンオフ制御することで３レベル回路として電動機を駆動することを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記電動機を低速駆動する場合は、前記電力変換部の任意の１相分のスイッチング素子を常時オフ状態とし、当該常時オフ状態とした相の交流出力点と前記直流回路の中間電位との間に接続された双方向のスイッチ素子を常時オン状態とし、前記電力変換部の常時オフ状態の相以外のスイッチング素子のオンオフ制御で電動機を駆動し、前記電動機を中速駆動する場合には、前記電力変換部のスイッチング素子と、交流出力点と前記直流回路の中間電位との間に接続された双方向のスイッチ素子をオンオフ制御することで３レベル回路として電動機を駆動し、前記電動機を高速運転する場合には、前記電力変換部のスイッチング素子をオンオフ制御して２レベル回路として前記電動機を駆動することを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記バッテリの少なくとも一方のバッテリユニットの異常を検出したときに、前記直流回路の中間電位と前記バッテリの中間電位との間に介挿されたスイッチ回路を開放し、正常なバッテリユニットの直流電力を前記ＤＣ−ＤＣ変換部で調整して前記直流回路に供給することを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記電力変換部を構成するスイッチングアームの異常を検出したときに、前記直流回路の中間電位とスイッチングアームが異常となった故障相の交流出力間に接続された双方向のスイッチ素子を常時オン状態とし、前記電力変換部の中で前記故障相以外のスイッチングアームをオンオフ制御して前記電動機を駆動することを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記直流回路の一方のコンデンサの異常を検出したときに、異常となったコンデンサとは反対電位側の昇圧回路を構成するスイッチング素子を常時オン状態とし、且つ同電位側のバッテリを開放状態とし、さらに前記電力変換部の各スイッチングアームのオンオフ制御による２レベル回路で前記電動機を駆動することを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記ＤＣ−ＤＣ変換部は、前記バッテリの正極側が昇圧用コイルを介して正極側ライン及び中間電位ライン間に直列に接続された一対のスイッチング素子を有する正極側スイッチングアームと、中間電位ライン及び負極ライン間に直列に接続された一対のスイッチング素子を有する負極側スイッチングアームと、前記正極側スイッチングアームのスイッチング素子間の接続点と前記バッテリの正極側との間に介挿された第１の昇圧用リアクトルと、前記負極側スイッチングアームのスイッチング素子間の接続点と前記バッテリの負極側との間に介挿された第２の昇圧用リアクトルとを備えていることを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る電力変換装置は、前記ＤＣ−ＤＣ変換部は、前記バッテリの正極側が昇圧用リアクトルを介して正極側ライン及び中間電位ライン間に直列に接続された一対のスイッチング素子を有する正極側スイッチングアームと、中間電位ライン及び負極ライン間に直列に接続された一対のスイッチング素子を有する負極側スイッチングアームと、前記短絡回路に介挿された昇圧用リアクトルとを備え、前記正極側スイッチングアームのスイッチング素子間の接続点が前記バッテリの正極側に接続され、前記負極側スイッチングアームのスイッチング素子間の接続点が前記バッテリの負極側に接続されていることを特徴としている。
本発明によれば、電力変換部や負荷の高効率運転が可能となるとともに、バッテリのバッテリユニットや直流回路の平滑用コンデンサ、電力変換部のスイッチングアーム等に異常が発生した場合でも負荷の正常動作を確保することができるという効果を得ることができる。
しかも、上記効果を有する電力変換装置をハイブリッド電気自動車や電気自動車の電動機駆動装置に適用することにより、小型低コストで、且つ高信頼性を有するハイブリッド電気自動車や電気自動車を提供することができる。
本発明の第１の実施形態を示す電力変換装置のブロック図である。 ＤＣ−ＤＣ変換部の昇圧動作を説明する動作説明図である。 第１の実施形態に適用しうる双方向性スイッチ回路の構成例を示す回路図である。 第１の実施形態の制御部を含めたブロック図である。 第１の実施形態における４素子駆動状態の動作説明図である。 第１の実施形態における４素子駆動状態の動作説明図である。 第１の実施形態における３レベル駆動状態の動作説明図である。 第１の実施形態における３レベル駆動状態の動作説明図である。 ３レベル駆動時のインバータ出力線間電圧波形を示す波形図である。 第１の実施形態における２レベル駆動状態の動作説明図である。 第１の実施形態における２レベル駆動状態の動作説明図である。 第１の実施形態における４素子方式及び２レベル方式を選択制御する制御部を示すブロック図である。 第１の実施形態における３レベル方式及び２レベル方式を選択制御する制御部を示すブロック図である。 第１の実施形態における４素子方式及び３レベル方式を選択制御する制御部を示すブロック図である。 第１の実施形態における４素子方式、３レベル方式及び２レベル方式を選択制御する制御部を示すブロック図である。 第１の実施形態における電力変換部のスイッチングアーム異常状態の動作説明図である。 本発明の第１の実施形態の変形例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態の他の変形例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態を示すブロック図である。 第２の実施形態における制御部を含めたブロック図である。 図２０の制御部の具体的構成を示すブロック図である。 第２の実施形態における直流回路の平滑用コンデンサ異常状態の動作説明図である。 第２の実施形態におけるバッテリユニット異常状態の動作説明図である。 本発明の第３の実施形態を示すブロック図である。 従来の電力変換装置を示すブロック図である。
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明の第１の実施形態の電力変換装置を示すブロック図であり、図中、１はハイブリッド電気自動車に適用する電力変換装置である。この電力変換装置１は、発電によって直流電力を出力する直流電源部２を有する。この直流電源部２は、エンジン等の内燃機関の出力軸に連結された交流発電機３と、この交流発電機３から出力される３相交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣ変換回路で構成されるＡＣ−ＤＣ変換部４とを備えている。
ＡＣ−ＤＣ変換部４は、正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎ間に並列に接続された３つのスイッチングアームＳＡ１１〜ＳＡ１３を有する。各スイッチングアームＳＡ１１〜ＳＡ１３のそれぞれは、正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎ間に直列に接続された例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）で構成されるスイッチング素子Ｑｉａ及びＱｉｂ（ｉは１１〜１３）と、各スイッチング素子Ｑｉａ及びＱｉｂに逆並列に接続されたダイオードＤｉａ及びＤｉｂとを有する。そして、各スイッチング素子Ｑｉａ及びＱｉｂの接続点に交流発電機３の交流電力が供給されている。
また、電力変換装置１は、少なくとも２組のバッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂを直列に接続したバッテリ５を有し、このバッテリ５の直流電力がＤＣ−ＤＣ変換部６で昇圧されて正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎに出力される。また、バッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂの接続点から短絡回路となる中間電位ラインＬｍが導出されている。ここで、バッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂは双方の合計で数Ｖの単位バッテリを数十直列に接続されて数百Ｖのバッテリ電圧Ｖｂを出力する。
このＤＣ−ＤＣ変換部６は、正極側ラインＬｐと中間電位ラインＬｍとの間に直列に接続された一対の例えばＩＧＢＴで構成されるスイッチング素子Ｑ６ａ及びＱ６ｂと、中間電位ラインＬｍと負極側ラインＬｎとの間に直列に接続された一対の例えばＩＧＢＴで構成されるスイッチング素子Ｑ６ｃ及びＱ６ｄとを有する昇圧チョッパ回路で構成されている。そして、各スイッチング素子Ｑ６ａ〜Ｑ６ｄにはそれぞれダイオードＤ６ａ〜Ｄ６ｄが逆並列接続されている。また、スイッチング素子Ｑ６ａ及びＱ６ｂの接続点にはバッテリ５の正極側が昇圧用リアクトル７ａを介して接続され、スイッチング素子Ｑ６ｃ及びＱ６ｄの接続点にはバッテリ５の負極側が昇圧用リアクトル７ｂを介して接続されている。
さらに、正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎ間には、ＤＣ−ＤＣ変換部６と並列に直流回路８が接続されている。この直流回路８は、正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎ間に直列に接続された一対の平滑用コンデンサＣａ及びＣｂを有し、これら平滑用コンデンサＣａ及びＣｂの接続点が中間電位ラインＬｍに接続されて短絡回路が構成されている。
ここで、ＤＣ−ＤＣ変換部６は、図２（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ６ｂ及びＱ６ｃをオン状態とした状態で、昇圧用リアクトル７ａ及び７ｂにエネルギーが蓄積され、この状態から、図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ６ｂ及びＱ６ｃをオフ状態とするとともに、スイッチング素子Ｑ６ａ及びＱ６ｄをオン状態とすることにより、昇圧用リアクトル７ａ及び７ｂに蓄積されたエネルギーが直流回路６のコンデンサＣａ及びＣｂに充電される。このときの各スイッチング素子Ｑ６ａ〜Ｑ６ｄのオンオフ周期を適宜選択することにより、バッテリ電圧Ｅｄ／２を昇圧してコンデンサＣａ及びＣｂを充電することができる。
さらにまた、正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎ間には直流電力を交流電力に変換する電力変換部としてのインバータ回路を構成するＤＣ−ＡＣ変換回路１０が接続されている。このＤＣ−ＡＣ変換部１０は、正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎ間に並列に接続された３つのスイッチングアームＳＡ２１〜ＳＡ２３を有する。これらスイッチングアームＳＡ２１〜２３のそれぞれは、正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎ間に直列に接続された例えばＩＧＢＴで構成されるスイッチング素子Ｑｊａ及びＱｊｂ（ｉは２１〜２３）と、各スイッチング素子Ｑｊａ及びＱｊｂに逆並列に接続されたダイオードＤｊａ及びＤｊｂとを有する。そして、各スイッチング素子Ｑｊａ及びＱｊｂの接続点が交流出力点Ｐｕ，Ｐｖ及びＰｗとされて負荷としての交流電動機１２に接続されているとともに、各交流出力点Ｐｕ、Ｐｖ及びＰｗが双方向性のスイッチ回路ＳＷｕ、ＳＷｖ及びＳＷｗを介して直流回路８の中間電位点Ｐｄに接続されている。
ここで、双方向性のスイッチ回路ＳＷｕ〜ＳＷｗとしては、図３（ａ）に示すように、逆耐圧を有するＩＧＢＴａ及びＩＧＢＴｂを逆並列に接続した構成を適用するか、図３（ｂ）に示すように、逆耐圧を有さないＩＧＢＴｃ及びＩＧＢＴｄを直列に接続し、各ＩＧＢＴｃ及びＩＧＢＴｄに逆並列にダイオードＤｃ及びＤｄを接続した構成を適用することが好ましい。
そして、直流電源部２のＡＣ−ＤＣ変換部４、ＤＣ−ＤＣ変換部６及びＤＣ−ＡＣ変換部１０の各スイッチング素子が、図４に示すように、制御装置１４の制御部１５によってＰＷＭ制御される。ここで、制御部１５には、交流電動機１２の速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が入力されるとともに、交流発電機３の速度検出値Ｎｇが入力されており、これら速度指令Ｎｍ*及び速度検出値Ｎｇに基づいて各スイッチング素子のオンオフ指令信号が形成される。
次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。
今、交流電動機１２を低速運転する場合には、図５に示すように、ＤＣ−ＡＣ変換部１０の３つのスイッチングアームＳＡ２１〜ＳＡ２３の内の任意の１相例えば交流出力点Ｐｕと直流回路８の中間電位点Ｐｄとの間に介挿された双方向のスイッチ回路ＳＷｕを閉成状態とし、残りのスイッチ回路ＳＷｖ及びＳＷｗを開放状態とする。さらに、ＤＣ−ＡＣ変換部１０のスイッチング素子Ｑ２１ａ及びＱ２１ｂを常時オフ状態に制御する。
この状態で、ＤＣ−ＡＣ変換部１０のスイッチング素子Ｑ２２ａをオン時状態に制御することにより、図５（ａ）に示すように、直流回路８の平滑用コンデンサＣａの正極側からスイッチング素子Ｑ２２ａ及び交流出力点Ｐｖを通って交流電動機１２の巻線Ｌｖに至り、交流電動機１２の巻線Ｌｕから交流出力点Ｐｕ及びスイッチ回路ＳＷｕを通って直流回路８の平滑用コンデンサＣａに至る放電電流路が形成される。これにより、直流回路８の平滑用コンデンサＣａ及びＣｂの容量が等しく設定されているものとすると、端子間の直流電圧Ｖｄの半分の電圧Ｖｄ／２が巻線Ｌｕ及びＬｖ間に印加される。
次いで、図５（ｂ）に示すように、ＤＣ−ＡＣ変換部１０のスイッチング素子Ｑ２２ａをオフ状態とし、これに代えてスイッチング素子Ｑ２３ａをオン状態に制御することにより、直流回路８の平滑用コンデンサＣａの正極側から、スイッチング素子Ｑ２２ｂを通って交流電動機１２の巻線Ｌｗに至り、巻線Ｌｕから交流出力点Ｐｕ及びスイッチ回路ＳＷｕを通って平滑用コンデンサＣａの負極側へ至る放電電流路が形成される。これにより、巻線Ｌｗ及びＬｕ間に直流回路８の直流電圧Ｅｄの半分の電圧Ｅｄ／２が印加される。
次いで、図５（ｃ）に示すように、ＤＣ−ＡＣ変換部１０のスイッチング素子Ｑ２３ａのオン状態を継続したまま、スイッチング素子Ｑ２２ｂをオン状態とすることにより、直流回路８の平滑用コンデンサＣａの正極側からスイッチング素子Ｑ２３ａを通って巻線Ｌｗに至り、巻線Ｌｖからスイッチング素子Ｑ２２ｂを通って直流回路８の平滑用コンデンサＣｂの負極側に至り、その正極側から平滑用コンデンサＣａの負極側へ至る放電電流路が形成され、巻線Ｌｗ及びＬｖ間に直流回路８の直流電圧Ｖｄが印加される。
次いで、図６（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２２ｂのオン状態を継続しながらスイッチング素子Ｑ２３ａをオフ状態とすることにより、直流回路８の平滑用コンデンサＣｂの正極側からスイッチ回路ＳＷｕ、交流出力点Ｐｕを通って交流電動機１２の巻線Ｌｕに至り、巻線Ｌｂからスイッチング素子Ｑ２２ｂを通って平滑用コンデンサＣｂの負極側へ至る負側の放電電流路が形成される。これにより、巻線Ｌｕ及びＬｖ間に−Ｅｄ／２の電圧が印加される。
次いで、図６（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２２ｂをオフ状態とし、これに代えてスイッチング素子Ｑ２３ｂをオン状態とすることにより、平滑用コンデンサＣｂの正極側からスイッチ回路ＳＷｕ及び交流出力点Ｐｕを通って交流電動機１２の巻線Ｌｕに至り、巻線Ｌｗからスイッチング素子Ｑ２３ｂを通じて平滑用コンデンサＣｂの負極側に至る負側の放電電流路が形成される。これにより、巻線Ｌｕ及びＬｗ間に−Ｅｄ／２の電圧が印加される。
次いで、図６（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２３ｂのオン状態を継続しながらスイッチング素子Ｑ２２ａをオン状態とすることにより、直流回路８の平滑用コンデンサＣａの正極側からスイッチング素子Ｑ２２ａ及び交流出力点Ｐｖを通じて交流電動機１２の巻線Ｌｖへ至り、巻線Ｌｗからスイッチング素子Ｑ２３ｂを通って平滑用コンデンサＣｂの負極側及び正極側を通って平滑用コンデンサＣａの負極側に至る放電電流路が形成される。これにより、巻線Ｌｖ及びＬｗ間に直流電圧Ｖｄが印加される。
この図５（ａ）〜図６（ｃ）の制御態様を繰り返すことにより、ＤＣ−ＡＣ変換部１０の６スイッチング素子の内の４スイッチング素子を使用して交流電動機１２を低速回転駆動することができる。
この４スイッチング素子を使用した交流電動機１２の運転時には、交流電動機１２に印加される電圧が低い。ＤＣ−ＡＣ変換部の入力電圧とＤＣ−ＡＣ変換部の出力周波数の比を一定に保つ制御（Ｖ／ｆ一定制御）を行うと、交流電動機１２に印加される電圧が低いことからＤＣ−ＡＣ変換部の出力周波数を高くすることができず、交流電動機１を高速運転できないというデメリットがある一方で、実際にスイッチングが行われるスイッチング素子数及び導通する素子数が少ないことで導通損失を低減することができるとともに、出力周波数１周期の２／３の区間はスイッチング素子Ｑ２２ａ，Ｑ２２ｂ及びＱ２３ａ，Ｑ２３ｂのスイッチング時に印加される電圧が直流電圧Ｅｄに対してＥｄ／２となるため、各素子のスイッチング損失が低減するメリットがある。
さらに、交流電動機１２に印加される電圧も、この区間は直流回路８の直流電圧Ｅｄの１／２相当となるため、交流電動機１２に流れる電流のリップルが減少し、交流電動機１２の高調波損失を低減することも可能となる。
次に、ＤＣ−ＡＣ変換部１０を３レベル動作させる場合について説明する。
このＤＣ−ＡＣ変換部１０を３レベル動作させるためには、図７（ａ）〜（ｃ）及び図８（ａ）〜（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ｂとスイッチ回路ＳＷｕ〜ＳＷｗのオンオフ制御を行う。
すなわち、３レベル動作の正極側の出力周波数の半周期分（１／２周期）について説明すると、先ず、図７（ａ）に示すように、スイッチ回路ＳＷｕをオン状態とするとともに、スイッチング素子Ｑ２２ａをオン状態とすることにより、直流回路８の平滑用コンデンサＣａの正極側からスイッチング素子Ｑ２２ａ及び交流出力点Ｐｖを通って交流電動機１２の巻線Ｌｕに至り、巻線Ｌｕから交流出力点Ｐｕ及びスイッチ回路ＳＷｕを通って平滑用コンデンサＣａの中間電位側に至る放電電流路を形成する。
次いで、図７（ｂ）に示すように、スイッチ回路ＳＷｕのオン状態を継続しながらスイッチング素子Ｑ２２ａをオフ状態とし、これに代えてスイッチ回路ＳＷｖをオン状態とすることにより、交流電動機１２の巻線Ｌｕ及びＬｖの両端を接続して中間電位とする。
次いで、図７（ｃ）に示すように、スイッチ回路ＳＷｕのオン状態を継続しながら、スイッチ回路ＳＷｗをオフ状態とし、これに代えてスイッチング素子Ｑ２３ａをオン状態とすることにより、直流回路８の平滑用コンデンサＣ１の正極側からスイッチング素子Ｑ２３ａを通って交流電動機１２の巻線Ｌｗに至り、巻線Ｌｕから交流出力点Ｐｕ及びスイッチ回路ＳＷｕを通って平滑用コンデンサＣａの中間電位側に至る放電電流路を形成する。
次いで、図８（ａ）に示すように、スイッチング回路ＳＷｕのオン状態を継続しながら、スイッチング素子Ｑ２３ａをオフ状態とし、これに代えてスイッチ回路ＳＷｗをオン状態とし、交流電動機１２の巻線Ｌｕ及びＬｗの両端を接続して中間電位とする。
次いで、図８（ｂ）に示すように、スイッチ回路ＳＷｕ及びＳＷｗをともにオフ状態とし、これに代えて、スイッチ回路ＳＷｖをオン状態とし且つスイッチング素子Ｑ２３ａをオン状態として、直流回路８の平滑用コンデンサＣａの正極側からスイッチング素子Ｑ２３ａを通じて巻線Ｌｗに至り、巻線Ｌｖから交流出力点Ｐｖ及びスイッチ回路ＳＷｖを介して平滑用コンデンサＣａの中間電位側に至る放電電流路を形成する。
次いで、図８（ｃ）に示すように、スイッチ回路ＳＷｖのオン状態を継続しながらスイッチング素子Ｑ２３ａをオフ状態とし、これに代えてスイッチ回路ＳＷｗをオン状態とすることにより、交流電動機１２の巻線Ｌｖ及びＬｗの両端を接続して中間電位とする。
このようにスイッチング素子及びスイッチ回路をオンオフ制御することにより、図９に示すように３レベルの交流出力線間電圧波形を得ることができる。
この３レベル動作では、各スイッチング素子Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ｂのスイッチングは直流回路８の直流電圧Ｅｄの半分の電圧Ｅｄ／２で行われるので、スイッチング損失が低減されるとともに、３レベル動作のため、交流電動機１２に印加される電圧も、図９に示すように低次高調波分が低減するため、交流電動機１２の高調波損失も低減することができる。
次に、ＤＣ−ＡＣ変換部１０を高速運転時に適用する２レベル動作を説明する。
この２レベル動作では、スイッチ回路ＳＷｕ〜ＳＷｗを全て常時オフ状態すなわち開放状態とし、スイッチング素子Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ｂをオンオフ制御（ＰＷＭ制御）することで、交流電動機１２を高速駆動する。
すなわち、出力周波数の正の半周期分（１／２周期）の動作を説明すると、先ず、図１０（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２２ａ及びＱ２１ｂをオン状態とすることにより、直流回路８の平滑用コンデンサＣａの正極側からスイッチング素子Ｑ２２ａ及び交流出力点Ｐｖを通って巻線Ｌｖに至り、巻線Ｌｗからスイッチング素子Ｑ２１ｂを通って平滑用コンデンサＣｂの負極側及び中間電位側を通り平滑用コンデンサＣａの中間電位側に至る放電電流路を形成する。
次いで、図１０（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２２ａをオン状態に維持しながら、スイッチング素子Ｑ２１ｂをオフ状態とし、これに代えてスイッチング素子Ｑ２１ａをオン状態とすることにより、巻線Ｌｕと巻線Ｌｖとをスイッチング素子Ｗ２２ａ及びＱ２１ａを介して接続することにより、電流循環状態とする。
次いで、図１０（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２１ａ及びＱ２２ａをともにオフ状態とし、これらに代えてスイッチング素子Ｑ２３ａ及びＱ２１ｂをともにオン状態とすることにより、直流回路８の平滑用コンデンサＣａの正極側からスイッチング素子Ｑ２３ａを通って巻線Ｌｗに至り、巻線Ｌｕからスイッチング素子Ｑ２１ｂを通り、平滑用コンデンサＣｂを通って平滑用コンデンサＣａの中間電位側に至る放電電流路を形成する。
次いで、図１１（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２３ａをオン状態に維持しながらスイッチング素子Ｑ２１ｂをオフ状態とし、これに代えてスイッチング素子Ｑ２１ａをオン状態とすることにより、巻線Ｌｕからスイッチング素子Ｑ２１ａ及びＱ２３ａを通って巻線Ｌｗに向かう電流循環状態を形成する。
次いで、図１１（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２３ａをオン状態に維持しながらスイッチング素子Ｑ２１ａをオフ状態とし、これに代えてスイッチング素子Ｑ２２ｂをオン状態とすることにより、直流回路８の平滑用コンデンサＣａの正極側からスイッチング素子Ｑ２３ａを通って巻線Ｌｗに至り、巻線Ｌｖからスイッチング素子Ｑ２２ｂ及び平滑用コンデンサＣｂを通って平滑用コンデンサＣａの中間電位側に至る放電電流路を形成する。
次いで、図１１（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｑ２３ａをオン状態に維持しながら、スイッチング素子Ｑ２２ｂをオフ状態とし、これに代えてスイッチング素子Ｑ２２ａをオン状態とすることにより、巻線Ｌｖからスイッチング素子Ｑ２２ａ及びＱ２３ａを通って巻線Ｌｗに至る電流循環路を形成する。
このようにすることにより、スイッチング素子Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ｂをオンオフ制御（ＰＷＭ制御）することにより、直流回路８の直流電圧Ｅｄと０電圧との２レベルの電圧を出力線間に印加することにより、交流電動機１２を駆動する。このとき、双方向性のスイッチ回路ＳＷｕ〜ＳＷｗを全て常時オフ状態とする。交流電動機１２を高速運転する際には、矩形波運転が必要となるため、必要最低限のスイッチ動作とし、導通損失を極力低減することが可能な２レベル動作を行う。
以上のように上記第１の実施形態によると、ＤＣ−ＡＣ変換部１０を、４スイッチング素子動作、３レベル動作及び２レベル動作の３種類の回路方式を行わせることができるため、交流電動機の回転数を、低速及び高速の２段階に制御する場合と、低速、中速及び高速の３段階に制御する場合とで、下記表１に示す回路方式を採用することが可能となる。
すなわち、低速及び高速の２段階制御を行う場合には、低速時に４スイッチング素子方式を採用し、高速時に２レベル方式を採用する場合と、低速時に３レベル方式を採用し、高速時に２レベル方式を採用する場合と、低速時に４素子スイッチング方式を採用し、高速時に３レベル方式を採用する場合の３方式が考えられる。
また、低速、中速及び高速の３段階制御を行う場合には、低速時に４スイッチング素子方式を採用し、中速時に３レベル方式を採用し、高速時に２レベル方式を採用する場合が考えられる。
このように、電動機速度に応じてＤＣ−ＡＣ変換部１０の制御方式を変更する場合には、前述した低速時に４スイッチング素子方式を採用し、高速時に２レベル方式を採用する場合には、制御装置１４の制御部１５を図１２に示すように構成する。
すなわち、制御部１５に、４素子方式の制御回路１６と２レベル方式の制御回路１７とを設け、これら制御回路１６及び１７に発電機３の速度検出値Ｎｇを供給するとともに、交流電動機１２の速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*を比較器１８の一方の入力側に供給し、この比較器１８の他方の入力側に低速及び高速を判断する閾値Ｎ01を入力する。したがって、比較器１８で速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が閾値Ｎ01未満であるときに（Ｎｍ*＜Ｎ01）、論理値“０”の選択信号ＳＬを出力し、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が閾値Ｎ01以上であるときに（Ｎｍ*≧Ｎ01）、論理値“１”の選択信号ＳＬを出力する。この比較器１８から出力される選択信号ＳＬは４スイッチング素子方式の制御回路１６に対しては論理反転回路１９を介して供給され、２レベル方式の制御回路１７には直接選択信号ＳＬが供給される。
そして、４スイッチング素子方式の制御回路１６及び２レベル方式の制御回路１７はともに、入力される選択信号が論理値“１”であるときには動作状態となって、制御に必要なスイッチング信号（ＰＷＭ信号）をＡＣ−ＤＣ変換部４、ＤＣ−ＤＣ変換部６及びＤＣ−ＡＣ変換部１０に出力する。
したがって、交流電動機１２に対する速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が閾値Ｎ01未満であるときには、比較器１８から出力される選択信号ＳＬが論理値“０”となることにより、これが論理反転回路１９で論理反転されて論理値“１”が４スイッチング素子方式の制御回路１６に供給されることにより、この４スイッチング方式の制御回路１６が動作状態となって、ＡＣ−ＤＣ変換部４、ＤＣ−ＤＣ変換部６及びＤＣ−ＡＣ変換部１０のスイッチング素子及びスイッチ回路を制御することにより、ＤＣ−ＡＣ変換部１０が４スイッチング素子方式で動作して、電動機１２を低速駆動する。このとき、２レベル方式の制御回路１７には論理値“０”の選択信号ＳＬが直接供給されているので、動作停止状態を維持する。
この交流電動機１２の低速駆動状態から、入力される速度指令（周波数指令）Ｎｍ*が閾値Ｎ01以上となると、比較器１８から出力される選択信号ＳＬが論理値“１”となることにより、４スイッチング素子方式の制御回路１６が動作停止状態となり、２レベル方式の制御回路１７が動作状態となって、交流電動機１２を高速駆動する。
また、低速時に３レベル方式を採用し、高速時に２レベル方式を採用する場合には、図１３に示すように、前述した図１２の４スイッチング素子方式の制御回路１６を３レベル方式の制御回路２１に置換し、且つ比較器１８に入力される閾値がＮ02に変更されていることを除いては前述した図１２と同様の構成を有し、図１２との対応部分には同一符号を付し、詳細説明はこれを省略する。
この図１３の構成によれば、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が閾値Ｎ02未満であるときには、比較器１８から論理値“０”の選択信号ＳＬが出力されることにより、この選択信号ＳＬが論理反転回路１９によって論理反転されて論理値“１”として３レベル方式の制御回路２１に供給される。このため、３レベル方式の制御回路２１が動作状態となって、ＤＣ−ＡＣ変換部１０のスイッチング素子Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ｂ及びスイッチ回路ＳＷｕ〜ＳＷｗを３レベル方式となるようにオンオフ制御して、交流電動機１２を低速回転駆動する。
一方、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が閾値Ｎ02以上であるときには、比較器１８から出力される選択信号ＳＬが論理値“１”となることにより、２レベル方式の制御回路１７が動作状態となって、交流電動機１２を高速回転駆動する。
さらに、低速時に４スイッチング素子方式を採用し、高速時に３レベル方式を採用する場合には、図１４に示すように、前述した図１２の構成において、２レベル方式の制御回路１７が省略され、これに代えて３レベル方式の制御回路２１が適用され、且つ比較器１８に入力される閾値がＮ03に変更されていることを除いては図１２と同様の構成を有し、図１２との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
この図１４の構成によると、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が閾値Ｎ03未満である状態では、比較器１８から出力される選択信号ＳＬが論理値“０”となって、４スイッチング素子方式の制御回路１６が動作状態となって、ＤＣ−ＡＣ変換部１０を４スイッチング素子方式で動作させて、交流電動機１２を低速回転駆動する。
一方、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が閾値Ｎ03以上となった状態では、比較器１８から出力される選択信号ＳＬが論理値“１”となって、３レベル方式の制御回路２１が動作状態となって、ＤＣ−ＡＣ変換部１０を３レベル動作させて、交流電動機１２を高速回転駆動する。
なおさらに、低速時に４スイッチング素子方式を採用し、中速時に３レベル方式を採用し、高速時に２レベル方式を採用する場合には、制御装置１４の制御部１５を図１５に示すように構成する。
すなわち、図１５では、２組の比較器１８Ａ及び１８Ｂを使用し、両比較器１８Ａ及び１８Ｂの非反転入力側に速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が入力され、比較器１８Ａの反転入力側に低速であるか中速であるかを判定する閾値Ｎ04が入力され、比較器１８Ｂの反転入力側には中速であるか高速であるかを判定する閾値Ｎ05が入力されている。
そして、比較器１８Ａから出力される選択信号ＳＬａ及び比較器１８Ｂから出力される選択信号ＳＬｂがナンド回路２２に入力され、このナンド回路２２のナンド出力が４スイッチング素子方式の制御回路１６に入力されている。また、選択信号ＳＬａ及びＳＬｂが選択信号ＳＬｂを反転入力としたアンド回路２３に供給され、このアンド回路２３のアンド出力が３レベル方式の制御回路２１に入力されている。さらに、選択信号ＳＬａ及びＳＬｂがアンド回路２４に直接入力され、このアンド回路２４のアンド出力が２レベル方式の制御回路１７に入力されている。
この図１５の構成によると、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が閾値Ｎ04未満であるときには、比較器１８Ａ及び１８Ｂから出力される選択信号ＳＬａ及びＳＬｂがともに論理値“０”となる。このため、ナンド回路２２からのみ論理値“１”のナンド出力が得られ、これが４スイッチング素子方式の制御回路１６に供給されることにより、ＤＣ−ＡＣ変換部１０が４スイッチング素子方式で動作されて、交流電動機が低速回転駆動される。
また、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が閾値Ｎ04以上で且つ閾値Ｎ05未満であるときには、比較器１８Ａから出力される選択信号ＳＬａが論理値“１”となり、比較器１８Ｂから出力される選択信号ＳＬｂが論理値“０”を維持するので、アンド回路２３からのみ論理値“１”のアンド出力が得られる。このアンド出力が３レベル方式の制御回路２１に供給されることにより、３レベル方式の制御回路２１が動作状態となって、ＤＣ−ＡＣ変換部１０が３レベル動作されて、交流電動機１２が中速回転駆動される。
さらに、速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*が閾値Ｎ05以上であるときには、比較器１８Ａ及び１８Ｂから出力される選択信号ＳＬａ及びＳＬｂがともに論理値“１”となるので、アンド回路２４のみから論理値“１”のアンド出力が得られる。このアンド出力が２レベル方式の制御回路１８に供給されることにより、２レベル方式の制御回路１８が動作状態となって、ＤＣ−ＡＣ変換部１０が２レベル動作されて、交流電動機１２が高速回転駆動される。
このように、制御装置１４の制御部１５に所望の制御回路１６、１７及び２１を組込むことにより、これら制御回路１６、１７及び２１を速度指令（又は周波数指令）Ｎｍ*に応じて選択して、交流電動機１２の駆動態様に応じてＤＣ−ＡＣ変換部１０の動作態様を下記表1に示すように選択動作させ、これに応じて交流電動機１２を回転駆動するので、交流電動機１２の駆動態様に応じた最適の動作態様を選択することができる。
Figure 2011024369
また、上記第１の実施形態において、交流出力点Ｐｕ〜Ｐｗを流れる電流を検出し、その制御状態と比較することにより、ＤＣ−ＡＣ変換部１０を構成するスイッチングアームＳＡ２１〜ＳＡ２３の何れか１つでスイッチング素子Ｑｊａ及びＱｊｂの少なくとも一方に異常が発生したか否かのスイッチングアーム異常検出を行うことができる。このスイッチングアーム異常検出で、スイッチングアームの異常を検出したときには、異常を検出したスイッチングアームＳＡｊの交流出力点Ｐｋ（ｋ＝ｕ，ｖ及びｗ）と直流回路８の中間電位点Ｐｄとの間に介挿されたスイッチ回路ＳＷｊを閉成状態とし、残りの２つのスイッチ回路を開放状態に制御することにより、ＤＣ−ＡＣ変換部１０を前述した４スイッチング素子方式で動作させることができ、交流電動機１２を低速回転駆動することができる。
すなわち、図１６に示すように、ＤＣ−ＡＣ変換部１０のスイッチングアームＳＡ２１〜ＳＡ２３の何れか１つ例えばスイッチングアームＳＡ２１のスイッチング素子Ｑ２１ａで導通不能が発生した場合には、このスイッチングアームＳＡ２１の交流出力点Ｐｕと直流回路８の中間電位点Ｐｄとの間に介挿されているスイッチ回路ＳＷｕを閉成状態とし、残りの２つのスイッチ回路ＳＷｖ及びＳＷｗを開放状態に維持する。これにより、ＤＣ−ＡＣ変換部１０を前述した図５（ａ）〜（ｃ）及び図６（ａ）〜（ｃ）で説明した４スイッチング素子方式の動作を行わせることができ、交流電動機１２の低速回転駆動を継続することができ、交流電動機１２の駆動状態を継続することができる。
また、ハイブリッド電気自動車の制動時に交流電動機１２で生じる回生電流は、ＤＣ−ＡＣ変換部１０からＤＣ−ＤＣ変換部６で降圧されてバッテリ５に充電電流として供給される。
なお、上記第１の実施形態においては、ＤＣ−ＤＣ変換部６を構成するスイッチング素子Ｑ６ａ及びＱ６ｂ間にバッテリ５の正極側を、昇圧用リアクトル７ａを介して接続し、スイッチング素子Ｑ６ｃ及びＱ６ｄ間にバッテリ５の負極側を昇圧用リアクトル７ｂを介して接続する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図１７に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換部６を構成するスイッチング素子Ｑ６ａ及びＱ６ｂ間にバッテリ５の正極側を直接接続し、スイッチング素子Ｑ６ｃ及びＱ６ｄ間にバッテリ５の負極側を直接接続し、スイッチング素子Ｑ６ｂ及びＱ６ｃ間とバッテリ５の中間電位点Ｐｂとの間に昇圧用リアクトル７を介挿するようにしてもよい。この場合には、バッテリ５の正極側及び負極側で異なる昇圧制御を行うことはできないが、昇圧用リアクトル７を共通化することができ、図１の構成に比較して低コスト化することができる利点がある。
また、上記第１の実施形態においては、直流回路８の中間電位点ＰｄとＤＣ−ＡＣ変換部１０の交流出力点Ｐｕ〜Ｐｗとの間にスイッチ回路ＳＷｕ〜ＳＷｗを介挿した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、直流電源部２のＡＣ−ＤＣ変換部４の交流入力点Ｐｉｕ〜Ｐｉｗと直流回路８の中間電位点Ｐｄとの間に同様のスイッチ回路ＳＷｉｕ〜ＳＷｉｗを介挿して、ＡＣ−ＤＣ変換部４についても３レベルの回路構成とすることもできる。
次に、本発明の第２の実施形態を図１９〜図２３について説明する。
この第２の実施形態では、バッテリ５のバッテリユニットＢＵａ又はＢＵｂに異常が生じた場合や、直流回路８の平滑用コンデンサＣａ及びＣｂの一方に異常が発生した場合にも交流電動機１２を駆動可能としたものである。
すなわち、第２の実施形態では、図１９に示すように、前述した第１の実施形態における中間電位ラインＬｍにおけるＤＣ−ＤＣ変換部６及び直流回路間の短絡回路となる中間電位ラインＬｍに、前述したスイッチ回路ＳＷｕ〜ＳＷｗと同一構成を有する双方向性のスイッチ回路３１が介挿され、且つバッテリ５のバッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂと昇圧リアクトル７ａ及び７ｂとの間に夫々双方向性のスイッチ回路３２ａ及び３２ｂが介挿されていることを除いては前述した図１と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。
そして、スイッチ回路３１、３２ａ及び３２ｂが、図２０に示すように、制御装置１４の制御部１５によってオンオフ制御される。ここで、制御部１５の具体的構成は、図２１に示すように、バッテリ５のバッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂの異常を検出したときに、コンバータ部４、バッテリ５のスイッチ回路３２ａ，３２ｂ、ＤＣ−ＤＣ変換回路６、ＤＣ−ＡＣ変換部１０を制御するバッテリ異常制御部４１と、直流回路８の平滑用コンデンサＣａ及びＣｂの異常が検出されたときにコンバータ部４、バッテリ５のスイッチ回路３２ａ，３２ｂ、ＤＣ−ＤＣ変換回路６、ＤＣ−ＡＣ変換部１０を制御するコンデンサ異常制御部４２と、ＤＣ−ＡＣ変換部１０のスイッチング素子の異常を検出したときに、コンバータ部４、バッテリ５のスイッチ回路３２ａ，３２ｂ、ＤＣ−ＤＣ変換回路６、ＤＣ−ＡＣ変換部１０を制御するバッテリ異常制御部４１と、直流回路８の平滑用コンデンサＣａ及びＣｂの異常が検出されたときにコンバータ部４、バッテリ５のスイッチ回路３２ａ，３２ｂ、ＤＣ−ＤＣ変換回路６、ＤＣ−ＡＣ変換部１０を制御するスイッチング素子異常制御部４３と、各部の正常時にコンバータ部４、バッテリ５のスイッチ回路３２ａ，３２ｂ、ＤＣ−ＤＣ変換回路６、ＤＣ−ＡＣ変換部１０を制御する正常時制御部４４とを有する。
そして、直流回路８の平滑用コンデンサＣａ及びＣｂの何れか一方例えば平滑用コンデンサＣａの異常を検出したコンデンサ異常検出信号が入力されると、コンデンサ異常制御部４２で、先ず、図２２（ａ）に示すように、ＤＣ−ＡＣ変換部１０のスイッチ回路ＳＷｕ〜ＳＷｗを常時オフ状態とするとともに、平滑用コンデンサＣａの属する正極側とは反対側の負極側のバッテリ５のバッテリユニットＢＵｂについてはスイッチ回路３３ｂを閉成状態に維持するが、平滑用コンデンサＣａの属する正極側と同極側のバッテリ５のバッテリユニットＢＵａに介挿されたスイッチ回路３３ａについては開放する。
この状態で、ＤＣ−ＤＣ変換部６のスイッチング素子Ｑ６ａ及びＱ６ｂをオン状態とするとともに、ＤＣ−ＡＣ変換部１０のスイッチング素子Ｑ２２ａ、Ｑ２３ａ及びＱ２１ｂをともにオン状態として、直流回路８の正常な平滑用コンデンサＣｂの中間電位側からＤＣ−ＤＣ変換部６のスイッチング素子Ｑ６ｂ及びＱ６ａを通じ、ＤＣ−ＡＣ変換部１０のスイッチング素子Ｑ２２ａ及びＱ２３ａを通じて巻線Ｌｖ及びＬｗへ至り、磁巻線Ｌｕから交流出力点Ｐｕを通じ、スイッチング素子Ｑ２１ｂを通じて平滑用コンデンサＣｂの負極側に至る放電電流路を形成する。
一方、直流回路８の平滑用コンデンサＣｂの充電回路としては、図２２（ｂ）に示すように、交流発電機３の巻線Ｌｕから出力される交流電圧がスイッチング素子Ｑ１１ａを通じ、ＤＣ−ＤＣ変換部６のスイッチング素子Ｃ６ａ及びＣ６ｂを通じて平滑用コンデンサＣｂの中間電位側に至る充電電流路が形成される。
さらに、バッテリ５による平滑用コンデンサＣｂの充電回路としては、図２２（ｃ）に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換部６のスイッチング素子Ｑ６ｄをオン状態とすることにより、バッテリユニットＢＵｂの正極側から中間電位ラインＬｍを通じて直流回路８の平滑用コンデンサＣｂを通じ、ＤＣ−ＤＣ変換部６のスイッチング素子Ｑ６ｄ及び昇圧用リアクトル７ｂを通じてバッテリユニットＵＢｂの負極側に達する充電電流路が形成される。
また、バッテリユニットＢＵｂに異常が発生したことを検出するバッテリ異常検出信号ＳＡｂが入力された場合には、異常となったバッテリユニットＢｕｂに連結されたスイッチ回路３３ｂが開放されるとともに、中間電位ラインＬｍに介挿されたスイッチ回路２９を開放状態とする。
この状態で、図２３（ａ）に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換部６のスイッチング素子Ｑ６ｂをオン状態として、バッテリユニットＢＵａの正極側から昇圧用リアクトル７ａを通じスイッチング素子Ｑ６ｂを通じてバッテリユニットＢＵａの中間電位側に至るエネルギー蓄積状態となり、その後、ＤＣ−ＤＣ変換部６のスイッチング素子Ｑ６ａ、Ｑ６ｃ及びＱ６ｄをオン状態とする。昇圧用リアクトル７ａに蓄積されたエネルギーがバッテリユニットＢＵａの出力電圧に付加されて直流回路８の平滑用コンデンサＣａ及びＣｂを充電し、次いでスイッチング素子Ｑ６ｄ及びＱ６ｃを通じてバッテリユニットＢＵａの負極側に戻る。
このため、バッテリユニットＢＵａが異常となった場合であっても、正常なバッテリユニットＢＵａによって直流回路８の平滑用コンデンサＣａ及びＣｂを充電補助することができる。
さらに、前述したように、ＤＣ−ＡＣ変換部１０のスイッチング素子が異常となったことを検出するスイッチング素子異常検出信号ＳＡｓが入力されたときには、スイッチング素子異常制御部４３が選択されて、このスイッチング素子異常制御部４３で、図１６に示すように、異常となったスイッチング素子Ｑ２１ａが接続されている交流出力点Ｐｕに接続されたスイッチ回路ＳＷｕを閉成状態とすることにより、４素子動作方式で交流電動機１２の駆動を継続することができる。
このように、第２の実施形態によると、ＤＣ−ＤＣ変換部６の中間電位点及び直流回路８の中間電位点Ｐｄを短絡する短絡回路３１にスイッチ回路３２を介挿するとともに、バッテリ５のバッテリユニットＢＵａと昇圧用リアクトル７ａとの間にスイッチ回路３３ａを介挿し、さらにバッテリユニットＢＵｂと昇圧リアクトル７ｂとの間にスイッチ回路３３ｂを介挿することにより、直流回路８を構成する平滑用コンデンサＣａ及びＣｂの何れか一方の異常を検出したときに、他方の正常な平滑用コンデンサの充電及び放電電流路を確保して、ＤＣ−ＡＣ変換部１０の電力変換を確保し、交流電動機１２の回転駆動を継続させることができる。
同様に、バッテリ５のバッテリユニットＢＵａ及びＢＵｂの何れか一方が異常となった場合にも、正常な他方のバッテリユニットを使用して直流回路８の平滑用コンデンサＣａ及びＣｂの充電補助を行うことができる。
同様に、ＤＣ−ＡＣ変換部１０のスイッチング素子の少なくとも１つが異常となった場合にも、ＤＣ−ＡＣ変換部１０を４素子動作方式で駆動制御して、交流電動機１２の駆動を継続することができる。
これらの異常発生時の動作を纏めると下記表２に示すようになる。
Figure 2011024369
次に、本発明の第３の実施形態を図２４について説明する。
この第３の実施形態では、前述した第１及び第２の実施形態における昇圧部を簡略化して、バッテリ５の正極側を、昇圧リアクトル７を介して正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎ間に直列に接続されたスイッチング素子Ｑ６ｅ及びＱ６ｆの接続点に接続するようにしたことを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。なお、スイッチング素子Ｑ６ｅ及びＱ６ｆにはダイオードＤ６ｅ及びＤ６ｆが逆並列接続されている。
この第３の実施形態によれば、バッテリ５での異常発生及び直流回路８での異常発生に対しては対処できないものの、ＤＣ−ＤＣ変換部６の回路構成を簡略化することができ、全体的な製造コストを低減することができる。
なお、上記１〜第３の実施形態においては、直流電源部２が交流発電機３を有し、この交流発電機３の交流電力をＡＣ−ＤＣ変換部４で直流電力に変換して正極側ラインＬｐ及び負極側ラインＬｎに出力する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、直流電源部２として燃料電池や太陽電池のように直接直流電力を発電できる発電装置を適用することもできる。
また、上記第１〜第３の実施形態においては、直流電源部２を有してハイブリッド電気自動車に適用可能な構成とした場合について説明したが、これに限定されるものではなく、直流電源部２を省略してバッテリ５をＤＣ−ＤＣ変換部６で昇圧して直流回路８に供給する電気自動車に適用可能な構成とすることもでき、その他電動機を使用する産業機械一般に本発明を適用することができる。
さらに、上記第１〜第３の実施形態においては、スイッチング素子としてＩＧＢＴを適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、使用電力に応じてパワーＭＯＳＦＥＴ、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、静電誘導型トランジスタ（ＳＩＴ）等のスイッチング素子を適用することができる。
さらにまた、上記第１〜第３の実施形態においては、ＡＣ−ＤＣ変換部４を半導体スイッチング素子で構成する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、半導体スイッチング素子をダイオードに変換したダイオード整流回路を適用することもできる。
１…電力変換装置、２…直流電源部、３…交流発電機、４…電力変換部、５…バッテリ、ＢＵａ，ＢＵｂ…バッテリユニット、６…ＤＣ−ＤＣ変換部、７ａ，７ｂ…昇圧用リアクトル、８…直流回路、Ｃａ，Ｃｂ…平滑用コンデンサ、１０…電力変換部、ＳＡ２１〜ＳＡ２３…スイッチングアーム、Ｑ２１ａ〜Ｑ２３ｂ…スイッチング素子、ＳＷｕ〜ＳＷｗ…スイッチ回路、１２…交流電動機、１４…制御装置、１５…制御部、１６…４スイッチング素子方式の制御回路、１７…２レベル方式の制御回路、１８…比較器、１９…論理反転回路、２１…３レベル方式の制御回路、３１…短絡回路、３２…スイッチ回路、３３ａ，３３ｂ…スイッチ回路

Claims (16)

  1. 少なくとも２つのバッテリユニットを直列に接続したバッテリの電力を調整するＤＣ−ＤＣ変換部と、
    前記ＤＣ−ＤＣ変換部から導出された正極側ライン及び負極側ライン間に直列に接続された少なくとも２つの平滑用コンデンサを有する直流回路と、
    該直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換して電動機に供給する電力変換部と、
    前記直流回路の中間電位と、前記電力変換部の交流出力点とを接続する双方向のスイッチ素子と、
    前記直流回路の中間電位と、前記バッテリのバッテリユニット間の中間電位とを短絡する短絡回路と
    を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 発電によって直流電力を出力する直流電源部と、
    少なくとも２つのバッテリユニットを直列に接続したバッテリの電力を調整するＤＣ−ＤＣ変換部と、
    前記直流電源部及び前記ＤＣ−ＤＣ変換部が接続された正極側ライン及び負極側ライン間に直列に接続された少なくとも２つの平滑用コンデンサを有する直流回路と、
    該直流回路に接続されて直流電力を交流電力に変換して電動機に供給する電力変換部と、
    前記直流回路の中間電位と、前記電力変換部の交流出力点とを接続する双方向のスイッチ素子と、
    前記直流回路の中間電位と、前記バッテリのバッテリユニット間の中間電位とを短絡する短絡回路と
    を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  3. 前記直流電源部は、内燃機関によって駆動される交流発電機と該交流発電機の交流電力を直流電力に変換する電力変換部とを備えていることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記直流電源部は、燃料電池及び太陽電池の少なくとも一方で構成される直流発電装置で構成されていることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 前記短絡回路は、前記直流回路の中間電位と前記バッテリの中間電位との間に介挿されたスイッチ回路を有することを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の電力変換装置。
  6. 前記電動機を低速駆動する場合と高速駆動する場合とで前記電力変換部を構成するスイッチング素子の駆動制御態様を変更するようにしたことを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の電力変換装置。
  7. 前記電動機を低速駆動する場合と、中速駆動する場合と、高速駆動する場合とで前記電力変換部を構成するスイッチング素子の駆動制御態様を変更するようにしたことを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の電力変換装置。
  8. 前記電動機を低速駆動する場合には、前記電力変換部の任意の１相分のスイッチング素子を常時オフ状態とし、当該常時オフ状態とした相の交流出力点と前記直流回路の中間電位との間に接続された双方向のスイッチ素子を常時オン状態とし、前記電力変換部の常時オフ状態とする相以外のスイッチング素子をオンオフ制御することにより前記電動機を駆動し、前記電動機を高速駆動する場合には、前記電力変換部の全スイッチング素子をオンオフ制御して２レベル回路として電動機を駆動することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  9. 前記電動機を低速駆動する場合には、前記電力変換部のスイッチング素子と、交流出力点と前記直流回路の中間電位との間に接続された双方向のスイッチ素子とをオンオフ制御することにより、３レベル回路として前記電動機を駆動し、高速駆動する場合には、前記電力変換部のスイッチ素子をオンオフ制御することで２レベル回路として前記電動機を駆動することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  10. 前記電動機を低速駆動する場合は、前記電力変換部の任意の１相分のスイッチング素子を常時オフ状態とし、当該常時オフ状態とした相の交流出力点と前記直流回路の中間電位との間に接続された双方向のスイッチ素子を常時オン状態とし、前記電力変換部の常時オフ状態の相以外のスイッチング素子のオンオフ制御で電動機を駆動し、前記電動機を高速駆動する場合には、前記電力変換部のスイッチング素子と、交流出力点と前記直流回路の中間電位との間に接続された双方向のスイッチ素子をオンオフ制御することで３レベル回路として電動機を駆動することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  11. 前記電動機を低速駆動する場合は、前記電力変換部の任意の１相分のスイッチング素子を常時オフ状態とし、当該常時オフ状態とした相の交流出力点と前記直流回路の中間電位との間に接続された双方向のスイッチ素子を常時オン状態とし、前記電力変換部の常時オフ状態の相以外のスイッチング素子のオンオフ制御で電動機を駆動し、前記電動機を中速駆動する場合には、前記電力変換部のスイッチング素子と、交流出力点と前記直流回路の中間電位との間に接続された双方向のスイッチ素子をオンオフ制御することで３レベル回路として電動機を駆動し、前記電動機を高速運転する場合には、前記電力変換部のスイッチング素子をオンオフ制御して２レベル回路として前記電動機を駆動することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  12. 前記バッテリの少なくとも一方のバッテリユニットの異常を検出したときに、前記直流回路の中間電位と前記バッテリの中間電位との間に介挿されたスイッチ回路を開放し、正常なバッテリユニットの直流電力を前記ＤＣ−ＤＣ変換部で調整して前記直流回路に供給することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
  13. 前記電力変換部を構成するスイッチングアームの異常を検出したときに、前記直流回路の中間電位とスイッチングアームが異常となった故障相の交流出力間に接続された双方向のスイッチ素子を常時オン状態とし、前記電力変換部の中で前記故障相以外のスイッチングアームをオンオフ制御して前記電動機を駆動することを特徴とする請求項１乃至１２の何れか又は２に記載の電力変換装置。
  14. 前記直流回路の一方のコンデンサの異常を検出したときに、異常となったコンデンサとは反対電位側の昇圧回路を構成するスイッチング素子を常時オン状態とし、且つ同電位側のバッテリを開放状態とし、さらに前記電力変換部の各スイッチングアームのオンオフ制御による２レベル回路で前記電動機を駆動することを特徴とする請求項１乃至１３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  15. 前記ＤＣ−ＤＣ変換部は、前記バッテリの正極側が昇圧用コイルを介して正極側ライン及び中間電位ライン間に直列に接続された一対のスイッチング素子を有する正極側スイッチングアームと、中間電位ライン及び負極ライン間に直列に接続された一対のスイッチング素子を有する負極側スイッチングアームと、前記正極側スイッチングアームのスイッチング素子間の接続点と前記バッテリの正極側との間に介挿された第１の昇圧用リアクトルと、前記負極側スイッチングアームのスイッチング素子間の接続点と前記バッテリの負極側との間に介挿された第２の昇圧用リアクトルとを備えていることを特徴とする請求項１乃至１４の何れか１項に記載の電力変換装置。
  16. 前記ＤＣ−ＤＣ変換部は、前記バッテリの正極側が昇圧用リアクトルを介して正極側ライン及び中間電位ライン間に直列に接続された一対のスイッチング素子を有する正極側スイッチングアームと、中間電位ライン及び負極ライン間に直列に接続された一対のスイッチング素子を有する負極側スイッチングアームと、前記短絡回路に介挿された昇圧用リアクトルとを備え、前記正極側スイッチングアームのスイッチング素子間の接続点が前記バッテリの正極側に接続され、前記負極側スイッチングアームのスイッチング素子間の接続点が前記バッテリの負極側に接続されていることを特徴とする請求項１乃至１４の何れか１項に記載の電力変換装置。
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