DE3904252C2 - Unterbrecherloses Zündsystem mit elektronischer Verstellung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein unterbrecherloses Zündsystem mit elektronischer Verstellung des Zündzeitpunktes nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Insbesondere dreht es sich um ein Zündsystem, bei welchem die Verstellung über einen weiten Drehzahlbereich zwischen einer Rückstellung bei niedriger Drehzahl und einer Vorstellung bei hoher Drehzahl durchgeführt wird.

Es wurden Zündsysteme für Verbrennungsmotoren entwickelt, bei denen Halbleiter- bzw. Festkörperschaltungen verwendet werden, die keine mechanischen Schaltanordnungen mehr benötigen, um korrekte Zündzeitpunkte für den Verbrennungsmotor sicherzu­ stellen. Beim Halbleitersystem spricht ein spannungsempfindlicher Transistor oder ein anderer Festkörperschalter auf die Zünd-Energieversorgung an, die synchron zum Motor betrieben wird. Bei vielen relativ kleinen Verbrennungsmotoren mit niedriger Leistung bildet eine Magneteinheit die Energiequelle für das Zündsystem. Der Ausgang der Magneteinheit ist im allgemeinen ein periodisch wechselndes AC-Signal, das synchron zum Motorbetrieb generiert wird. Wenn so der Magnet an einer Wicklung vorbeistreicht, wird das Signal generiert, welches drei Halbwellen aufweist, die um Null oder einen (anderen) Bezugspegel liegen. Form und Zusammensetzung des AC-Signals ändern sich mit der Drehzahl, insbesondere ändern sich die Größe und die Frequenz des AC-Signals mit der Geschwindigkeit. Im allgemeinen weisen die vor- und nacheilenden Abschnitte eines jeden Signals eine geringere Amplitude als der zentrale Abschnitt bzw. die mittlere Halbwelle auf. Weiterhin ist das AC-Signal synchron zur Drehung des Motors, so daß die zeitliche Stellung des Signals in direkter Beziehung zur Stellung des Kolbens und zum gewünschten Zündzyklus des Motors steht.

Diese Phänomene sind bekannt und werden verwendet, um den Zündwinkel des Zündsystems automatisch zu ändern. Im allgemeinen werden derartige Systeme so ausgebildet, daß sie einen zurückgenommenen Zündwinkel beim Starten und bei niedrigen Drehzahlen einstellen. Der Zündwinkel rückt mit der Drehzahl in Richtung Frühzündung, um eine optimale Motoren­ leistung zu erzielen.

Beispielsweise ist in der US-PS 3 504 373 ein System mit Festkörperschalter beschrieben, das eine automatische Vor­ verstellung mit einer Zündung kurz vor dem oberen Totpunkt sicherstellt. Andere Festkörperzündsysteme mit verschiedenen Steuerungen sind in den den US-Patenten 3 504 373, 3 938 491, 4 130 101, 4 178 892, 4 233 951 und 4 452 199 beschrieben.

Bei den ganzen bekannten Festkörper- oder Halbleitersystemen sind jedoch die Kosten und die Zuverlässigkeit der Anordnungen, insbesondere hinsichtlich der Reproduzierbarkeit der Systemfunktionen, nicht vollständig befriedigend. Dies gilt insbesondere für kleinere Verbrennungsmotoren, bei denen das Zündsystemmodul in einem sehr beengten Raum angeordnet werden muß und somit beim normalen Betrieb des Systems Tem­ peraturschwankungen in einem weiten Bereich unterliegt. Die Module werden so klein wie möglich und hochkompakt gebaut, so daß sie im System angeordnet werden können. Aufgrund des weiten Umgebungstemperaturbereiches muß die Schaltung typi­ scherweise stabilisiert werden, um auch in einem Bereich von etwa -40°C bis etwa +100°C korrekt zu funktionieren. Weiterhin herrscht auf dem Markt für Kleinmotoren ein äußerst scharfer Wettbewerb, so daß der Kostenfaktor eine ganz bedeutsame Rolle in dieser Hinsicht spielt.

Der Bereich der Zündzeitpunktsänderung erstreckt sich vor­ zugsweise von einem relativ großen Spätzündungswinkel beim Starten und bei niedrigen Motordrehzahlen bis zu einem Früh­ zündungswinkel bei einer hohen Normal-Betriebsdrehzahl. Der Zündwinkel sollte deshalb von der absteigenden Seite bzw. Hinterflanke des Spitzenstromsignals bei niedrigen Motor­ drehzahlen bis zu dessen aufsteigender bzw. Vorderflanke bei hohen Motordrehzahlen wandern. Der Anmelderin ist kein Zündsystem bekannt, das einen Bereich ermöglicht, der bei einem relativ extremen Anfangs-Spätabschnitt des AC-Zündsignals beginnt und bei hohen Drehzahlen bis über das Maximum zu einem merklichen Frühzündwinkel reicht, um so den erwünschten weiten Änderungsbereich des Zündwinkels sicherzustellen.

Weiterhin ist es wichtig, daß das zu entwerfende Gerät einfach, kompakt konstruiert und bei niedrigen Kosten herstellbar ist, wobei eine sichere, gleichmäßig wiederholbare Funktion bei Geschwindigkeitsänderungen sichergestellt sein muß.

Aus der deutschen Offenlegungsschrift DE 33 43 853 A1 ist eine Zündanlage für Brennkraftmaschinen mit einem Magnetgenerator bekannt.

Bei der dort gezeigten Zündanlage wird der Zündtransistor direkt an den Primärstromkreis der Zündspule angekoppelt. Darüber hinaus sind zwei Steuerkondensatoren zur Vorgabe unter­ schiedlicher Steuerungsbereiche über den Drehzahlbereich der zu betreibenden Brennkraftmaschine erforderlich. Es wird zwar bei der DE 33 43 853 A1 davon ausgegangen, neben der aus­ geprägten positiven Halbwelle des Wechselspannungssignals aus dem Magnetgenerator auch die negative Halbwelle zu nutzen, jedoch erfolgt dies durch zwei schaltungstechnisch getrennte und daher aufwendige Anordnungen, nämlich einmal durch die Aufladung des erforderlichen, ersten Kondensators über einen entsprechenden Widerstand und einer Zenerdiode und weiterhin durch einen zweiten, zusätzlichen Steuerkondensator mit einem entsprechenden Reihenwiderstand. Beim Überschreiten eines vorbestimmten Spannungswertes am zweiten Steuerkondensator erfolgt eine Umladung auf den ersten Steuerkondensator, so daß ab einem bestimmten Drehzahlbereich ein sprunghafter Anstieg des zur Verfügung stehenden Steuersignals erreicht wird. Der erforderliche Aufwand hierfür, nämlich die erwähnte Verwendung von zwei Kondensatoren mit zugehörigen Ladewider­ ständen und Dioden ist jedoch erheblich.

Des weiteren ist aus der DE 34 43 739 A1 eine Zündanlage für Brennkraftmaschinen mit einem Magnetgenerator vorgeschlagen, mit deren Hilfe im oberen Drehzahlbereich eine sprunghafte Verstellung des Zündzeitpunktes in Richtung Frühzündung erzielt werden soll. Auch bei dieser Lehre wird davon ausgegangen, beide Halbwellen zu nutzen, jedoch sind ebenso zwei Kon­ densatoren erforderlich, welche jeweils mit einem ersten bzw. einem zweiten Steuerschalter zusammenwirken. Die Ausgänge beider Steuerschalter sind verknüpft und führen auf den Eingang eines an sich bekannten Zündelementes. Der schaltungs­ technische Aufwand zur Realisierung der Sprungverstellung des Zündzeitpunktes ist erheblich und eine derart gefertigte Zündanlage konstenintensiv.

Bei der Schaltungsanordnung zur Zündung von Brennkraftmaschinen gemäß der deutschen Offenlegungsschrift DE 30 06 288 A1 ist ein Magnetgenerator vorgesehen, der an einem Primärstromkreis einer Zündspule liegt und der sekundärseitig mit einer Zündkerze verbunden ist. Ein kontaktlos steuerbarer Zündschalter im Primärstromkreis ist dabei zum jeweiligen Zündzeitpunkt von einer Steuereinrichtung umschaltbar. Die Steuereinrichtung selbst wird mit Hilfe eines Mikrocomputers realisiert, wobei überwiegend eine digitale Signalverarbeitung erforderlich ist. Mit Hilfe des Mikrocomputers wird eine optimale Zündverstellinie unter Rückgriff auf von in einem Speicher abgelegte Daten ermittelt. Die Ausgangssignale des Magnetgenerators werden dabei als Bezugssignale zur Auswahl und zur Ausgabe der im Programmspeicher enthaltenen Werte an den Steuertransistor benutzt.

Der Zündtransistor selbst ist direkt an die Primärwicklung der Zündspule angekoppelt. Eine bei der Lehre der DE 30 06 288 A1 gezeigte Reihenschaltung aus einer Diode, einem Widerstand, einem Elektrolytkondensator mit Schutzzenerdiode dient als Anordnung zur Bereitstellung einer Versorgungsspannung für den Mikrocomputer. Der Elektrolytkondensator erfüllt lediglich eine Glättungs- bzw. Siebfunktion für die durch die Diode bereitgestellte, gleichgerichtete Versorgungsspannung. Für die eigentliche Steuerungsfunktion ist der Kondensator ohne Bedeutung. Die vorstehend geschilderte Schaltungsanordnung zur Zündung von Brennkraftmaschinen auf digitaler Signalverarbeitungsbasis ist technisch und ökonomisch aufwendig.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, ein unterbrecherloses Zündsystem der im Oberbegriff des geltenden Patentanspruches 1 angegebenen Art derart weiterzubilden, daß mit einer einfachen, kostengünstigen Schaltung eine Verstellung des Zündwinkels über einen sehr weiten Bereich, auch bei niedrigen Motordrehzahlen, gegeben ist.

Die Lösung der Aufgabe erfolgt durch einen Gegenstand gemäß den Merkmalen des Patentanspruches 1, wobei die Unteransprüche mindestens zweckmäßige Ausgestaltungen und Weiterbildungen umfassen.

Der Grundgedanke der Erfindung besteht darin, daß mit einem niederohmigen Stabilisierungswiderstand, dessen Widerstandswert in der Größenordnung des Spulenwiderstandes liegt, bei durchgeschaltetem Leistungsschalttransistor ein Spannungsabfall vorliegt, der über einen Vorspannwiderstand und einen weiteren Widerstand an der Basis eines Steuertransistors anliegt. Durch den niederohmigen Stabilisierungswiderstand wird spannungsseitig die Vorspannung am Steuertransistor verringert und gleichzeitig wird ein Steuerkondensator durch den vorhandenen Magnetgenerator aufgeladen, so daß die eigentliche Steuerschalteinrichtung, die aus dem Steuertransistor und einem Ausschalttransistor besteht, auf eine Differenz zwischen einer Spannung am Vorspannwiderstand und der Spannung am Kondensator vorgespannt ist.

Die Widerstandswerte sind dabei so aufeinander abgestimmt, daß ein möglichst großer drehzahlabhängiger Verstellbereich zwischen Früh- und Spätzündung gegeben ist.

Es dreht sich also bei der vorliegenden Erfindung um ein selbsttätig verstellbares, unterbrecherloses Zündsystem, mit einem Magnetgenerator, das einen relativ großen Rückstellwinkel (Spätzündung) bei niedriger Motordrehzahl ermöglicht und den Zündwinkel bei steigender Motordrehzahl automatisch nach Früh verschiebt, wobei die Verschiebung in Richtung Frühzündung über den Spitzenwert des Magnetgenerators bei normalen Motorbetriebsdrehzahlen geschieht.

Der Magnetgenerator oder eine andere ähnliche AC-Energiequelle ist mit einer Primärspule in Wirkverbindung und generiert einen Zündimpuls während einer Halbwelle, der mit dem momentanen Motorbetrieb synchronisiert ist. Der Strompfad für die Primärspule umfaßt eine Leistungs­ transistoreinheit mit hoher Verstärkung, z. B. einen Darlington-Transistor, der im wesentlichen parallel zur Pri­ märspule liegt. Wie erwähnt, ist eine Spannungsabfall-Einrichtung, z. B. ein Stabilisierungswiderstand oder eine Diode im Kollektorkreis des Leistungstransistors vorgesehen. Eine Eingangs-Vorspannschaltung für den Leistungstransistor ist ebenfalls mit der Primärspule verbunden und spannt den Leistungstransistor in den leitenden Zustand vor, so daß ein Strompfad mit relativ niedrigem Widerstand entsteht. Ein Steuertransistor ist in der Vorspannschaltung des Leistungstransistors vorgesehen und umfaßt einen kapazitiven Zweig, der mit einer Eingangsschaltung des Steuertransistors verbunden ist. Die Eingangsschaltung des Steuertransistors liegt mit einem Eingang auf der Kondensator-Spannung, während die entgegengesetzte Seite des Steuertransistoreingangs mit einer Spannung verbunden ist, die proportional zur Eingangsvorspann-Spannung für den Leistungstransistor mit hoher Verstärkung ist. Der Kondensator ist in der Eingangsschaltung angeordnet, und zwar so, daß er sich auf einen Pegel auflädt, der etwas unterhalb des Spitzenpegels des Versorgungssignals des Magnetgenerators liegt. Während des Ladezyklus lädt sich der Kondensator auf einen Maximalbetrag auf, der ge­ ringfügig unterhalb des Spitzensignals des Magnets bzw. der Magneteinheit liegt. Die Kondensatorspannung wird dem Steuer­ transistor zugeführt, um diesen in Richtung auf den leitenden Zustand durchzusteuern. Der Steuertransistor wird jedoch im gesperrten Zustand gehalten, da die Vorspann-Spannung von der Eingangs-Vorspannschaltung der entgegengesetzten Seite des Steuertransistors zugeführt wird. Nachdem der Spitzenspannungspegel erreicht ist, wird die Kondensator­ spannung mittels einer Diode oder einer anderen nur in einer Richtung leitenden Einheit gehalten. Die der gegen­ überliegenden Seite des Steuertransistors zugeführte Spannung nimmt mit abnehmendem AC-Versorgungsstrom ab. Bei einem vorbestimmten Wert fällt die letztere Spannung auf einen bestimmten Pegel, wodurch das Differenz-Eingangssignal über den Steuertransistor derart ist, daß der Steuertran­ sistor durchschaltet. Der Steuertransistor stellt nun sofort einen Umgehungspfad für das Eingangsvorspannsignal des Lei­ stungstransistors dar, der ausschaltet und so ein plötzliches Öffnen der Ladeschaltung gegenüber der Primärspule bewirkt. Das Öffnen der Primärspulen-Ladeschaltung beendet den Ladefluß durch die (dort vorgesehene) Induktivität, wodurch eine Hochspannung induziert wird, die durch einen Transformator zur Motorzündung (Zündkerze) geführt wird. Wenn die Drehzahl ansteigt, rückt das Differenzspannungssignal kontinuierlich vor und wächst bis zu einem Differenz- Zündpegel bei einer früheren Periode des Signals an. Die Kollektorimpedanz des Leistungstransistors verstärkt die Wirkung der Zündschaltung durch Anheben der Steuerschaltungsspannung mit steigendem Strom. Bei Betrieb des Motors mit normal hoher Drehzahl erreichen der Konden­ satorladespannungspegel und der (Rückwärts-)Vorspannungspegel ein Differenz-Anschaltsignal, das vor der Spitze des Induktivitätsstroms liegt. Auf diese Weise wird bei der Grenze (beim Maximum) der Frühzündung durch die Schaltung eine Zündung bewirkt, die vor dem Spitzenstrom in der In­ duktivitäts-Ladeschaltung liegt. Dies ergibt eine maximale und merkliche Verstellung des Zündwinkels in Richtung Frühzündung.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist ein Darlington-Leistungstransistor in Serie mit einem relativ kleinem Kollektorwiderstand und einer in Durchlaßrichtung vorgespannten Diode verbunden, um die Funktion des Systems zu stabilisieren. Die Eingangsvorspannschaltung für den Leistungs-Darlington-Transistor umfaßt zwei in Serie geschaltete Widerstände, die zwischen der Basis des Leistungs-Darlington-Transistors und der Seite hohen Potentials der Primärspule liegen. Die Steuerschalteinrichtung für den Leistungstransistor umfaßt vorzugsweise einen (Aus-) Steuertransistor mit hoher Verstärkung, der zwischen der Verbindung der Eingangs-Vorspannwiderstände miteinander und der gemeinsamen oder Rückführverbindung zwischen dem Emitter des Darlington-Leistungstransistors und der Primärspule liegt. Ein Kondensator ist mit einem Eingang des Steuertransistors verbunden. Eine Diode und ein Ladewiderstand liegen in Reihe zwischen dem Kondensator und der Hochspannungsseite der Primärspule. Die verschiedenen Wider­ stände wirken zur Stabilisierung des Systembetriebs und geben eine temperaturstabilisierte Schaltung hoher Zuver­ lässigkeit ab.

Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung ist der Steuertransistor mit seinem Emitter an den Emitter des Darlington-Leistungstransistors sowie mit einem gemeinsamen Emitter-Vorspannwiderstand verbunden, der wiederum am unteren (Rückführ-)Ende der Primärspule liegt.

Wenn der Strompuls durch die Primärspule steigt, so wird der Kondensator bis kurz unterhalb des Spitzenspannungspegels des Eingangssignals aufgeladen, wobei die Kondensator­ spannung und die Vorspannung über dem Eingang des Steuer­ transistors liegt und die Vorspannung den Steuertransistor in Gegenrichtung vorspannt. Nach Erreichen des Spitzenpulses nimmt der Pegel der Vorspannung ab. Bei niedrigeren Drehzahlen wird die Kondensatorspannung bei einem festen Pegel gehalten, während die Vorspannung abnimmt, bis die Differenzspannung über dem Steuertransistor den Steuer­ transistor triggert und anschaltet, so daß der Leistungs­ transistor gesperrt und ein Spannungspuls über der Primärspule generiert werden, um die Zündung des Motors auszulösen.

Bei einer praktischen Schaltung umfaßt der Steuerschalter einen PNP-Steuertransistor, dessen Emitter mit dem Konden­ sator und dessen Basis mit den Vorspann-Schaltungswiderständen des Leistungstransistors verbunden sind. Ein NPN- Aus-Schalttransistor ist mit seiner Basis mit dem Kollektor des PNP-Transistors verbunden, während seine Kollektor- Emitterstrecke zwischen einer Darlington-Vorspannschaltung und der gemeinsamen Leitung (Masse) liegt. Vorzugsweise liegt ein Widerstand über der Basis-Emitterstrecke des NPN-Transistors.

Bei der anderen Schaltungsausbildung mit dem gemeinsamen Emitter-Widerstand wird ein einziger Steuertransistor verwendet, dessen Kollektor bzw. Emitter mit dem Verbindungspunkt der Vorspann-Serienwiderstände des Darlington-Leistungs­ transistors und der Emitter-Seite des gemeinsamen Emitter-Widerstands verbunden sind. Die Basis des Steuer­ transistors liegt über einen Widerstand auf dem Verbindungspunkt zwischen Kondensator und Ladewiderstand. Die Ladeschaltung umfaßt vorzugsweise weiterhin eine Zenerdiode. Die Schaltung mit dem gemeinsamen Emitterwiderstand weist einen geringfügig kleineren Spätzündungswinkel (beim Anlassen) auf, bietet aber typischerweise eine flacher ver­ laufende Temperaturkompensationscharakteristik.

Mit der Kaskaden-Transistorsteuerschaltung variiert der Ausgang innerhalb etwa 15% über eine Betriebstemperatur zwischen etwa -17°C bis +80°C. Die Einsatz-Drehzahl der Schaltung ändert sich um etwa 65 Umdrehungen pro Minute. Bei der Schaltung mit gemeinsamen Emitterwiderstand ändert sich der Ausgang um nur etwa 4% im selben Temperaturbereich, während die Einsatzgeschwindigkeit um einen Betrag von etwa 25 Umdrehungen pro Minute schwankt. Die Schaltung mit den Transistoren in Kaskadenschaltung bietet eine etwas weitere Verstellung des Zündzeitpunktes in Richtung Spät­ zündung, im allgemeinen etwa in der Größenordnung von zu­ sätzlichen 2° Kurbelwinkel. Die billigere und einfachere Schaltung ist die mit dem gemeinsamen Emitterwiderstand, insbesondere, wenn sie mit einem Motorbetrieb über den ge­ samten Temperaturbereich zusammenfällt, so daß diese Schaltung aus wirtschaftlichen Gründen besonders zweckmäßig ist.

Bei einer anderen bevorzugten Ausführungsform ist ein Voll­ weggleichrichter mit Diodenelementen oder anderen nur in einer Richtung leitenden Elementen vorgesehen, der die Primärspule der Magneteinheit mit dem Leistungstransistor verbindet. Mindestens eines der Diodenelemente liegt in Serie zum Kollektor anstelle des Kollektorwider­ standes, um einen Spannungsabfall in ähnlicher Weise in der Schaltung zu erzeugen. Ein Kopplungswiderstand ist zwischen der Primärspule und der Ausschalt- oder Steuerschaltung und der Eingangs-Vorspannschaltung für den Leistungstransistor bzw. die Leistungstransistoreinheit vorgesehen. Eine Kopplungsdiode oder ein ähnliches Element überbrückt den Kopplungswiderstand bei der negativen Halbwelle und führt der Steuerschaltung Strom zu. Der Widerstand isoliert die Steuerschaltung von der Primärspule und richtet bei negativer Halbwelle den Strom gleich. Diese Ausführungsform der Er­ findung funktioniert im wesentlichen in der gleichen Abfolge wie die zuvor beschriebenen Ausführungsformen, jedoch über einen weiteren Drehwinkel des Motors. Auf diese Weise wird bei dieser Ausführungsform der Erfindung der Stromfluß durch die Primärspule der Steuerschaltung zugeführt und erweitert deren effektiven Steuerbereich. Mit dieser Schaltungskonfi­ guration kann eine Stufenfunktion in die Zündzeitpunkt­ charakteristik bei steigender Drehzahl eingeführt werden.

Die elektronische Zündschaltung gemäß der vorliegenden Er­ findung mit automatischer Zündzeitpunktverstellung ist hin­ sichtlich des Betriebsbereiches des Motors verbessert und ist wirksam zwischen einem Anlassen und niedriger Geschwin­ digkeit bis zu normalen hohen Betriebsgeschwindigkeiten bzw. -drehzahlen. Die Schaltung umfaßt Standardbauelemente, die überall leicht erhältlich sind und sehr zuverlässig gefertigt werden. Dadurch wird ein zuverlässiger Betrieb im Freien, z. B. für die Rasenpflege oder andere Garten-Geräte ebenso ermöglicht, wie für industrielle Geräte, Außenbordmotoren und dergleichen.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand von Abbildungen näher beschrieben. Hierbei zeigt:

Fig. 1 eine schematische Darstellung der automatischen, elektronischen Zündeinstellschaltung für ein Magnet-Zündsystem eines Verbrennungsmotors;

Fig. 2 die Darstellung eines Magnetgenerator-Ausgangssignals, und zwar Amplitude über Drehwinkel;

Fig. 3 eine schematische Darstellung einer weiteren be­ vorzugten Ausführungsform der Schaltung nach Fig. 1; und

Fig. 4 eine schematische Darstellung einer dritten be­ vorzugten Ausführungsform.

In Fig. 1 ist schematisiert dargestellt und mit der Bezugs­ ziffer 1 versehen ein Verbrennungsmotor gezeigt, der eine einzige Zündkerze 2 aufweist. Die Zündenergie für die Zündkerze 2 wird aus einer Magneteinheit oder einem Generator 3 geliefert, der einen sich drehenden Magneten 4 aufweist, welcher vom Motor 1 synchron getrieben wird, wobei die Syn­ chronität insbesondere in bezug zur Position des Motorkolbens (nicht gezeigt) gewährleistet ist. Die Magneteinheit 3 umfaßt eine Primärspule 5, die induktiv an den drehenden Magneten 4 gekoppelt ist. Ein Vorbeidrehen des Magnets 4 an der Spule 5 führt zu einem magnetischen Fluß durch die Spule 5, was wiederum einen Stromfluß in der Spule 5 und in dem daran angeschlossenen Zweigkreis 6 bewirkt, der direkt über der Spule 5 liegt. Ein Leistungstransistor 7 im Zweigkreis 6 wird vom Signal aus der Spule 5 beaufschlagt und leitet einen Strom durch die Spule 5, so daß diese in­ duktiv aufgeladen wird. Eine Steuerschalteinrichtung 8 ist vorgesehen, die mit dem Zweigkreis 6 zusammenwirkt und den Leitungstransistor 7 im wesentlichen verzögerungsfrei ausschaltet. Wie allgemein bekannt, bewirkt das Öffnen eines stromdurchflossenen Kreises mit einer hohen Induktivität die Erzeugung eines Spannungspulses über die Windungen der Spule 5. Durch eine Transformator-Wirkung wird der Spannungspuls verstärkt und auf die Zündkerze 2 zu einem geeigneten Zeitpunkt des Motorzyklus aufgebracht, um das Kraftstoff-Luft-Gemisch zu entzünden und den Motor in Betrieb zu setzen bzw. so den Verbrennungsmotor laufen zu lassen. Der Magnet 4 dreht mit dem Motor, und seine Kopplung zur Spule 5 wird in zeitlicher Übereinstimmung mit dem Motorzyklus so ein­ gestellt, daß der Kolben bei diesem Vorgang in seiner optimalen Zündposition steht, so daß dann die Zündung erfolgt, wie dies bei derartigen Motoren bekannt ist. Der Zündzeitpunkt soll sich mit der Motordrehzahl ändern, um eine optimale Zündung zu erzielen.

Der Verbrennungsmotor und seine Magneteinheit als solche sind an sich bekannt. Die Motordaten und Konstruktionsdetails sind ebenfalls an sich bekannt. Die vorliegende Erfindung befaßt sich insbesondere mit der Zündschaltung, umfassend eine Ladeschaltung und die Zünd­ zeitpunktsteuerung, um eine automatische Einstellung des Zündzeitpunktes zu bewirken und die Erregung des Zündfunkens zu optimieren. Aus diesem Grund werden der Motor und die Magneteinheit nur insoweit beschrieben, als dies zur Erläuterung der Funktion und Wirkungsweise der erfindungs­ gemäßen Zündschaltung notwendig ist.

Der Leistungstransistor 7 im Zweigkreis 6 ist ein schnell wirkender Schalter mit hoher Verstärkung, vorzugsweise ein temperaturstabilisierter Darlington-Transistor. Darlington-Transistoren sind von vielen Herstellern allgemein erhältlich. Der Darlington-Leistungstransistor 7 ist schematisch als NPN-Transistor gezeigt, der die Induk­ tionsspule 5 überbrückend angeordnet ist. Der Kollektor 9 des Transistors 7 ist über einen Stabilisierwiderstand 10 am einen Ende der Spule 5 angeschlossen. Sein Emitter 11 ist direkt mit dem anderen Ende der Spule 5 verbunden, das als (virtuelle) Masse geschaltet ist. Der Kollektor 9 liegt somit auf dem "heißen Anschluß" der Spule 5. Zwei in Reihe geschaltete Vorspann-Widerstände liegen zwischen dem heißen Ende der Spule 5 und der Basis 13 des Transistors 7. Wenn der Magnet 4 an der Spule 5 vorbeiläuft, so generiert er ein ansteigendes Wechselstromsignal in der Spule 5. Frequenz und Amplitude des AC-Signals sind natürlich direkt proportionale der Drehgeschwindigkeit des Magnets 4. Das AC-Signal ist weiterhin positionsbezogen zum Motorzyklus, insbesondere zur Zyklus-Bewegung des nicht gezeigten Kolbens. Das AC-Signal bietet somit auch ein Bezugssignal zum Zünden des Verbrennungsmotors und kann weiterhin die Leistung zum Zünden des Motors liefern.

Die Steuerschalteinrichtung 8 ist mit der Spule 5 gekoppelt und wird von dieser angesteuert, um die Zündung mit einem variablen Timing für einen optimalen Motorbetrieb zu steuern. Die Steuerschalteinrichtung 8 ist als Kaskaden- Transistorschaltung mit einem ersten Ausschalttransistor 14 und einem zweiten Steuertransistor 17 gezeigt. Der Aus­ schalttransistor 14 ist als NPN-Transistor dargestellt, dessen Kollektor 20 mit dem Verbindungspunkt 15 der Wider­ stände 12 und 12a und somit auch mit der Basis 13 des Lei­ stungstransistors 7 verbunden ist, während sein Emitter 30 auf der Masseleitung 16 liegt. Wenn der Ausschalttransistor 14 durchgesteuert wird, so legt er die Basis 13 des Lei­ stungstransistors 7 auf Masse und sperrt dadurch den Transistor 7. Der Ausschalttransistor 7 wird von einer Steuer­ schaltung angesteuert, die den Steuertransistor 17 umfaßt, wobei der Ausgang der Steuerschaltung auf dem Eingang des Ausschalttransistors 14 liegt. Der Steuertransistor 17 ist als PNP-Transistor gezeigt, der so angeordnet ist, daß er auf das Stromsignal in der Spule 5 hin eine automatische Zündzeitpunktverschiebung über einen weiten Drehzahlbereich zwischen niedriger Anlaßdrehzahl und maximaler Betriebsdrehzahl bewerkstelligt.

Insbesondere ist der PNP-Steuertransistor 17 so in der Schaltung angeordnet und mit der Spule 5 verbunden, daß er einen besonderen Punkt im Motorzyklus kontrolliert, bei dem die Stromleitung durch die Spule 5 beendet wird, um so einen Impuls zu erzeugen. Die Basis 18 des Transistors 17 liegt über einen Widerstand 19 auf dem Verbindungspunkt 15 der Vorspannwiderstände 12 und 12a und dem Kollektor 20 des Ausschalttransistors 14. Die Emitter-Kollektorstrecke des Transistors 17 liegt zwischen einem Zeitgeberzweig 21 und der Basis 22 des Transistors 14.

Der Zeitgeberzweig 21 umfaßt einen Kondensator 23, der mit einem Ladewiderstand 24 und einer Abblockdiode 25 über die Spule 5 geschaltet ist. Die Diode 25 ist so gepolt, daß sie vom heißen Anschluß der Spule 5 auf die Masseleitung 16 leitet. Der Verbindungspunkt 26 zwischen Kondensator 23 und Lade­ widerstand 24 liegt auf dem Emitter 27 des Steuertransistors 17. Der Kollektor 28 des Transistors 17 ist mit der Basis 22 des Ausschalttransistors 14 und über einen Widerstand 29 mit der Leitung 16 verbunden.

Der Transistor 14 ist ein NPN-Transistor, dessen Emitter 30 mit der Leitung 16 verbunden ist, um ein Signal vom Knotenpunkt 15 und dadurch von der Basis des Transistors 7 dann abzuleiten, wenn der Transistor 14 durchgesteuert ist. Wenn der Steuertransistor 17 durchgesteuert ist, so wird der Basis 22 des Ausschalttransistors 14 ein Strom zugeführt, der somit durchsteuert und den Transistor 7 sperrt, so daß an der Zündkerze 2 ein Zündfunken entsteht.

Der Ladevorgang des Kondensators 23 und der Zeitpunkt des Transistorausschaltens steht mit der Form des Magnetgenerator- Signals in Verbindung.

Ein typisches Magnetgenerator-Signal 31 ist mit einer durchgezogenen Linie in Fig. 2 dargestellt. Das Signal 31 umfaßt eine Halbwelle bzw. einen Puls 32 mit negativer, geringer Amplitude, eine positive Halbwelle (Puls) 33 mit hoher Amplitude und am Schluß wieder eine negative Halbwelle bzw. einen Puls 34. In der Schaltung nach Fig. 1 werden die nega­ tiven Pulse 32 und 34 über die Diode 25 gekappt und somit in bezug auf die Zündzeitpunkteinstellung wirkungslos. Der Lade- und Zündzyklus wird somit am Nullpunkt des positiven Pulses 33 initiiert, wobei der Zeitablauf und die Kolbenposition auf der horizontalen Achse dargestellt sind. Die gewünschte Zündung bei niedriger (Anlaß-)Drehzahl ist durch die Vertikallinie 35 rechts des positiven Pulses 33 gezeigt. Dies ist ein sehr später Zündzeitpunkt bzw. Zündwinkel, bei welchem die Zündung relativ lang nach dem Maximalstrom auftritt. Beim Anlassen des Motors und bei niedrigen Drehzahlen ist ein so später Zündzeitpunkt erwünscht. Wenn jedoch die Drehzahl steigt, so soll der Zündzeitpunkt nach vorne, in Richtung auf Frühzündung rücken und bei der Maximaldrehzahl kurz vor der Spitzenstromperiode liegen, wie dies mit der Vertikallinie 36 links des Pulses 37 in Fig. 2 gezeigt ist. Die erläuterte Schaltung nach Fig. 1, deren Steuerschalteinrichtung 8 die Steuerspannung zugeführt wird, hat diese erwünschte Charakteristik, wie im folgenden erläutert wird.

Wenn die Primärspulenspannung ansteigt, wobei der in der Zeichnung dargestellte obere (heiße) Anschluß positiv wird, wird ein Vorspannstrom durch die Vorspannwiderstände 12 und 12a der Basis 13 bzw. dem Basisemitterübergang des Dar­ lington-Leistungstransistors 7 zugeführt. Der Stromfluß durch den Basisemitterübergang schaltet den Leistungstransistor 7 an, so daß ein großer Strom durch die Primärspule 5 fließt.

Der Emitter 27 des Steuertransistors 17 liegt über den Lade­ widerstand 24 und die Diode 25 auf positiver Spannung. Die Basis 18 des Transistors 17 liegt ebenfalls auf po­ sitiver Spannung, und zwar über den Widerstand 12 (sowie den Widerstand 19). Die Spannung an der Basis 18 ist anfangs größer als die am Emitter 27, und zwar wegen des noch ent­ ladenen Kondensators 23, so daß der Transistor 17 sperrt. Dies wiederum hält den Ausschalttransistor 14 im gesperrten Zustand, so daß der Leistungs-Darlington-Transistor 7 weiterhin einen Ladestrom durch die Spule 5 fließen läßt.

Bei niedrigen Motordrehzahlen hält der Spannungsabfall über die Diode 25 und den Widerstand 24 den Emitter 27 des PNP- Steuertransistors 17 bei einer Spannung, die relativ zur Spannung an der Basis 18 hinreichend unterhalb der Durch­ schaltspannung liegt.

Wenn das Wellensignal aus der Primärspule ansteigt, so wird der Kondensator 23 durch den Stromfluß aus der Spule 5 ge­ laden. Der Kondensator 23 lädt sich über den Ladewiderstand 24 auf eine Spannung auf, die kurz unterhalb der Maximal­ spannung liegt, und zwar insbesondere um den Betrag unterhalb der Spitzenspannung, welcher dem Spannungsabfall über der Diode 25 entspricht. Auf diese Weise lädt sich der Kon­ densator 23 auf eine Spannung kurz unterhalb der Spitzen­ spannung über der Primärspule, während durch diese der Ladestrom fließt. Wenn der Stromimpuls in der Primärspule 5 seinen Maximalpegel erreicht, ist der Kondensator 23 auf seinen Maximalpegel aufgeladen. Wenn der Primärstrom abnimmt, so hält die Blockierdiode 25 die Spannung des Kondensators 23 im wesentlichen bei seinem zuvor erreichten Ladepegel. Wenn der Primärstrom weiter absinkt, so sinkt auch die Spannung an der Basis 18 des Transistors 17 entsprechend ab und behält diesen Abfall bei. Die Spannung über den Kon­ densator 23, die konstant bleibt, liegt am Emitter 27. Zu einem definierten Zeitpunkt sinkt die Basisspannung des Transistors 17 unter den Spannungspegel des Kondensators und den Spannungsabfall über die Emitter-Basisstrecke des Transistors 17. In diesem Moment wird der Emitter- Basisübergang vorgespannt und Strom fließt durch die Emitter- Basisstrecke, so daß der Steuertransistor 17 durchgesteuert wird.

Der Steuertransistor 17 ist so ausgebildet und in der Schaltung angeordnet, daß er auf eine Differenzspannung abhängig vom Ladestrom, insbesondere bei niedriger Motordrehzahl, an­ spricht, wobei es sich um die Differenzspannung handelt, welche durch den Strom im absteigenden Ast des Ladestroms auftritt.

Wenn der Transistor 17 anschaltet, so steuert er den Tran­ sistor 14 schnell durch. Wenn der Transistor 14 leitet, wird die Spannung an der Basis 13 des Leistungstransistors 7 an die Kollektor-Emitterspannung des Transistors 14 angeklemmt, wobei diese Spannung deutlich niedriger als diejenige Spannung ist, die zur Aufrechterhaltung des leitenden Zustandes des Darlington-Leistungstransistors 7 notwendig ist. Dadurch beendet der Transistor 7 abrupt die Stromleitung. Dadurch wiederum wird der Stromfluß in der Primärspule 5 plötzlich unterbrochen. In der bekannten Weise entsteht nun ein Hoch­ spannungsimpuls in der Primärspule 5, der über eine Transfor­ matorschaltung in einer Sekundärspule weiter hochgespannt wird, so daß an der Zündkerze 2 ein Zündfunke entsteht.

Wenn die Motordrehzahl über den Einsatzpunkt des Systems anwächst, steigt der positive Puls 33 in seiner Amplitude, wie dies mit der unterbrochenen Linie 37 in Fig. 2 gezeigt ist. Die Spannung am Kondensator 23 wird nun zu einem früheren Zeitpunkt im Stromzyklus so hoch, daß sie über die Rück­ wärtsvorspannung an der Basis 18 des Transistors ansteigt, wodurch wiederum ein zunehmend früheres Anschalten der Transistoren 17 und 14 bewirkt wird, was wiederum zu einem entsprechend früheren Abschalten des Darlington-Leistungstransistors 7 führt. Die Ausschaltzeit rückt progressiv während des Strompulses vor und ergibt ein graduelles Vorverstellen des Zündzeitpunktes vom Anlassen des Motors über die Be­ schleunigung zur normalen Drehzahl.

Die gezeigte Schaltung ist äußerst kostengünstig und bewirkt eine automatische Zündzeitpunktverstellung über einen weiten Bereich zwischen einer Spätzündung und einer Frühzündung.

Die Schaltung ist stabil und nur geringfügig temperaturempfindlich. Der Stabilisierungswiderstand 10 in der Schaltung des Darlington-Transistors 7 weist zwar einen niedrigen Wert auf, ist aber sehr wichtig, da er eine erhöhte Spannung über die Kontrollschaltung bewirkt. Ein typischer Widerstandswert für den Widerstand 10 ist etwa 1 Ohm.

Der Basiswiderstand 19 im Kreis des Steuertransistors 17 bewirkt eine relativ lange Funkendauer bei verschiedenen Zündspulentypen. Der Widerstand 12a an der Basis des Darlington- Transistors 7 minimiert den Rückwärtsstromfluß bei ausgeschaltetem Transistor 14 während des negativen Ab­ schnittes des Primärspulenstroms. Der Widerstand 29 an der Basis des Ausschalttransistors 14 reduziert negative Einflüsse der Kapazität des Transistors 14 und denjenigen von Streu­ kapazitäten im System, so daß die Gesamteigenschaften der Schaltung dadurch verbessert werden. Es können zwar im Prinzip die Widerstände 12a, 19 und 29 entfernt werden, um die Schaltung zu vereinfachen, jedoch ist die Wirkung bzw. Stabilität der Schaltung mit den Widerständen besser.

Eine weitere Ausführungsform der Schaltung nach Fig. 1 ist in Fig. 3 gezeigt. Bei der Ausführungsform nach Fig. 3 er­ setzt ein einzelner Steuertransistor 40 die zwei Transistoren 14 und 17 der ersten Ausführungsform gemäß Fig. 1.

Der Steuertransistor 40 ist mit seinem Emitter an den Dar­ lington-Leistungstransistor 7 geschaltet. Ein gemeinsamer Emitterwiderstand 41 verbindet die beiden Emitter der Tran­ sistoren 40 und 7 mit der Masseleitung 16 der Schaltung. Die beiden Emitter werden somit auf einer gewissen Spannung entsprechend dem positiven Puls 33 oder 37 gehalten. Diese Spannung ist positiv gegenüber der Masseleitung 16 und spannt den Transistor 40 in Sperrichtung vor. Der Kollektor des Transistors 40 ist mit dem Verbindungspunkt 15 der Eingangs­ vorspannwiderstände 12 und 12a für den Leistungstransistor 7 verbunden. Die Basis des Transistors 40 liegt über einen Widerstand 42 auf dem Zeitgeberzweig 21.

Bei dieser zweiten Ausführungsform ist die Diode 25 aus der Ausführungsform nach Fig. 1 durch eine Zenerdiode 43 ersetzt, die in Reihe mit dem Ladewiderstand 24 und dem Kondensator 23 liegt. Der Verbindungspunkt 26 des Zweigs 21 (zwischen Widerstand 24 und Kondensator 23) ist über einen Widerstand 42 mit der Basis des Steuertransistors 40 verbunden.

Die Schaltung nach Fig. 1 funktioniert im wesentlichen ge­ nauso wie diejenige nach Fig. 1. Wenn die Primärspannung richtig gepolt ist, d. h. wenn der heiße Anschluß der Spule 5 nach Fig. 1 positiv ist, fließt ein Anschaltstrom durch die Widerstände 12, 12a, die Basis-Emitterstrecke des Leistungs-Darlingtontransistors 7 und den gemeinsamen Emitterwiderstand 41. Der Darlington-Leistungstransistor 7 leitet, so daß ein erheblicher Strom durch den Transistor 7 und die Primärspule 5 fließt. Der Transistor 40 ist nicht leitend, da die Spannung an der Basis des Steuertransistors 40 nicht ausreicht, die Gegen-Vorspannung durch die Emitter­ spannung bei niedrigen Motordrehzahlen zu überwinden. Wenn die Primärspulenspannung ansteigt und über die Sperrspannung der Zenerdiode 43 ansteigt, so lädt der Kondensator 23 über den Ladewiderstand 24 und die (nun leitende) Zenerdiode 43 auf eine Spannung, die der Spitzenspannung, vermindert um die Zener-Spannung, entspricht. Der Strom in der Primärspule 5 erreicht seinen Maximalwert und fällt dann ab. Die Spannung über dem Emitterwiderstand 41 und damit am gemeinsamen Emitterpunkt des Emitter des Leistungstransistors 7 sinkt ab und sinkt bei einem voreingestellten Pegel unter den Pegel, der addiert zur Basisemitterspannung des Transistors 40 unterhalb der Spannung des Kondensators 23 liegt. Die Basis-Emitterstrecke des Transistors 40 ist nun in Durchlaß­ richtung vorgespannt und schaltet diesen in den leitenden Zustand. Wenn der Transistor 40 leitet, so leitet er den Basisstrom von der Basis des Leistungstransistors 7 ab. Nun klemmt die Kollektor-Emitterstrecke des leitenden Transistors 40 abrupt die Basis-Emitterspannung des Leistungstransistors 7 an, so daß dieser leitet.

Wenn der Transistor 7 durchsteuert, wird eine Hochspannung in der Primärspule 5 indu­ ziert, die transformiert und als Zündspannung der Zündkerze 2 zugeführt wird.

Wenn die Drehzahl steigt, so rückt der Zündzeitpunkt im Ladezyklus nach vorne, so daß die gewünschte graduelle Vorverstellung im Zündsystem erreicht wird.

Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, wie sie in Fig. 4 gezeigt ist, wird die negative Halbwelle (Puls) ebenso wie die positive Halbwelle des Magnetgenerator­ ausgangssignals genutzt.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 4 entspricht die Steuer­ schalteinrichtung 8 im wesentlichen derjenigen der Ausführungsform nach Fig. 1. Gleiche Elemente sind darum mit denselben Bezugsziffern bezeichnet.

Der Hauptkreis nach Fig. 4 umfaßt einen Leistungs-Darlington- Transistor 7, der über der Primärspule 5 des Magnetgenerators 3 liegt und diese mit Strom versorgt bzw. abschaltet, und zwar gesteuert über die Steuerschalteinrichtung 8, um den Motor zu zünden. In Fig. 4 sind der Darlington-Leistungstransistor 7 und die Steuerschalteinrichtung 8 mit der Primärspule 5 über eine Vollwellengleichrichter-Diodenschaltung verbunden, wie dies im folgenden beschrieben wird. Eine Vorspanndiode 45 ersetzt den Widerstand 10 aus den Fig. 1 und 3 und ist in Reihe mit dem Kollektor 9 des Darlington-Leistungstransistors 7 verbunden. Die Diode 45 bewirkt einen Spannungsabfall in dem Kollektorkreis, um dessen Spannung anzuheben, so daß die Systemfunktion so wie bei den zuvor gezeigten Ausführungs­ formen verbessert wird.

Die Diode 45 ist zwischen dem Kollektor 9 und die gemeinsame positive Seite oder Leitung 46 der Primärspule 5 eingeschleift und wird in Vorwärtsrichtung durch die positive Halbwelle des Primärspulenausgangssignals vorgespannt. Eine Rückführdiode 47 ist zwischen dem Emitter des Leistungstran­ sistors 7 und der Masseleitung 16 geschaltet und bildet den Umkehr-Zweig einer Hälfte des Vollwellen-Brückengleichrichters.

In der Schaltung nach Fig. 4 umfaßt eine Transistorvor­ spannschaltung 54 einen Widerstand 49, der in der positiven Leitung 46 zwischen der Primärspule 5 und dem Eingangsvor­ spannwiderstand 12 des Darlington-Leistungstransistors 7 liegt. Wenn der heiße Anschluß der Primärspule positiv ist, so fließt ein Strom durch den Widerstand 49 und die Vor­ spannwiderstände 12 und 12a, die ebenfalls einen Teil der Vorspannschaltung 54 bilden, zum Darlington-Leistungstransistor 7, der in Durchschaltrichtung vorgespannt wird und leitet. Der Stromfluß durch die Brückenschaltung einschließlich der Kollektordiode 45, des Leistungstransistors 7, der Rückführdiode 47 zur Primärspule 5 steigt schnell an. Der Strom durch die Primärspule 5 speichert induktive Energie in der Spule 5. Der Ausgang der Primärspule 5 führt außerdem den Ladestrom zum Zeitgeberkondensator 23 der Transistor-Steuer­ schalteinrichtung 8, wie dies auch bei der Ausführungsform nach Fig. 1 gezeigt ist.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 4 jedoch wird auch beim führenden negativen Halbzyklus oder Puls 32 Strom durch den Vollwellenbrückengleichrichter geleitet, wie dies gezeigt wird. Eine Diode 50 ist direkt zwischen der Masse-Seite der Spule 5 und dem Kollektor des Transistors 7 angeordnet. Eine zweite Diode 51 liegt mit ihrer Anode an der Masseleitung 16, wo auch der Emitter des Transistors 7 und die Anode der Diode 47 angeschlossen sind. Die Kathode der Diode 51 ist mit der positiven Leitung 46 der Primärspule 5 verbunden. Diese Schaltung bildet die andere Hälfte der Gleichrichterschaltung und stellt einen Strompfad für den negativen Strompuls 32 sicher. Der Strom fließt von der negativen (unteren) Seite der dargestellten Primärspule 5 durch die Diode 50, den Darlington-Leistungstransistor 7 und die Rück­ führdiode 51 zur Oberseite der Spule 5.

Der negative Stromfluß wird gleichzeitig der Vorspannschaltung 54 des Leistungstransistors 7 und der Steuerschalteinrichtung 8 zugeführt. Eine Diode 52 ist zu diesem Zweck zwischen dem Kollektor 9 und der Seite des Widerstandes 49 in der Leitung 46 angeordnet, welche der Vorspannschaltung zugewandt ist. Der Stromfluß von der Diode 50 wird auch der Steuerschalt­ einrichtung 8 zugeführt, um dieser einen Ladestrom für den Kondensator 23 während der negativen Halbwelle 32 des Ma­ gnetstroms zur Verfügung zu stellen.

Während des negativen Pulses 32 isoliert bzw. trennt der Widerstand 49 in der positiven Leitung 46 von der Primärspule 5 die Eingangsvorspannschaltung 54 des Leistungs- Darlington-Transistors 7 und der Steuerschalteinrichtung 8 von der Oberseite der Primärspule 5.

Die Steuerschalteinrichtung 8 der Ausführungsform nach Fig. 4 entspricht im wesentlichen derjenigen nach Fig. 1. Ein Überbrückungswiderstand 53 ist vorzugsweise parallel zur Ladediode 25 angeordnet. Der Spannungsabfall über den Widerstand 53 ist geringer als der über die Ladediode 25 bei niedriger Motordrehzahl. Der Widerstand 53 reduziert somit den Spannungsabfall bei der Eingriffsdrehzahl für positive Pulse und negative Pulse 32. Es sei hier erwähnt, daß der Widerstand 53 auch parallel über die Diode 25 nach Fig. 1 geschaltet sein kann, wenn die Systemfunktion der Schaltung nach Fig. 1 verbessert werden soll.

Zum besseren Verständnis der Funktionsweise der soeben be­ schriebenen bevorzugten Ausführungsform wird Bezug genommen auf die Ausgangscharakteristik des Zündmagneten, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist. Wie oben bereits erwähnt, ist die Magneteinheit so ausgebildet, daß sie einen relativ langen positiven Puls 33 an die beschriebene Schaltung liefert, wenn der Magnet an der Primärspule vorbeiläuft. Die niedrigere Amplitude des vorlaufenden und des nachlaufenden negativen Pulses 32 bzw. 34 werden auf einander gegenüberlie­ genden Seiten des positiven Pulses 33 erregt, da der Magnet 4 in die Magnetspulenanordnung einläuft und aus dieser wieder ausläuft. Bei niedrigen Drehzahlen ist die von den negativen Pulsen 32 und 34 zur Verfügung gestellte Energie minimal und ändert nichts an der Funktionsweise der Schaltung. Die Schaltung nach Fig. 4 funktioniert aus diesem Grund bei niedrigen Drehzahlen im wesentlichen so, wie die zuvor gezeigten Ausführungsformen.

Die Kollektordiode 45 wird somit beim positiven Puls vor­ gespannt und führt zu einem Spannungsabfall im Kollektorkreis, was im wesentlichen der Funktion des Kollektorwiderstands 10 der zuvor beschriebenen Ausführungsformen entspricht und den Spannungsabfall in der Schaltung vergrößert, so daß dadurch die Systemwirkung bei niedrigen Drehzahlen verbessert wird.

Wie bei den zuvor gezeigten Ausführungsformen bewirkt das Zündsystem eine Zündung, die stark nach Spät bei der niedrigsten Geschwindigkeit gerückt ist, also auf der absteigenden Seite des positiven Spannungspulses 33 liegt. Wenn die Drehzahl anwächst, so wächst der Puls hinsichtlich seiner Amplitude, wie mit der Bezugsziffer 37 in Fig. 2 bezeichnet, wodurch die Aufladung des Kondensators 23 mit der Zeit wächst und der Zündzeitpunkt nach oben wandert, bis er vor der Spitze des positiven Pulses liegt.

Wenn die Drehzahl weiter anwächst, so führen die negativen Pulse 32 und 34 zu einem weiteren Anheben der Amplitude. Die von den negativen Pulsen gelieferte Energie wird also merkbar und groß genug, um die Steuerung zu beeinflussen. Der negative Strompuls wird ebenfalls den Widerständen 12 und 12a der Anschalt-Vorspannschaltung 54 über die Dioden 50, 51 und 52 zugeführt und gelangt damit zum Eingang des Dar­ lington-Leistungstransistors 7. Während der negativen Pulse wird der Ladestrom dem Kondensator 23 ebenfalls in signifikant angehobener Weise zugeführt. Der Kondensator 23 wird nun auf ein Potential aufgeladen, das zur Durchsteuerung des Steuertransistors 17 führt. Der Leistungstransistor 7 wird dann durch den nun leitenden Ausschalttransistor 14 durchgesteuert, und ein Zündpuls wird generiert. Der Zündpuls weist natürlich die entgegengesetzte Polarität auf, wie er durch die positive Halbwelle 33 generiert wird. Während des folgenden positiven Pulses 33 läuft die Zündung bei schneller Ladung des Kondensators 23 wie erwähnt ab. Der Zündzeitpunkt rückt mit der Drehzahl während der Periode der negativen Pulse progressiv vor.

Claims (8)

1. Unterbrecherloses Zündsystem mit elektronischer Verstellung des Zündzeitpunktes für einen Verbrennungsmotor, mit einem Magnetgenerator (3), der ein periodisches Wechselstrom- Ausgangssignal abgibt, umfassend: eine Leistungstransistoreinheit (7), die mit einer Primärspule (5) des Magnetgenerators (3) zusammenwirkt und einer Transistor- Steuerschalteinrichtung (8), die mit der Basis (13) der Leistungstransistoreinheit (7) verbunden ist, und die die Leistungstransistoreinheit (7) an- und abschaltet sowie einen Kondensator (23), welcher vom Wechselstrom-Ausgangssignal aufgeladen wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistor-Steuerschalteinrichtung (8) einen Ausschalttransistor (14) und einen Steuertransistor (17) umfaßt und die Basis (18) des Steuertransistors (17) über einen Widerstand (19) auf einem Verbindungspunkt zwischen zwei Vorspannwiderständen (12, 12a) und dem Kollektor (20) des Ausschalttransistors (14) liegt, wobei die Emitter-Kollektor-Strecke des Steuertransistors (17) mit der Basis (22) des Anschalttransistors (14) und mit einer Reihenschaltung eines Widerstandes (29) und dem Kondensator (23) verbunden ist, wodurch die Transistor-Steuerschalteinrichtung (8) auf die Differenz zwischen dem Signal von den Vorspannwiderständen (12, 12a) und der Ladung im Kondensator (23) vorgespannt ist und wobei der Kollektor (20) des Ausschalttransistors (14) über den Verbindungspunkt zwischen den Vorspannwiderständen (12, 12a) an die Basis (13) der Leistungstransistoreinheit (7) angeschlossen ist, und daß eine Diode (45) oder ein niederohmiger Widerstand (10) in Reihe mit dem Kollektor (9) der Leistungstransistoreinheit (7) und der Spule (5) liegt.

2. Unterbrecherloses Zündsystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Vollwellen-Brückengleichrichter (45, 47, 50 und 51), welche zwischen der Primärspule (5), der Steuerschalteinheit (8) und der Leistungstransistoreinheit (7) derart angeordnet sind, daß die positive und die negative Halbwelle des Wechselstrom- Ausgangssignals des Magnetgenerators (3) dem Kondensator (23) zur Ableitung des Steuersignals für die Steuerschalteinheit (8) zugeführt wird, sowie eine Spannungsabfalleinrichtung (45), die in Reihe mit dem Kollektor (9) der Leistungstransistoreinheit (7) und der Primärspule (5) liegt, wobei die Spannungsabfalleinrichtung eine erste Diode (45) der Vollwellen-Brückengleichrichter ist.

3. Unterbrecherloses Zündsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungstransistoreinheit (7) als Darlington- Transistor, vorzugsweise NPN-Transistor, ausgebildet ist.

4. Unterbrecherloses Zündsystem nach einem der vorangegangenen Ansprüche, gekennzeichnet durch einen einzigen Steuertransistor (40) und einen gemeinsamen Emitterwiderstand (41) des einzigen Steuertransistors (40) und der Leistungstransistoreinheit (7) (Fig. 3).

5. Unterbrecherloses Zündsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Brückengleichrichter eine zweite (Rückführ-)Diode (47) umfaßt, welche den Emitter (11) der Leistungstransistoreinheit (7) und die Primärspule (5) verbindet, um das nachfolgende Pulssignal zu leiten, wobei eine dritte und eine vierte Diode (50, 51) jeweils mit einem Ende an einem der Enden der Primärspule (5) und mit ihren anderen Enden am Kollektor (9) bzw. am Emitter (11) der Leistungstransistoreinheit (7) liegen, um das führende Pulssignal zu leiten; eine Vorspannschaltung, umfassend einen Koppelwiderstand (49), der die erste Diode (45) und die Primärspule (5) mit der Leistungstran­ sistoreinheit (7) zu deren Vorspannung und mit der Transistor- Steuerschalteinrichtung (8) verbindet, um den Kondensator (23) aufzuladen und die Transistor-Steuerschalteinrichtung (8) auf die Differenz zwischen der Kondensatorladespannung und der Vorspannschaltungs- Spannung vorzuspannen; und durch eine fünfte Diode (52), die über dem Koppelwiderstand (49) und dem ersten Diodenelement (45) liegt, um das führende Pulssignal der Transistor-Steuerschalteinrichtung (8) und der Vorspannschaltung (54) zuzuführen.

6. Zündsystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannschaltung weiterhin den Widerstands- Spannungsteiler (12, 12a) umfaßt, der zwischen dem Koppel­ widerstand (49) und der Leistungstransistoreinheit (7) liegt, um diesen in den Durchsteuerbereich vorzuspannen.

7. Zündsystem nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine Ladediode (25) und ein Ladewiderstand (24) in Reihe geschaltet zwischen dem Koppelwiderstand (49) und dem Kondensator (23) liegen, um das führende und das folgende Pulssignal zu leiten, wobei ein Überbrückungswiderstand (53) parallel zur Ladediode (25) geschaltet ist.

8. Zündsystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Magnetgenerator (3) ein Wechselstromsignal in der Primärspule (5) umfassend einen nachfolgenden Strompuls und einen anführenden Strompuls erzeugt, wobei der anführende Strompuls eine etwas niedrigere Amplitude als der nachfolgende Strompuls bei den Betriebsdrehzahlen des Motors aufweist, wobei beide Pulse in Frequenz und Amplitude mit wachsender Drehzahl ansteigen; die zweite Diode (47), den Emitter (11) mit dem anderen Ende der Primärspule (5) verbindet, um so einen gleichgerichteten Stromfluß von der Primärspule (5) durch die Leistungs­ transistoreinheit (7) zu ermöglichen; die dritte Diode (50) den Kollektor (9) mit dem anderen Ende der Zündspule (5) verbindet; die vierte Diode (51) den Emitter (11) mit der positiven Seite der Primärspule (5) verbindet, um einen Stromfluß durch die Primärspule (5) und die dritte Diode (50) durch den Leistungstran­ sistorschalter (7) zu ermöglichen; der Koppelwiderstand (49) zwischen der positiven Seite der Primärspule (5) und einer Eingangsvorspannschaltung (12, 12a) des Leistungstransistorschalters (7) liegt, um ein Durch­ steuersignal dem Leistungstransistorschalter (7) während der nachfolgenden Halbwelle (Puls) des Magnetgeneratoraus­ gangssignals zu liefern; die Diode (52) zwischen dem Kollektor (9) der Leistungstransistoreinheit (7) und der Vorspannschaltung (12, 12a) liegt, um einen Anschaltstrom dem Leistungstransistorschalter (7) während des führenden Pulses des Magnetgenerators zuzuführen; der Transistor-Steuerschalteinrichtung mit der Eingangsvorspann­ schaltung (12, 12a) verbunden und derart ausgebildet ist, daß die Eingangsvorspannschaltung überbrückt wird, um den Stromfluß durch die Leistungstransistoreinheit (7) zu beenden, wobei die Transistor-Steuerschalteinrichtung Mittel umfaßt, welche den Kondensator (23) mit der Eingangsvorspannschaltung verbinden, wobei die Transistor-Steuerschalteinrichtung ein mit dem Kondensator (23) verbundenes erstes Eingangselement (27) und ein zweites Eingangselement (18) umfaßt, das mit der Vorspannschaltung (12, 12a) verbunden ist, wodurch der Anschaltzustand der Transistor- Steuerschalteinrichtung durch die relative Spannung der Vorspannschaltung (12, 12a) und der Spannung am Kondensator (23) bestimmt wird, wodurch die Transistor-Steuer­ schalteinrichtung (8) in Durchsteuerrichtung vorgespannt wird und ein Ausschalten der Leistungstransistoreinheit (7) unter Erzeugung eines Zündpulssignals bewirkt, wobei das Zündpulssignal während einer Periode entsteht, während derer der Primärspulenstrom nach Erreichen seines Spitzenwertes beim Starten und bei niedrigen Drehzahlen absinkt und wobei dieser Zeitpunkt unter gleichzeitiger Verschiebung des Zündzeitpunktes in Richtung Früh pro­ gressiv während des Startdrehzahlbereiches vorrückt und einen maximalen Früh-Zündzeitpunkt festlegt, der vor dem Spitzenstromwert liegt.