JP3168095B2 - 誘導加熱用インバータの自動周波数制御回路 - Google Patents
誘導加熱用インバータの自動周波数制御回路Info
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- JP3168095B2 JP3168095B2 JP06817193A JP6817193A JP3168095B2 JP 3168095 B2 JP3168095 B2 JP 3168095B2 JP 06817193 A JP06817193 A JP 06817193A JP 6817193 A JP6817193 A JP 6817193A JP 3168095 B2 JP3168095 B2 JP 3168095B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導加熱用インバータ
の自動周波数制御回路に関する。
の自動周波数制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は誘導加熱用インバータ（誘導加熱
用高周波電源）の従来構成例を示すブロック図である。
誘導加熱用インバータは、順変換部と逆変換部に分かれ
る。順変換部は、商用交流電源を整流器により直流に変
換する部分である。これに対し、逆変換部は直流をスイ
ッチによりオンオフして負荷に高周波電圧を印加する部
分である。
用高周波電源）の従来構成例を示すブロック図である。
誘導加熱用インバータは、順変換部と逆変換部に分かれ
る。順変換部は、商用交流電源を整流器により直流に変
換する部分である。これに対し、逆変換部は直流をスイ
ッチによりオンオフして負荷に高周波電圧を印加する部
分である。
【０００３】順変換部において、１は商用交流を直流に
変換するための整流器である。該整流器１としては、例
えばサイリスタが用いられ、サイリスタの点弧角制御に
より、所定の直流電圧が得られる。２は該整流器１を制
御する他、回路の保護等を行なう順変換制御・保護回路
である。Ｌ０はリアクトル、Ｃ０はコンデンサである。
リアクトルＬ０とコンデンサＣ０とで平滑回路を構成し
ている。
変換するための整流器である。該整流器１としては、例
えばサイリスタが用いられ、サイリスタの点弧角制御に
より、所定の直流電圧が得られる。２は該整流器１を制
御する他、回路の保護等を行なう順変換制御・保護回路
である。Ｌ０はリアクトル、Ｃ０はコンデンサである。
リアクトルＬ０とコンデンサＣ０とで平滑回路を構成し
ている。
【０００４】逆変換部において、１１は負荷であり、コ
イルＬと抵抗Ｒの直列回路として表れさる。この負荷１
１としては、例えば数ターンのコイルが用いられ、その
内部に誘導加熱される目的物が配置される。Ｑ１からＱ
４は負荷１１に高周波電流を流すスイッチング素子であ
る。これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と並列に接続さ
れたダイオードＤ１〜Ｄ４は逆阻止ダイオードである。
イルＬと抵抗Ｒの直列回路として表れさる。この負荷１
１としては、例えば数ターンのコイルが用いられ、その
内部に誘導加熱される目的物が配置される。Ｑ１からＱ
４は負荷１１に高周波電流を流すスイッチング素子であ
る。これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と並列に接続さ
れたダイオードＤ１〜Ｄ４は逆阻止ダイオードである。
【０００５】スイッチング素子Ｑ１とＱ３とは共通接続
され、Ｑ２とＱ４も共通接続される。そして、負荷１１
はＱ１とＱ３の共通接続点ＡとＱ２とＱ４の共通接続点
Ｂ間に接続される。Ｃは負荷１１と直列接続されるコン
デンサである。１２は負荷１１に流れる電流を検出する
電流検出器である。該電流検出器１１としては、例えば
ＣＴ（電流トランス）が用いられる。
され、Ｑ２とＱ４も共通接続される。そして、負荷１１
はＱ１とＱ３の共通接続点ＡとＱ２とＱ４の共通接続点
Ｂ間に接続される。Ｃは負荷１１と直列接続されるコン
デンサである。１２は負荷１１に流れる電流を検出する
電流検出器である。該電流検出器１１としては、例えば
ＣＴ（電流トランス）が用いられる。
【０００６】１３は電流検出器１２の出力を受けて、ス
イッチング周波数の決定を行なう自動周波数制御回路、
１４は該自動周波数制御回路１３の出力を受けてスイッ
チング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフ制御を行なうスイッチ
ング素子駆動回路である。このように構成された装置の
動作を説明すれば、以下のとおりである。
イッチング周波数の決定を行なう自動周波数制御回路、
１４は該自動周波数制御回路１３の出力を受けてスイッ
チング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフ制御を行なうスイッチ
ング素子駆動回路である。このように構成された装置の
動作を説明すれば、以下のとおりである。
【０００７】順変換制御・保護回路２は、整流器１を制
御して商用交流電源を直流に変換する。変換された直流
（脈流）は、続くリアクトルＬ０とコンデンサＣ０によ
る平滑回路に入って平坦な直流になる。この直流は、続
く逆変換部で高周波スイッチングされ、負荷１１を駆動
する。
御して商用交流電源を直流に変換する。変換された直流
（脈流）は、続くリアクトルＬ０とコンデンサＣ０によ
る平滑回路に入って平坦な直流になる。この直流は、続
く逆変換部で高周波スイッチングされ、負荷１１を駆動
する。
【０００８】スイッチング素子駆動回路１４は、自動周
波数制御回路１３から与えられる制御信号に従ってスイ
ッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動する。その駆動は、Ｑ１
とＱＱ４，Ｑ２とＱ３とがペアで動作するように駆動さ
れる。例えば、Ｑ１とＱ４がオンの時には、Ｑ２とＱ３
はオフとなり、逆にＱ２とＱ３がオンの時には、Ｑ１と
Ｑ４がオフとなる。
波数制御回路１３から与えられる制御信号に従ってスイ
ッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動する。その駆動は、Ｑ１
とＱＱ４，Ｑ２とＱ３とがペアで動作するように駆動さ
れる。例えば、Ｑ１とＱ４がオンの時には、Ｑ２とＱ３
はオフとなり、逆にＱ２とＱ３がオンの時には、Ｑ１と
Ｑ４がオフとなる。
【０００９】図５は誘導加熱用インバータの電圧電流波
形例を示す図である。ｅは図４のＡ点とＢ点間の電圧波
形、ｉはＡ点とＢ点間に流れる電流波形である。Ｔは動
作周期である。通常は、電圧ｅと電流ｉは位相がθだけ
ずれる。ここで、θ＞０の場合は誘導性動作、θ＝０近
傍の場合は共振点近傍動作、θ＜０の場合は容量性動作
となる。
形例を示す図である。ｅは図４のＡ点とＢ点間の電圧波
形、ｉはＡ点とＢ点間に流れる電流波形である。Ｔは動
作周期である。通常は、電圧ｅと電流ｉは位相がθだけ
ずれる。ここで、θ＞０の場合は誘導性動作、θ＝０近
傍の場合は共振点近傍動作、θ＜０の場合は容量性動作
となる。
【００１０】ここで、ｃｏｓθを移相率と呼ぶ。図４に
おいて、誘導加熱時には、負荷１１のＬとＲは変化す
る。これに対して、自動周波数制御回路１３は、電流検
出器１２の出力を受けて、ｃｏｓθが一定となるように
周期Ｔ（又は周波数）を変化させる。θとしては、通
常、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデッドショートを防
ぐために、共振点近傍の誘導性動作点（θが０に近い正
の値）で動作させることが行われている。
おいて、誘導加熱時には、負荷１１のＬとＲは変化す
る。これに対して、自動周波数制御回路１３は、電流検
出器１２の出力を受けて、ｃｏｓθが一定となるように
周期Ｔ（又は周波数）を変化させる。θとしては、通
常、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデッドショートを防
ぐために、共振点近傍の誘導性動作点（θが０に近い正
の値）で動作させることが行われている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】前述した従来の装置で
は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がスイッチングした場
合、スイッチング時点で種々の雑音（ノイズ）が発生す
る。この結果、電流が電圧に対してどの程度位相がずれ
ているかを正確に検出することができず、安定な周波数
制御を行なうことができないという問題があった。
は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がスイッチングした場
合、スイッチング時点で種々の雑音（ノイズ）が発生す
る。この結果、電流が電圧に対してどの程度位相がずれ
ているかを正確に検出することができず、安定な周波数
制御を行なうことができないという問題があった。
【００１２】本発明は、このような課題に鑑みてなされ
たものであって、スイッチング時のノイズを回避し、安
定に動作する実用的な誘導加熱用インバータの自動周波
数制御回路を提供することを目的としている。
たものであって、スイッチング時のノイズを回避し、安
定に動作する実用的な誘導加熱用インバータの自動周波
数制御回路を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】前記した課題を解決する
本発明は、スイッチング素子により直流電圧をオンオフ
制御し、負荷に電流を流すようにした誘導加熱用インバ
ータにおいて、前記負荷に流れる電流を検出する電流検
出器の出力を受け、予め設定されている電流の電圧に対
する位相角θが常に一定となるような周波数で前記スイ
ッチング素子がスイッチングされるように成した自動周
波数制御回路であって、前記電流検出器の出力の位相を
θf だけ遅らせるフィルタ、該フィルタの出力が零の時
点を検出する零クロス検出器、スイッチング信号を、ス
イッチング素子の遅れ分Ｔｄ（off ）と、前記フィルタ
を該フィルタの周波数・位相特性の直線部分で使用する
ための該直線部分の傾きａに対応した遅れ分Ｔｄ’の合
計分遅らせる遅延回路、前記零クロス検出器の出力と前
記遅延回路の出力から周波数に依存しない位相信号θs
を出力する信号発生器、前記位相信号θsに含まれるオ
フセット成分ｂを零にする初期動作設定調整器を備えて
おり、前記オフセット成分ｂを零にした位相信号θが常
に一定となるような周波数で前記スイッチング素子がス
イッチングされるように成したことを特徴としている。
本発明は、スイッチング素子により直流電圧をオンオフ
制御し、負荷に電流を流すようにした誘導加熱用インバ
ータにおいて、前記負荷に流れる電流を検出する電流検
出器の出力を受け、予め設定されている電流の電圧に対
する位相角θが常に一定となるような周波数で前記スイ
ッチング素子がスイッチングされるように成した自動周
波数制御回路であって、前記電流検出器の出力の位相を
θf だけ遅らせるフィルタ、該フィルタの出力が零の時
点を検出する零クロス検出器、スイッチング信号を、ス
イッチング素子の遅れ分Ｔｄ（off ）と、前記フィルタ
を該フィルタの周波数・位相特性の直線部分で使用する
ための該直線部分の傾きａに対応した遅れ分Ｔｄ’の合
計分遅らせる遅延回路、前記零クロス検出器の出力と前
記遅延回路の出力から周波数に依存しない位相信号θs
を出力する信号発生器、前記位相信号θsに含まれるオ
フセット成分ｂを零にする初期動作設定調整器を備えて
おり、前記オフセット成分ｂを零にした位相信号θが常
に一定となるような周波数で前記スイッチング素子がス
イッチングされるように成したことを特徴としている。
【００１４】
【作用】電流波形を検出するのに、フィルタ（濾波器）
でθf だけ遅らせる。このθfは周波数に依存する値で
ある。一方、スイッチング素子オフ信号を遅延回路によ
り一定時間Ｔｄ（＝Ｔｄ（off ）＋Ｔｄ’）だけ遅ら
せ、前記フィルタ出力と遅延回路の出力とを処理して、
信号発生器の出力にθf が含まれないようにする。この
結果、動作周波数に関係なく、常に設定した位相θで自
動周波数制御を行えるようになる。
でθf だけ遅らせる。このθfは周波数に依存する値で
ある。一方、スイッチング素子オフ信号を遅延回路によ
り一定時間Ｔｄ（＝Ｔｄ（off ）＋Ｔｄ’）だけ遅ら
せ、前記フィルタ出力と遅延回路の出力とを処理して、
信号発生器の出力にθf が含まれないようにする。この
結果、動作周波数に関係なく、常に設定した位相θで自
動周波数制御を行えるようになる。
【００１５】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。図１は本発明の一実施例を示す構成ブロッ
ク図で、自動周波数制御回路１３（図４参照）の構成を
示している。図４と同一のものは、同一の符号を付して
示す。図において、１２は負荷１１に流れる電流を検出
する検出器（図４参照）、２０は該電流検出器１２で検
出された電流波形をθf だけ遅らせるためのフィルタで
ある。該フィルタ２０は、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１と
で構成されたローパスフィルタである。
に説明する。図１は本発明の一実施例を示す構成ブロッ
ク図で、自動周波数制御回路１３（図４参照）の構成を
示している。図４と同一のものは、同一の符号を付して
示す。図において、１２は負荷１１に流れる電流を検出
する検出器（図４参照）、２０は該電流検出器１２で検
出された電流波形をθf だけ遅らせるためのフィルタで
ある。該フィルタ２０は、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１と
で構成されたローパスフィルタである。
【００１６】２１は該フィルタ２０の出力を受けて、電
流波形が零を通過する点を検出する零クロス検出器であ
る。２２はスイッチング素子オフ信号を受けて、所定の
時間Ｔｄだけ遅らせる遅延回路である。２３は零クロス
検出器２１及び遅延回路２２の出力を受けて、周波数に
依存しない位相信号θs を出力する信号発生器である。
流波形が零を通過する点を検出する零クロス検出器であ
る。２２はスイッチング素子オフ信号を受けて、所定の
時間Ｔｄだけ遅らせる遅延回路である。２３は零クロス
検出器２１及び遅延回路２２の出力を受けて、周波数に
依存しない位相信号θs を出力する信号発生器である。
【００１７】２４は信号発生器２３の出力（図に示すよ
うなパルス状波形）を受けて、平均電圧に変換する第１
増幅器である。該第１増幅器２４としては、図に示すよ
うな積分器が用いられる。２５は該第１増幅器２４に接
続され、初期動作設定用の電圧を与える初期動作設定調
整器である。該初期動作設定調整器２５は、可変抵抗器
でできており、その両端には電圧＋Ｖと−Ｖが接続され
ている。
うなパルス状波形）を受けて、平均電圧に変換する第１
増幅器である。該第１増幅器２４としては、図に示すよ
うな積分器が用いられる。２５は該第１増幅器２４に接
続され、初期動作設定用の電圧を与える初期動作設定調
整器である。該初期動作設定調整器２５は、可変抵抗器
でできており、その両端には電圧＋Ｖと−Ｖが接続され
ている。
【００１８】２６は自動周波数制御のフィードバックル
ープをオンにするかオフにするかを決定するスイッチ、
２７は該スイッチ２６と接続される第２増幅器、２８は
スイッチ２６オフ時に、手動で位相信号θを設定するた
めの手動周波数設定器である。該手動周波数設定器２８
は可変抵抗器でできており、その両端には電圧＋Ｖ，−
Ｖが印加されている。そして、この手動周波数設定器２
８の出力は、第２増幅器２７に接続される。
ープをオンにするかオフにするかを決定するスイッチ、
２７は該スイッチ２６と接続される第２増幅器、２８は
スイッチ２６オフ時に、手動で位相信号θを設定するた
めの手動周波数設定器である。該手動周波数設定器２８
は可変抵抗器でできており、その両端には電圧＋Ｖ，−
Ｖが印加されている。そして、この手動周波数設定器２
８の出力は、第２増幅器２７に接続される。
【００１９】２９は第２増幅器２７の出力を受けて、入
力電圧信号を周波数信号に変換するＶ／Ｆ変換回路、３
０は該Ｖ／Ｆ変換回路２９の出力を受けて、電流の電圧
に対する位相が常に一定の位相となるようなスイッチン
グ素子の駆動信号を発生するスイッチング素子駆動回路
である。該スイッチング素子駆動回路３０の出力はスイ
ッチング素子Ｑ１〜Ｑ４（図４参照）に与えられる。本
発明のポイントは、自動周波数制御回路１３に、フィル
タ２０，遅延回路２２及び初期動作設定調整器２５を設
けたことを特徴としている。このように構成された回路
の動作を、図２のタイミングチャートを参照しつつ説明
すれば、以下のとおりである。
力電圧信号を周波数信号に変換するＶ／Ｆ変換回路、３
０は該Ｖ／Ｆ変換回路２９の出力を受けて、電流の電圧
に対する位相が常に一定の位相となるようなスイッチン
グ素子の駆動信号を発生するスイッチング素子駆動回路
である。該スイッチング素子駆動回路３０の出力はスイ
ッチング素子Ｑ１〜Ｑ４（図４参照）に与えられる。本
発明のポイントは、自動周波数制御回路１３に、フィル
タ２０，遅延回路２２及び初期動作設定調整器２５を設
けたことを特徴としている。このように構成された回路
の動作を、図２のタイミングチャートを参照しつつ説明
すれば、以下のとおりである。
【００２０】図２において、（ａ）は出力電圧波形ｅ
を、（ｂ）は出力電流波形ｉを、（ｃ）は零クロス検出
器２１の出力波形を、（ｄ）はスイッチング素子オフ信
号波形を、（ｅ）は遅延回路２２の出力波形を、（ｆ）
は信号発生器２３の出力波形を、（ｇ）は雑音発生領域
をそれぞれ示している。
を、（ｂ）は出力電流波形ｉを、（ｃ）は零クロス検出
器２１の出力波形を、（ｄ）はスイッチング素子オフ信
号波形を、（ｅ）は遅延回路２２の出力波形を、（ｆ）
は信号発生器２３の出力波形を、（ｇ）は雑音発生領域
をそれぞれ示している。
【００２１】図１に示す回路は、電流検出器１２で零電
流クロス点を、スイッチング素子オフ信号で移相率ｃｏ
ｓθの位相角θを検出するものである。また、インバー
タの動作点は、共振点近傍の誘導性であるものとする。
流クロス点を、スイッチング素子オフ信号で移相率ｃｏ
ｓθの位相角θを検出するものである。また、インバー
タの動作点は、共振点近傍の誘導性であるものとする。
【００２２】スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、スイッチ
ング素子オフ信号からＴｄ（off ）だけ遅れて動作し、
このスイッチング素子のオフ時には、（ｇ）に示すよう
にスイッチング雑音（ノイズ）が発生する（図では雑音
領域を拡大して示してある）。従って、このノイズ発生
領域で電流の零クロスを検出すると、誤動作することは
明らかである。このため、この雑音領域で信号処理する
ことは避けるようにする。
ング素子オフ信号からＴｄ（off ）だけ遅れて動作し、
このスイッチング素子のオフ時には、（ｇ）に示すよう
にスイッチング雑音（ノイズ）が発生する（図では雑音
領域を拡大して示してある）。従って、このノイズ発生
領域で電流の零クロスを検出すると、誤動作することは
明らかである。このため、この雑音領域で信号処理する
ことは避けるようにする。
【００２３】また、出力電流ｉにも高周波歪成分、零電
流近辺での電流波形の乱れ等に対して波形整形すること
が信号処理の観点より要求される。そこで、以上の２つ
の理由により電流検出器１２で検出された電流信号ｉを
フィルタ２０に入れて、θfだけ遅らせるようにする。
（ｂ）において、ｉが元の電流波形、ｉf がθf だけ遅
らされた電流波形である。ここで、θf は明らかに周波
数ｆの関数である。
流近辺での電流波形の乱れ等に対して波形整形すること
が信号処理の観点より要求される。そこで、以上の２つ
の理由により電流検出器１２で検出された電流信号ｉを
フィルタ２０に入れて、θfだけ遅らせるようにする。
（ｂ）において、ｉが元の電流波形、ｉf がθf だけ遅
らされた電流波形である。ここで、θf は明らかに周波
数ｆの関数である。
【００２４】一方、スイッチング素子オフ信号は、
（ｄ）に示すようなタイミングで発生する。そして、実
際のスイッチング素子ＱのオフはそれよりもＴｄ（off
）後になる。このスイッチング素子オフ信号を遅延回
路２２に入れて、Ｔｄだけ遅らせる。ここで、前記θf
は周波数の関数であり、Ｔｄは周波数とは無関係な関数
である。
（ｄ）に示すようなタイミングで発生する。そして、実
際のスイッチング素子ＱのオフはそれよりもＴｄ（off
）後になる。このスイッチング素子オフ信号を遅延回
路２２に入れて、Ｔｄだけ遅らせる。ここで、前記θf
は周波数の関数であり、Ｔｄは周波数とは無関係な関数
である。
【００２５】一般に、誘導加熱時における自動周波数制
御範囲は、
御範囲は、
【００２６】
【数１】
【００２７】であれば十分であると考えられている。こ
こでｆmax は最大周波数、ｆmin は最小周波数である。
図２から明らかなように、次式が成立する。 Ｔｄ＝Ｔｄ（off ）＋Ｔｄ’ （１） また、Ｔｄ’を角度で表せばＴｄ’×３６０／Ｔとな
る。ここで、Ｔはスイッチング周期である。図２より位
相角について次式が成立する。
こでｆmax は最大周波数、ｆmin は最小周波数である。
図２から明らかなように、次式が成立する。 Ｔｄ＝Ｔｄ（off ）＋Ｔｄ’ （１） また、Ｔｄ’を角度で表せばＴｄ’×３６０／Ｔとな
る。ここで、Ｔはスイッチング周期である。図２より位
相角について次式が成立する。
【００２８】 θ＋θf ＝（Ｔｄ’×３６０／Ｔ）＋θs （２） ここで、θは電流ｉの電圧ｅに対する位相角、θf は電
流ｉのフィルタ２０による遅れ角、θs は信号発生器２
３の出力である。前記（２）式をθs について解くと次
式のようになる。
流ｉのフィルタ２０による遅れ角、θs は信号発生器２
３の出力である。前記（２）式をθs について解くと次
式のようになる。
【００２９】 θs ＝θ＋θf −（Ｔｄ’×３６０／Ｔ） （３） ここで、１／Ｔを周波数ｆで表すと、（３）式は次式の
ようになる。 θs ＝θ＋θf −Ｔｄ’×ｆ×３６０ （４） 次に、（４）式のθf を１次関数の形で表すことを考え
てみる。図３は位相角θf の周波数特性を示す図であ
る。この図は、とりもなおさず図１のフィルタ２０の位
相特性を示す図である。図は、フィルタ２０を構成する
抵抗Ｒ１が２２０Ω、コンデンサＣ１が４７０００ｐＦ
であるものとした場合の特性である。横軸は周波数ｆ、
縦軸は位相遅れ角θf である。
ようになる。 θs ＝θ＋θf −Ｔｄ’×ｆ×３６０ （４） 次に、（４）式のθf を１次関数の形で表すことを考え
てみる。図３は位相角θf の周波数特性を示す図であ
る。この図は、とりもなおさず図１のフィルタ２０の位
相特性を示す図である。図は、フィルタ２０を構成する
抵抗Ｒ１が２２０Ω、コンデンサＣ１が４７０００ｐＦ
であるものとした場合の特性である。横軸は周波数ｆ、
縦軸は位相遅れ角θf である。
【００３０】実際の使用周波数領域である４０ＫＨｚか
ら５０ＫＨｚの範囲でみると、位相遅れ角θf は１次式
で近似することができる。そこで、θf を次式で表わ
す。 θf （ｆ）＝ａｆ＋ｂ （５） ここで、ａは比例定数、ｂは初期値である。（５）式を
（４）式に代入すると、 θs ＝θ＋ａｆ＋ｂ−Ｔｄ’×ｆ×３６０ ＝θ＋（ａ−Ｔｄ’×３６０）ｆ＋ｂ （６） となる。信号発生器２３の出力θs が周波数に関係のな
いものとなるためには、周波数成分を含む項（ａ−Ｔ
ｄ’×３６０）が０になる必要がある。このために、 ａ＝Ｔｄ’×３６０ （７） を満足するようにＴｄ’を設定する。この結果、（６）
式は簡略化され、 θs ＝θ＋ｂ （８） となる。
ら５０ＫＨｚの範囲でみると、位相遅れ角θf は１次式
で近似することができる。そこで、θf を次式で表わ
す。 θf （ｆ）＝ａｆ＋ｂ （５） ここで、ａは比例定数、ｂは初期値である。（５）式を
（４）式に代入すると、 θs ＝θ＋ａｆ＋ｂ−Ｔｄ’×ｆ×３６０ ＝θ＋（ａ−Ｔｄ’×３６０）ｆ＋ｂ （６） となる。信号発生器２３の出力θs が周波数に関係のな
いものとなるためには、周波数成分を含む項（ａ−Ｔ
ｄ’×３６０）が０になる必要がある。このために、 ａ＝Ｔｄ’×３６０ （７） を満足するようにＴｄ’を設定する。この結果、（６）
式は簡略化され、 θs ＝θ＋ｂ （８） となる。
【００３１】具体的に、図３のＸ（５０ＫＨｚ，７２
゜）とＹ（４０ＫＨｚ，６８゜）間を１次式で表わす
と、（５）式は次のようになる。 θf ＝０．４ｆ＋５０ （９） 比例係数ａは０．４と分かったので、これを（７）式に
入れるとＴｄ’が求まり、Ｔｄ’＝１．１１μＳとな
る。よって、遅延回路２２で設定すべき遅延時間Ｔｄ’
は Ｔｄ＝Ｔｄ（off ）＋１．１１μＳ （１０） にすればよいことが分かる。回路図について説明する。
信号発生器２３を、遅延回路２２からの出力をセット信
号、零クロス検出器２１からの出力をリセット信号とす
るフリップフロップ回路として動作させれば、周波数成
分が除去された出力信号θs が得られることになる。ま
た、ｂ＝５０゜であるから、θs ＝θ＋５０となり、信
号発生器２３からはそのようなパルス信号が得られるこ
とになる。
゜）とＹ（４０ＫＨｚ，６８゜）間を１次式で表わす
と、（５）式は次のようになる。 θf ＝０．４ｆ＋５０ （９） 比例係数ａは０．４と分かったので、これを（７）式に
入れるとＴｄ’が求まり、Ｔｄ’＝１．１１μＳとな
る。よって、遅延回路２２で設定すべき遅延時間Ｔｄ’
は Ｔｄ＝Ｔｄ（off ）＋１．１１μＳ （１０） にすればよいことが分かる。回路図について説明する。
信号発生器２３を、遅延回路２２からの出力をセット信
号、零クロス検出器２１からの出力をリセット信号とす
るフリップフロップ回路として動作させれば、周波数成
分が除去された出力信号θs が得られることになる。ま
た、ｂ＝５０゜であるから、θs ＝θ＋５０となり、信
号発生器２３からはそのようなパルス信号が得られるこ
とになる。
【００３２】このようにして得られたパルス信号θs
は、第１増幅器２４に入って平均化処理がなされる。平
均化された電圧信号は、（θs ／３６０）×Ｅとなる。
ここで、Ｅはパルスの振幅である。ここで、初期動作設
定調整器２５でオフセット成分ｂを除去すれば、第１増
幅器２４の出力ｅはθのみの信号成分となる。ｂ相当分
は、ｂが５０゜であるので、（５０／３６０）×Ｅ＝
０．１３９Ｅとなる。この成分を初期動作設定調整器２
５で設定して第１増幅器２４に与え、この成分を差し引
く方向に設定すれば、第１増幅器２４の出力はθのみと
なる。
は、第１増幅器２４に入って平均化処理がなされる。平
均化された電圧信号は、（θs ／３６０）×Ｅとなる。
ここで、Ｅはパルスの振幅である。ここで、初期動作設
定調整器２５でオフセット成分ｂを除去すれば、第１増
幅器２４の出力ｅはθのみの信号成分となる。ｂ相当分
は、ｂが５０゜であるので、（５０／３６０）×Ｅ＝
０．１３９Ｅとなる。この成分を初期動作設定調整器２
５で設定して第１増幅器２４に与え、この成分を差し引
く方向に設定すれば、第１増幅器２４の出力はθのみと
なる。
【００３３】なお、初期動作時には、スイッチ２６をオ
フにして、フィードバックループをオフにしておき、第
２増幅器２７の手動周波数設定器２８により位相信号θ
（例えば５゜）を設定してやる。このθ信号は、制御信
号としてＶ／Ｆ変換回路２９に入り、入力電圧に対応し
た周波数信号が出力される。スイッチング素子駆動回路
３０は、Ｖ／Ｆ変換回路２９の出力を受けて、位相差θ
が得られるように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動
する。
フにして、フィードバックループをオフにしておき、第
２増幅器２７の手動周波数設定器２８により位相信号θ
（例えば５゜）を設定してやる。このθ信号は、制御信
号としてＶ／Ｆ変換回路２９に入り、入力電圧に対応し
た周波数信号が出力される。スイッチング素子駆動回路
３０は、Ｖ／Ｆ変換回路２９の出力を受けて、位相差θ
が得られるように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動
する。
【００３４】また、遅延回路２２には、Ｔｄ（off ）と
Ｔｄ’の値Ｔｄを設定しておき、スイッチングオフ信号
をＴｄ遅らせるようにしておく。この状態で、信号発生
器２３から出力される信号θs ＝θ＋ｂのｂ成分が０に
なるように初期動作設定調整器２５を設定する。次に、
このθ分は、手動周波数設定器２８でθ成分を設定した
時のレベルがあるので、このレベルでθが変化しないよ
うにｅ＝０になるように、第１増幅器２４を調整してお
く。そして、スイッチ２６をオンにすれば、負荷１１が
変動しても、設定したθになるように、自動周波数制御
のフィードバックループが動作することになる。本発明
によれば、位相信号θがスイッチング素子のスイッチン
グ時刻よりもずれた点で与えられるため、スイッチング
雑音の影響を受けない位相信号が得られる。従って、安
定なフィードバック動作が可能となる。
Ｔｄ’の値Ｔｄを設定しておき、スイッチングオフ信号
をＴｄ遅らせるようにしておく。この状態で、信号発生
器２３から出力される信号θs ＝θ＋ｂのｂ成分が０に
なるように初期動作設定調整器２５を設定する。次に、
このθ分は、手動周波数設定器２８でθ成分を設定した
時のレベルがあるので、このレベルでθが変化しないよ
うにｅ＝０になるように、第１増幅器２４を調整してお
く。そして、スイッチ２６をオンにすれば、負荷１１が
変動しても、設定したθになるように、自動周波数制御
のフィードバックループが動作することになる。本発明
によれば、位相信号θがスイッチング素子のスイッチン
グ時刻よりもずれた点で与えられるため、スイッチング
雑音の影響を受けない位相信号が得られる。従って、安
定なフィードバック動作が可能となる。
【００３５】以上説明したように、フィルタ２０，遅延
回路２２及び初期動作設定調整器２５を設けることによ
り、自動周波数制御範囲２０％程度以内であれば、第１
増幅器２４の出力ｅはθのみの信号成分となり、このθ
のみの信号成分よりなるｅをフィードバック信号として
基準電圧信号と比較して、常に移相率ｃｏｓθが一定と
なるような自動周波数制御回路１３が実現される。
回路２２及び初期動作設定調整器２５を設けることによ
り、自動周波数制御範囲２０％程度以内であれば、第１
増幅器２４の出力ｅはθのみの信号成分となり、このθ
のみの信号成分よりなるｅをフィードバック信号として
基準電圧信号と比較して、常に移相率ｃｏｓθが一定と
なるような自動周波数制御回路１３が実現される。
【００３６】図５における電圧信号ｅはゲートオフ信号
（図４のＡ点とＢ点間の信号）として得るのが一番経済
的であるが、トランス等を用いる方法等も考えられる。
また、電流検出器１２にはＣＴ（電流トランス）を用い
る他、コンデンサＣより得る方法もある。
（図４のＡ点とＢ点間の信号）として得るのが一番経済
的であるが、トランス等を用いる方法等も考えられる。
また、電流検出器１２にはＣＴ（電流トランス）を用い
る他、コンデンサＣより得る方法もある。
【００３７】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よればスイッチング時のノイズを回避し、安定に動作す
る実用的な誘導加熱用インバータの自動周波数制御回路
を提供することができる。
よればスイッチング時のノイズを回避し、安定に動作す
る実用的な誘導加熱用インバータの自動周波数制御回路
を提供することができる。
【図１】本発明の一実施例を示す構成ブロック図であ
る。
る。
【図２】各部の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】フィルタの位相特性を示す図である。
【図４】誘導加熱用インバータの従来構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図５】誘導加熱用インバータの電圧電流波形例を示す
図である。
図である。
１２ 電流検出器 ２０ フィルタ ２１ 零クロス検出器 ２２ 遅延回路 ２３ 信号発生器 ２４ 第１増幅器 ２５ 初期動作設定調整器 ２６ スイッチ ２７ 第２増幅器 ２８ 手動周波数設定器 ２９ Ｖ／Ｆ変換回路 ３０ スイッチング素子駆動回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 H05B 6/02 - 6/44
Claims (1)
- 【請求項１】 スイッチング素子により直流電圧をオン
オフ制御し、負荷に電流を流すようにした誘導加熱用イ
ンバータにおいて、前記負荷に流れる電流を検出する電
流検出器の出力を受け、予め設定されている電流の電圧
に対する位相角θが常に一定となるような周波数で前記
スイッチング素子がスイッチングされるように成した自
動周波数制御回路であって、 前記電流検出器の出力の位相をθf だけ遅らせるフィル
タ、 該フィルタの出力が零の時点を検出する零クロス検出
器、 スイッチング信号を、スイッチング素子の遅れ分Ｔｄ
（off ）と、前記フィルタを該フィルタの周波数・位相
特性の直線部分で使用するための該直線部分の傾きａに
対応した遅れ分Ｔｄ’の合計分遅らせる遅延回路、 前記零クロス検出器の出力と前記遅延回路の出力から周
波数に依存しない位相信号θs を出力する信号発生器、 前記位相信号θsに含まれるオフセット成分ｂを零にす
る初期動作設定調整器を備えており、 前記オフセット成分ｂを零にした位相信号θが常に一定
となるような周波数で前記スイッチング素子がスイッチ
ングされるように成した 誘導加熱用インバータの自動周
波数制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06817193A JP3168095B2 (ja) | 1993-03-26 | 1993-03-26 | 誘導加熱用インバータの自動周波数制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06817193A JP3168095B2 (ja) | 1993-03-26 | 1993-03-26 | 誘導加熱用インバータの自動周波数制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06284735A JPH06284735A (ja) | 1994-10-07 |
| JP3168095B2 true JP3168095B2 (ja) | 2001-05-21 |
Family
ID=13366063
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06817193A Expired - Fee Related JP3168095B2 (ja) | 1993-03-26 | 1993-03-26 | 誘導加熱用インバータの自動周波数制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3168095B2 (ja) |
-
1993
- 1993-03-26 JP JP06817193A patent/JP3168095B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06284735A (ja) | 1994-10-07 |
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