JP2001095254A - 制御回路を有する直列共振変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、変換器の出力電圧を制御する制御
回路を有する直列共振変換器に関する。 【解決手段】 本発明では、変換器の挙動を改善するた
めに、対応する変換器の出力電圧（ｕ_ｏｕｔ（ｔ））に
依存する第１の実際値（Ｕ_ｏｕｔ）を処理し、変換器
（１）の直列共振回路素子（Ｃ、Ｌ、Ｒ）を通じて流れ
る対応する電流（ｉ _ｒｅｓ（ｔ））に依存する第２の実
際値を処理するために制御回路（８）が設けられ、この
制御回路（８）は、変換器の直列共振回路に供給される
パルス幅変調された電圧（ｕ_ｐｗｍ（ｔ））の走査比を
決定する補正変数（ｕ）を供給するために設けられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、制御回路を有し、
この制御回路によって出力電圧が制御される直列共振変
換器に関する。

【０００２】このような変換器は、例えば、Ｘ線装置の
ための高電圧発生器において使用される。

【０００３】このような変換器中には、通常、出力電圧
を安定した状態において一定値で維持するために出力電
圧を制御する制御回路を含む。しかしながら、基本的に
変換器の始動の挙動が問題である。例えば、始動段階に
おける可能な最短の立上がり時間と可能な最小のオーバ
ーシュートとが変換器の安定した状態に速く到達するた
めに望ましい。Ｘ線装置において使用されるとき、安定
した状態に最も速く到達する方法が、対応する患者に対
してる有害の望ましくない放射線量を回避する。

【０００４】

【従来の技術】米国特許第５，１０７，４１２号より、
Ｘ線装置のための高電圧発生器において使用され、所望
の始動の挙動にまだ達しない直列共振変換器が公知であ
る。変換器は、サイリスタを有する全波ブリッジを含
む。電流検出器は、電流の零交差を検出するために設け
られ、この電流は共振回路素子を通じて流れ、全波ブリ
ッジによって運搬される。点弧パルス発生器は、電流検
出器によって検出された零交差に依存してサイリスタを
点弧するために点弧パルスを発生する。これまで導伝す
る別のサイリスタを通じて流れる電流が零に落とされ、
更に、いわゆる回復時間が経過するまで、サイリスタが
点弧されないようサイリスタは制御される。零交差信号
は、逆方向に流れる対応する電流が閾値（ｉ_ｓ）以下に
落ち、つまり、この値を超えるまで発生されない。変換
器がサイリスタの逆方向における非常に少量の電流とも
動作することを確実にするために、従って、このような
閾値が達しないとき、通常の動作において生じる零交差
信号が点弧パルス後の特定の期間内に発生されないと
き、補助の零交差信号を発生することが提案される。更
に、説明した直列共振変換器は、変換器の出力電圧を制
御するコントローラを有し、このコントローラは、変換
器によって導かれる高電圧の実際値を基準値（公称値）
と比較し、大きさが変換器によって生成された実際の高
電圧と基準値との差によって決定されるコントローラの
出力信号をここでは説明しない方法で導く。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、改善された
始動の挙動を有する直列共振変換器を提供することを目
的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的は、対応する変
換器の出力電圧に依存する第１の実際値を処理し、変換
器の直列共振回路素子を通じて流れる対応する電流に依
存する第２の実際値を処理するために制御回路が設けら
れ、この制御回路は、変換器の直列共振回路に供給され
たパルス幅変調された電圧の走査比を決定する補正変数
を供給するために設けられることによって達成される。

【０００７】本発明による変換器は、追加的に処理され
た第２の実際値を介して変換器の始動段階におけるダイ
ナミック挙動を実現し、この挙動は、従来の変換器の挙
動、より特定的にはより短い立上がり時間、減少された
オーバーシュートのピーク、より短い整定時間、及び、
変換器素子の公差に対するより大きいエラー強さにおい
て改善される。従来の直列共振変換器は、差が出力電圧
の実際値と出力電圧の公称値との間で形成されるコント
ローラのみを有する。慣例上、アナログＰＩコントロー
ラである通常使用されるアナログコントローラは、この
差に依存して補正変数を形成するために使用される。

【０００８】本発明の実施例では、ディジタル制御回路
は、状態空間制御を含む。これは、変換器の制御回路を
変更されたフレーム状態に僅かな支出で適合することを
可能にし、これは、ディジタル信号プロセッサが使用さ
れるときソフトウェア変更を介して行なわれてもよい。

【０００９】第２の実際値は、変換器の直列共振回路素
子を通じて流れる電流のピークにおける電流の走査値を
表わすことが好ましい。より特定的には、決定された値
から第２の実際値を形成するのに使用される走査値を形
成するよう変換器の直列共振回路素子を通じて流れる電
流の積分がなされる。

【００１０】ディジタル制御回路のための根本的な実施
例では、補正変数を形成するために、係数及び第１の実
際値の第１の積と、第２の係数及び第２の実際値の第２
の積が第１の実際値と供給されるべきＤＣ出力電圧を表
わす公称値との差から得られる値から減算される。

【００１１】ディジタル制御回路の実施例の変形例で
は、補正変数を形成するために、縦続コントローラ構成
が設けられ、より特定的には、外部制御ループでは、第
１の係数及び第１の実際値の第１の積と、第２の係数及
び第２の実際値の第２の積とが夫々第１の実際値と供給
されるべきＤＣ出力電圧を表わす公称値との差から減算
され、内部制御ループでは、外部制御ループによって発
生された差の値が制限関数に基づいて処理された後、第
３の係数及び第１の実際値の第３の積と、第４の係数及
び第２の実際値の第４の積とが夫々制限関数に基づいて
処理された値から減算される。

【００１２】追加の内部制御ループを用いて、変換器の
共振回路素子を通じて流れる電流を制限することが実現
される。

【００１３】変換器の出力において小さい負荷が存在す
る場合、変換器のコントローラが純粋な線形のコントロ
ーラ構成に基づいた実施例を用いてはもはや充分に変換
され得ないため、外部制御ループ中の第２の実際値を非
線形関数に基づいて第２の積の代わりに使用される値に
変換することを提案する。より特定的には、多くの適用
法では、小さい負荷を含む通常の動作の場合に異なる値
を有する簡単な比例係数も近似として使用される部分的
に線形関数である非線型変換を使用することが十分であ
る。

【００１４】本発明の更なる実施例では、第１の実際値
と供給されるべきＤＣ出力電圧を表わす公称値との差が
加算される一方で、従って形成される加算値は更なる係
数で重み付けされる。このようにして固定制御偏差が打
ち消される。

【００１５】

【発明の実施の形態】本発明の実施例は、添付図面を参
照して更に説明される。

【００１６】図１に示す直列共振変換器１は、その入力
側に、通常ＡＣ主電圧である入力電圧ｕ_ｉｎ（ｔ）が供
給される。この電圧は、整流装置２に印加される。整流
装置２から来る整流された電圧は、平滑コンデンサＣ_ｇ
を用いて平滑化される。コンデンサＣ_ｇ上の平滑化され
た電圧Ｕｚは、４つの回路素子３、４、５、及び、６を
含む全波ブリッジ回路７に印加され、このブリッジ回路
は、回路素子３乃至６を制御回路８によって発生された
制御信号ａ、ｂ、ｃ、及び、ｄを介して適切に駆動する
ことでパルス幅変調されたされた電圧ｕ_ｐｗｍ（ｔ）を
生成する。通常、フリーホイールダイオードが各切換器
と並列に接続される。制御信号ａ、ｂ、ｃ、及び、ｄを
用いて、制御回路８はパルス幅変調された電圧ｕ_ｐｗｍ
（ｔ）の走査比を補正変数として定義する。この電圧ｕ
_ｐｗｍ（ｔ）は、直列配置された共振回路素子としてコ
ンデンサＣと、インダクタＬと、抵抗器Ｒとを含む直列
共振回路に印加される。この場合、インダクタＬは、別
のコンポーネントではないが、電流ｉ_ｒｅｓ（ｔ）が直
列共振回路素子Ｃ、Ｌ、及び、Ｒを通じて一次巻線を流
れる変圧器９の第１の側の漂遊インダクタンスである。
変圧器９の第２の側上に存在する増加された電圧は、更
なる整流装置１０に印加される。この更なる整流装置１
０の出力は、平滑コンデンサＣ_ｇに接続され、この平滑
コンデンサＣｇから変換器の出力電圧ｕ_ｏｕｔ（ｔ）が
分岐される。この電圧は、例えば、Ｘ線管のための高電
圧として使用されてもよい。

【００１７】ここではディジタル制御回路として包含さ
れる制御回路８は、実際値に対して２つの測定変数を処
理する。一方で、出力電圧ｕ_ｏｕｔ（ｔ）は測定され、
他方で電流ｉ_ｒｅｓ（ｔ）が測定される。得られた電圧
信号、即ち、コンデンサＣ上にあり制御回路８に印加さ
れる電圧ｕ_Ｃ（ｔ）、が電流ｉ_ｒｅｓ（ｔ）から積分
（回路ブロック１２）を介して形成される。このため
に、理想的でない積分器、例えば、低域通過フィルタを
使用することも可能である。制御回路８は、ディジタル
信号プロセッサによって実現されることが好ましく、こ
こで使用される走査振動数は電圧ｕ_ｐｗｍ（ｔ）がパル
ス幅変調される振動数の２倍に対応する。しかしなが
ら、他の走査振動数、例えば、パルス幅変調された振動
数自体、その値の半分、又は、この振動数値の２／３と
いった振動数も使用され得る。

【００１８】図２は、パルス幅変調された電圧ｕ_ｐｗｍ
（ｔ）の基本的なパターンを示す図である。パルス幅変
調の固定された周期の持続時間はＴ_ｐｗｍと参照され
る。固定された周期の持続時間Ｔ_ｐｗｍが選択されると
き、切換振動数ｆ_ｐｗｍ＝１／Ｔ_ｐｗｍも一定であり、
その値はインダクタンスＬ及びキャパシタンスＣから得
られる共振振動数に設定される。従って、発生される電
流ｉ_ｒｅｓ（ｔ）は、大きい負荷電流に対して略正弦で
あり、パルス幅変調された電圧ｕ_ｐｗｍ（ｔ）と位相が
同じである。図示する期間の第１の半分では、長さがａ
_ｋであり高さが正の方にｕ_ｚである方形波パルスがあ
り、このパルスは走査の瞬間ｋ（図３参照）に割当てら
れる。期間の第１の半分の残りでは、電圧ｕ
_ｐｗｍ（ｔ）は零に等しい。図示する期間Ｔ_ｐｗｍの第
２の半分では、走査の瞬間ｋ＋１に割当てられた長さが
ａ_ｋ＋１であり高さが負の方に−Ｕｚを有する方形波パ
ルスがある。期間の第２の半分の残りでは、電圧ｕ
_ｐｗｍ（ｔ）は零に等しい。パルス幅変調された電圧ｕ
_ｐｗｍ（ｔ）の対応する電流走査比は、対応する値
ａ_ｋ、ａ_ｋ＋１、…及び期間の持続時間Ｔ_ｐｗｍによっ
て明確に決定される。

【００１９】図３は、パルス幅変調された電圧ｕ_ｐｗｍ
（ｔ）、出力電圧ｕ_ｏｕｔ（ｔ）、電流ｉ
_ｒｅｓ（ｔ）、及び、電圧ｕ_Ｃ（ｔ）の理想的な波形を
示す図である。制御回路８に対して実際値を形成するの
には、一方で出力電圧ｕ_ｏｕｔ（ｔ）が瞬間ｋ、ｋ＋
１、ｋ＋２、…において走査され、走査値
Ｕ_{ｏｕｔ，ｋ}、Ｕ_{ｏｕｔ， ｋ＋１}、_{Ｕｏｕｔ，ｋ＋２}、
…が得られる。他方で、電圧ｕＣ（ｔ）が瞬間ｋ、ｋ＋
１、ｋ＋２、…において走査され、走査値Ｕ_Ｃ，ｋ、Ｕ
_{Ｃ，ｋ＋１}、Ｕ_{Ｃ， ｋ＋２}、…が得られる。走査の瞬間
は、それらが常にｕ_Ｃ（ｔ）の最大又は最小にあるよう
選択されることで、コンデンサＣで落ちる電圧ｕ
_Ｃ（ｔ）に対応する電流振幅値が走査値Ｕ_Ｃ，ｋ、Ｕ
_{Ｃ，ｋ＋１}、Ｕ_{Ｃ，ｋ＋２}、…として生じる。

【００２０】制御回路８のための実施例の変形例の動作
モードを図４に示す。ブロック４０は、制御路を表わ
し、この制御路はそこに印加される補正変数に依存して
実際値ｕ_ｏｕｔ及びｕ_Ｃを生成する。実際値及び補正変
数は、様々な走査の瞬間ｋ、ｋ＋１、ｋ＋２、…に対し
てディジタル値として利用することができる。しかしな
がら、明瞭性のため時係数ｋは、図４に示す時間に依存
する全ての変数に対して省略される。

【００２１】補正変数ｕは、次の通りに形成される。最
初に、実際値ｕ_ｏｕｔが所定の公称値Ｕ_ｓｏｌｌから減
算される。ここから得られる差の値は、アナログコント
ローラの積分に従って加算され（ブロック４１）、この
加算σは係数ｋ_Ｉによって乗算される。次に、補正変数
ｕを形成するために、乗算された値から第１の実際値Ｕ
_ｏｕｔ及び係数ｋ_ｏｕｔの第１の積と、第２の実際値Ｕ
_Ｃ及び係数ｋ_Ｃの第２の積とが減算される。加算ブロッ
ク４１は、及び関連係数ｋ_Ｉは、固定制御偏差を除去す
るために使用される。

【００２２】以下では、制御回路８を用いて実現される
不連続的な時間制御のパラメータを決定する基盤として
使用されるモデルが説明される。Ｕ_ｏｕｔ及びＵ_Ｃは、

【００２３】

【数１】 の式に従って繰返し形成される走査状態として考えら
れ、このときＡ及びｂは、変換器パラメータから生じる
システムマトリクスを表わす。

【００２４】値ｔ_Ａはディジタルコントローラの走査時
間を表わし、この時間はパルス幅変調の周期の持続時間
Ｔ_ｐｗｍ（図２参照）の半分に等しい。更に、補正変数
ｕは、非線形関数によって走査の瞬間ｋに対して決定さ
れ、この非線形関数はパルス幅変調の固定された周期持
続時間Ｔ_ｐｗｍにより走査の瞬間ｋに対するパルス幅変
調の走査比の尺度を直接的に示す時間の持続時間ａ
_ｋ（図２参照）との関係を示し、走査の瞬間ｋは、

【００２５】

【数２】 として表わされる。

【００２６】対応する値ａ_ｋは、この式を使用する一方
で補正変数ｕから決定される。

【００２７】このモデルは、パラメータσ及びｋ_Ｉも考
慮することで展開される。σは、モデルの追加の状態と
して使用される。これにより、上記式は

【００２８】

【数３】 と展開され、このとき

【００２９】

【数４】 である。

【００３０】パラメータｋ_ｏｕｔ、ｋ_Ｃ、及び、ｋ
_Ｉは、いわゆる極配置方法（O.Follinger，“Lineare
Abtastsysteme”，R.Oldenburg Verlag,1982，第7.6章
参照）に従って、つまり所定の固有値又は極に従って決
定され得、この方法は、先行する段階において立ち上が
り時間、オーバーシュート量のピーク、及び、整定時間
のようなシステムの所望のダイナミック特徴が予め定義
され、システムマトリクスAの対応する固有値がこれら
所定値から決定される。通常、システムのオーバーシュ
ートが完全に回避されるべきとき、想像上の部分を無く
して純粋な実固有値を要求する。

【００３１】図５は、縦続コントローラ構成を含む無制
御回路８の実施例の更なる変形例の動作モードを示す図
であり、縦続コントローラ構成は、変換器１の始動段階
中処理されるべきｉ_ｒｅｓ（ｔ）の値が大きすぎるため
破壊されるコンポーネントが回避されるよう電流ｉ
_ｒｅｓ（ｔ）を制限する。図４に示す実施例の変形例に
見られるように、ここでもブロック４０は制御路を表わ
し、この制御路は、そこに印加された補正変数ｕに依存
して実際値Ｕ_ｏｕｔ及びＵ_Ｃを生成する。時係数ｋは、
図示する時間に依存する変数に対して省略される。

【００３２】図５に示すコントローラは、図４に示すコ
ントローラと反対に、追加の内部制御ループ（ブロック
５２、ｋ_{ｏｕｔ，ｉ}、ｋ_Ｃ，ｉ）を含む。補正変数ｕ
は、次の通りに形成される。最初に、実際値Ｕ_ｏｕｔが
所定の公称値Ｕ_ｓｏｌｌから減算される。ここから得ら
れた差の値は、加算（ブロック４１）され、結果として
得られる加算値σは係数ｋ_Ｉで乗算される。第１の実際
値Ｕ_ｏｕｔ及び係数ｋ_{ｏ ｕｔ，ａ}の第１の積と、第２の
実際値Ｕ_Ｃ及び係数の第２の積ｐ_Ｃは、加算点５１にお
いてｋ_Ｉによって乗算された加算値σから減算される。
断続的な共振電流ｉ_ｒｅｓ（ｔ）を生じさせる小さい負
荷によって発生する小さいＵ_Ｃの値に対する係数は大き
い値Ｕ_Ｃに対する係数と異なる。

【００３３】図６は、Ｕ_Ｃ及びｐ_Ｃの関係を示す図であ
る。係数ｋｃ，ａは関数ｐ_Ｃ（Ｕ_Ｃ）の傾きとして表わ
される。この場合、小さいＵ_Ｃの範囲に対して、線形の
関係が簡略化のため使用され（この範囲の全てのＵ_Ｃに
対して同じ負の係数を生じる）、結局これは基本的に非
線形の関係に対して充分に正確な推定でもある。大きい
値のＵにの更なる範囲に対して、線形の関係が上述した
ように使用される。これは、Ｕ_Ｃ及びｐ_Ｃの間に部分的
に線形の関係を提供する。このようにして、変換器の始
動段階におけるオーバーシュート量は、小さい電流ｉ
_ｒｅｓ（ｔ）又は小さい電圧ｕ_Ｃ（ｔ）、つまり、変換
器の出力上の負荷（負荷電流）が小さい場合に回避され
る。

【００３４】加算点５１の出力上で発生された差の値
は、制限関数（ブロック５２）に入り、つまり、差の値
は所定の制限値に制限される。これは、状態Ｕ_Ｃの値の
制限に対応し、この状態Ｕ_Ｃは事実、電圧ｕ_Ｃ（ｔ）の
対応する振幅に等しい。パルス幅変調の周波数ｆ_ｐｗｍ
＝１／Ｔ_ｐｗｍが一定に保たれるため、状態Ｕ_Ｃの正弦
関数の制限値に比例する最大値Ｕ_{Ｃ，ｍａｘ}は

【００３５】

【数５】 を用いて電流ｉ_ｒｅｓ（ｔ）の所定の最大値から直接的
に計算され得、このとき正弦の形状を有する電流ｉ
_ｒｅｓ（ｔ）が存在する。

【００３６】内部制御ループにおいて、ブロック５２の
出力上で発生された値ｕ_ａから、ｋ _{ｏｕｔ；ｉ}及びＵ
_ｏｕｔの積と、ｋ_Ｃ；ｉ及びＵ_Ｃの積とが夫々減算され
る。従って得られる差の値は、上述した通り、対応する
パルス持続時間ａ_ｋを整定する制御路４０に印加される
補正変数ｕ、従って、パルス幅変調された電圧ｕ_ｐｗｍ
（ｔ）の走査比である。ここでは、走査比は、零と１／
２の間の範囲内にある。ブロック４１によって発生され
た値も制限されることが好ましい。

【００３７】内部制御ループによる電流ｉ_ｒｅｓ（ｔ）
の制限が能動でない場合において、図５に示すコントロ
ーラ構成の内側及び外部制御ループは組合わされ得、図
４のようなより簡易なコントローラ構成となる。パラメ
ータｋ_{ｏｕｔ，ａ}、ｋ_{ｏｕｔ ，ｉ}、ｋ_Ｃ，ａ、ｋ_Ｃ，ｉ
と簡易化されたコントローラ構成のパラメータｋ_{ｏｕ ｔ}
及びｋ_Ｃとの関係は

【００３８】

【数６】 として表わされる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による変換器の基本的な構造を示す図で
ある。

【図２】変換器の直列共振回路素子に印加されたパルス
は場変調電圧のパターンを示す図である。

【図３】変換器の制御回路のために実際値を説明する図
である。

【図４】変換器制御回路の実施例を示す図である。

【図５】変換器制御回路の更なる実施例を示す図であ
る。

【図６】制御回路によって処理される実際値の処理を説
明する図である。

【符号の説明】

２、１０ 整流装置 ３、４、５、６ 回路素子 ７ 全波ブリッジ回路 ８ 制御回路 ９ 変換器 １２ 回路ブロック ４０ 制御ブロック ４１ 加算ブロック ５１ 加算点 ５２ 制限関数

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (72)発明者 クリスティアン ハットルップ ドイツ連邦共和国，52134 ヘルツォーゲ ンラート，アーヘナー・シュトラーセ 36 (72)発明者 オラフ メルテンス ドイツ連邦共和国，22175 ハンブルク, ブラムスフェルダー ツェーハー 481

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 変換器の出力電圧を制御する制御回路を
   有する直列共振変換器であって、 上記制御回路は、夫々対応する上記変換器の出力電圧に
   依存する第１の実際値、及び、上記変換器の直列共振回
   路の素子を通じて流れる夫々対応する電流に依存する第
   ２の実際値を処理するために設けられ、 上記制御回路は上記変換器の上記直列共振回路に供給さ
   れるパルス幅変調された電圧の走査比を決定する補正変
   数を供給するために設けられていることを特徴とする変
   換器。
2. 【請求項２】 ディジタル制御回路は状態空間制御を含
   むことを特徴とする請求項１記載の変換器。
3. 【請求項３】 上記第２の実際値は、上記変換器の上記
   直列共振回路の素子を通じて流れる上記電流のピークに
   おける走査値を表わすことを特徴とする請求項２記載の
   変換器。
4. 【請求項４】 上記変換器の上記直列共振回路の素子を
   通じて流れる電流の積分がなされ、決定された値から上
   記第２の実際値を形成するのに使用される上記走査値を
   形成することを特徴とする請求項３記載の変換器。
5. 【請求項５】 上記補正変数を形成するために、第１の
   係数及び上記第１の実際値の第１の積と、第２の係数及
   び上記第２の実際値の第２の積とが夫々、上記第１の実
   際値と供給されるべきＤＣ出力電圧を表わす公称値との
   差から減算されることを特徴とする請求項１乃至４のう
   ちいずれか一項記載の変換器。
6. 【請求項６】 上記補正変数の形成のために縦続コント
   ローラ構成が設けられることを特徴とする請求項１乃至
   ４のうちいずれか一項記載の変換器。
7. 【請求項７】 上記縦続コントローラ構成中で上記補正
   変数を形成するために、 外部制御ループでは、上記第１の係数及び第１の実際値
   の第１の積と、第２の係数及び第２の実際値の第２の積
   とが夫々上記第１の実際値と供給されるべきＤＣ出力電
   圧を表わす公称値との差から減算され、 内部制御ループでは、上記外部制御ループによって発生
   された上記差の値が制限関数に基づいて処理された後、
   第３の係数及び上記第１の実際値の第３の積と、第４の
   係数及び上記第２の実際値の第４の積とが夫々上記制限
   関数に基づいて処理された値から減算されることを特徴
   とする請求項６記載の変換器。
8. 【請求項８】 上記変換器の出力上に存在する負荷が小
   さい場合、上記第２の実際値は非線形関数に従って上記
   外部制御ループ中で上記第２の積の代わりに使用される
   値に変換されることを特徴とする請求項７記載の変換
   器。
9. 【請求項９】 上記非線形関数は部分的に線形であるこ
   とを特徴とする請求項８記載の変換器。
10. 【請求項１０】 上記第１の実際値と供給されるべきＤ
    Ｃ出力電圧を表わす公称値との差が加算され、上記得ら
    れた加算値は更なる係数を用いて重み付けされることを
    特徴とする請求項５乃至９のうちいずれか一項記載の変
    換器。