JPH07264870A - Ｐｗｍ制御電圧形インバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 直流電圧入力の変動が交流電圧出力に影響さ
れないＰＷＭ制御電圧形インバータを提供する。 【構成】 マイコン６の正弦波演算部２５aは、ゼロク
ロス検出器４からのゼロクロス点を表わす信号に基づい
て、各ゼロクロス点を基点にして、単相交流電源１０か
らの交流電圧と同一周期の正弦波の半波を夫々発生す
る。マイコン６のリップル電圧演算部２５bは、Ａ／Ｄ
コンバータ２４からの入力電流を表わす信号と正弦波演
算部２５aからの正弦波の半波を表わす信号とに基づい
て、整流器１の直流電圧出力のリップル電圧を検出す
る。そして、マイコン６の正弦波演算部２５aからの正
弦波の半波を表わす信号とリップル電圧演算部２５bか
らのリップル電圧を表わす信号に基づいて、パルス幅補
正部２５cは、リップル電圧の大小に応じて、ＰＷＭ信
号ｈ₁のパルス幅を大小に補正する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、空気調和機等の圧縮
機の駆動用に使用され、通信用のゼロクロス検出器と過
電流検出用の電流検出器とを備えたＰＷＭ制御電圧形イ
ンバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、ＰＷＭ制御電圧形インバータとし
ては、図７に示すように、特開昭６１−２４４２７５号
公報に記載のものがある。このＰＷＭ制御電圧形インバ
ータは、単相交流電源５１に接続されるダイオードブリ
ッジからなる整流器５２と、上記整流器５２の直流電圧
出力に接続される平滑コンデンサ５３と、上記整流器５
２の直流電圧出力に接続され、その直流電圧を交流に変
換するインバータ部５４と、上記整流器５２の直流電圧
出力に接続された直流電圧検出器５５とを備えている。
また、上記ＰＷＭ制御電圧形インバータは、キャリア信
号を出力するＰＷＭキャリア発振器５６と、上記直流電
圧検出器５５からの直流電圧を表わす信号とＰＷＭキャ
リア発振器５６からのキャリア信号とを受けて、三角波
を発生する三角波発生器５７と、上記インバータ部５４
の交流電圧出力の基準となる正弦波信号と極性信号とを
出力する正弦波発生器５８と、上記三角波発生器５７か
らの三角波を表わす信号と正弦波発生器５８からの正弦
波を表わす信号とを比較して、パルス幅変調されたＰＷ
Ｍ信号ｐを出力する比較器５９と、上記比較器５９から
のＰＷＭ信号ｐと正弦波発生器５８からの極性信号とを
受けて、インバータ部５４に転流制御信号を出力するド
ライバ部６０とを備えている。そして、上記インバータ
部５４に負荷６１を接続している。

【０００３】上記構成のＰＷＭ制御電圧形インバータお
いて、上記負荷６１を駆動した場合、平滑コンデンサ５
３の両端の直流電圧Ｖcは、図８(a)に示すように、脈動
した波形となる。このとき、上記三角波発生器５７の三
角波信号の振幅が一定の場合は、比較器５９からのパル
ス幅変調されたＰＷＭ信号ｐでは、上記直流電圧Ｖcの
脈動の影響を受けるので、インバータ部５４の交流電圧
出力が歪むことになる。そこで、上記ＰＷＭ制御電圧形
インバータでは、三角波発生器５７は、直流電圧検出器
５５からの直流電圧Ｖcに応じて、振幅変調された三角
波を発生させるようにしている。すなわち、上記三角波
発生器５７からの振幅変調された三角波を表わす信号と
正弦波発生器５８からの正弦波を表わす信号とを比較器
５９で比較して、直流電圧Ｖcに応じてパルス幅が補正
されたＰＷＭ信号ｐ(図８(b)に示す)を出力する。こう
して、上記キャリア信号の周期Ｔ毎に直流電圧Ｖcが高
いときはＰＷＭ信号ｐのパルス幅を小さくし、直流入力
電圧が低いときはＰＷＭ信号ｐのパルス幅を大きくし
て、インバータ部５４の交流電圧出力ｕ(図８(c)に示
す)の出力の電圧×オン時間(パルス幅τ)の面積を制御
することにより、直流電圧Ｖcの影響がないようにして
いる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上記ＰＷＭ
制御電圧形インバータは、上記平滑コンデンサ５３の両
端の直流電圧Ｖcを検出する直流電圧検出器５５を要
し、その直流電圧検出器５５に高価な絶縁形の直流電圧
検出回路が必要なため、コストが高くつくという欠点が
ある。

【０００５】そこで、この発明の目的は、空気調和機等
に一般的に備えられている伝送用のゼロクロス検出器と
過電流保護用の電流検出器とを用いて、直流電圧入力の
変動が交流電圧出力に影響されないＰＷＭ制御電圧形イ
ンバータを提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１のＰＷＭ制御電圧形インバータは、交流電
源に接続される整流器と、上記整流器の直流電圧出力に
接続されたインバータ部と、上記整流器と上記インバー
タ部の間に設けられ、上記整流器の直流電圧出力を平滑
する平滑手段と、上記インバータ部にパルス幅変調され
た制御信号を出力する制御手段と、上記交流電源からの
交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段
と、上記交流電源から上記整流器に流れる入力電流を検
出する入力電流検出手段とを備えたＰＷＭ制御電圧形イ
ンバータにおいて、上記ゼロクロス検出手段からのゼロ
クロス点を表わす信号に基づいて、各ゼロクロス点を基
点にして、夫々、上記交流電源からの交流電圧と同一周
期の正弦波の半波を発生する正弦波発生手段と、上記入
力電流検出手段からの入力電流を表わす信号と上記正弦
波発生手段からの正弦波の半波を表わす信号とに基づい
て、上記平滑手段により平滑された上記整流器の直流電
圧出力のリップル電圧を検出するリップル電圧検出手段
と、上記正弦波発生手段からの正弦波の半波を表わす信
号と上記リップル電圧検出手段からのリップル電圧を表
わす信号に基づいて、上記リップル電圧の大小に応じ
て、上記制御手段から出力される制御信号のパルス幅を
大小に補正するパルス幅補正手段とを備えたことを特徴
としている。

【０００７】また、請求項２のＰＷＭ制御電圧形インバ
ータは、３相交流電源に接続される整流器と、上記整流
器の直流電圧出力に接続されたインバータ部と、上記イ
ンバータ部にパルス幅変調された制御信号を出力する制
御手段と、上記３相交流電源からの３相交流電圧のうち
の少なくとも１相の交流電圧のゼロクロス点を検出する
ゼロクロス検出手段とを備えたＰＷＭ制御電圧形インバ
ータにおいて、上記ゼロクロス検出手段からのゼロクロ
ス点を表わす信号に基づいて、各ゼロクロス点を基点に
して、夫々、上記３相交流電源からの３相交流電圧と同
一周期で、かつ３相交流電圧に対応する正弦波の半波を
発生する正弦波発生手段と、上記正弦波発生手段からの
上記３相交流電圧に対応する正弦波の半波を表わす信号
に基づいて、上記整流器の直流電圧出力のリップル電圧
を検出するリップル電圧検出手段と、上記正弦波発生手
段からの上記３相交流電圧に対応する正弦波の半波を表
わす信号と上記リップル電圧検出手段からのリップル電
圧を表わす信号に基づいて、上記リップル電圧の大小に
応じて、上記制御手段から出力される制御信号のパルス
幅を大小に補正するパルス幅補正手段とを備えたことを
特徴としている。

【０００８】

【作用】上記請求項１のＰＷＭ制御電圧形インバータに
よれば、上記ゼロクロス検出手段は、上記交流電源から
の交流電圧のゼロクロス点を検出すると共に、上記電流
検出手段は、交流電源からの上記整流器に流れる入力電
流を検出する。そして、上記ゼロクロス検出手段からの
ゼロクロス点を表わす信号に基づいて、正弦波発生手段
は、各ゼロクロス点を基点にして、交流電源からの交流
電圧と同一周期の正弦波の半波を夫々発生する。上記入
力電流検出手段からの入力電流を表わす信号と正弦波発
生手段からの正弦波の半波を表わす信号とに基づいて、
リップル電圧検出手段は、上記平滑手段により平滑され
た整流器の直流電圧出力のリップル電圧を検出する。つ
まり、上記交流電源から整流器とインバータ部とを介し
て負荷に流れる負荷電流と整流器の直流電圧出力のリッ
プル電圧との関係を予め測定等により求めておき、入力
電流検出手段からの入力電流を表わす信号から負荷電流
を求めて、その負荷電流に対応するリップル電圧を求め
るのである。こうして、上記リップル電圧検出手段によ
り求められたリップル電圧を表わす信号と正弦波発生手
段からの正弦波の半波を表わす信号に基づいて、パルス
幅補正手段は、インバータ部から出力される交流電圧が
整流器の直流電圧出力の脈動の影響を受けないように、
リップル電圧の大小に応じて、上記制御手段から出力さ
れる制御信号のパルス幅を大小に補正する。

【０００９】したがって、上記整流器の出力の直流電圧
を検出するために高価な絶縁形の直流電圧検出回路を用
いることなく、既存のゼロクロス検出手段と電流検出手
段とを用いて、整流器の直流電圧出力の変動によるイン
バータ部の交流電圧出力の歪みを防止できる。また、上
記平滑手段として平滑コンデンサを用いた場合、平滑コ
ンデンサの容量を小さくしてリップル電圧が大きくなっ
ても、インバータ部の交流電圧出力に影響がないように
できるので、平滑コンデンサを小型化できる。さらに、
上記インバータ部に接続される負荷に圧縮機等を用いた
場合、インバータ部の交流電圧出力の歪みを防止して、
圧縮機等の異常振動の発生を防ぐので、異常振動を抑制
する制御検出回路等を不要にできる。したがって、低コ
ストなＰＷＭ制御電圧形インバータを実現できる。

【００１０】また、上記請求項２のＰＷＭ制御電圧形イ
ンバータによれば、上記ゼロクロス検出手段は、上記３
相交流電源からの３相交流電圧の少なくとも１相の交流
電圧のゼロクロス点を検出する。そして、上記ゼロクロ
ス検出手段からのゼロクロス点を表わす信号に基づい
て、正弦波発生手段は、各ゼロクロス点を基点にして、
３相交流電源からの３相交流電圧と同一周期で、かつ３
相交流電圧に対応する正弦波の半波を夫々発生する。上
記正弦波発生手段からの３相交流電圧に対応する正弦波
の半波を表わす信号に基づいて、リップル電圧検出手段
は、上記整流器の直流電圧出力のリップル電圧を検出す
る。上記リップル電圧検出手段により求められたリップ
ル電圧を表わす信号と正弦波発生手段からの３相交流電
圧に対応する正弦波の半波を表わす信号に基づいて、パ
ルス幅補正手段は、インバータ部から出力される交流電
圧出力が整流器の直流電圧出力の脈動の影響を受けない
ように、リップル電圧の大小に応じて、上記制御手段か
ら出力される制御信号のパルス幅を大小に補正する。

【００１１】したがって、上記整流器の出力の直流電圧
を検出するために高価な絶縁形の直流電圧検出回路を用
いることなく、既存のゼロクロス検出手段を用いて、整
流器の直流電圧出力の変動によるインバータ部の交流電
圧出力の歪みを防止できる。また、このＰＷＭ制御電圧
形インバータで３相交流電圧を整流した整流器の直流電
圧出力のリップル電圧分を十分補正でき、平滑コンデン
サ等の平滑手段を無くすことができる。さらに、上記イ
ンバータ部の出力端子に圧縮機等を接続した場合、イン
バータ部の交流電圧出力の歪みを防止して、圧縮機等の
異常振動の発生を防ぐので、異常振動を抑制する制御検
出回路等を不要にできる。したがって、低コストなＰＷ
Ｍ制御電圧形インバータを実現できる。

【００１２】

【実施例】以下、この発明のＰＷＭ制御電圧形インバー
タを実施例により詳細に説明する。

【００１３】（第１実施例）図１はこの発明の第１実施
例の空気調和機の圧縮機に用いられるＰＷＭ制御電圧形
インバータのブロック図を示しており、１は単相交流電
源１０に接続されたダイオードブリッジからなる整流
器、２は上記整流器１の直流電圧出力に接続されたイン
バータ部、３は上記整流器１の直流電圧出力の正負両極
間に接続された平滑手段の一例としての平滑コンデン
サ、４は上記整流器１の交流入力間に接続されたゼロク
ロス検出器、５は上記ゼロクロス検出器４の一端と整流
器１の交流電圧入力の一端との間に設けられ、単相交流
電源１０から整流器１に流れる電流を検出する変流器で
ある。また、６は上記ゼロクロス検出器４からのゼロク
ロス点を表わす信号と、上記変流器５からの電流信号を
受けて、パルス幅変調されたＰＷＭ信号ｈ₁と極性を表
わす信号を出力する制御手段の一例としてのマイクロコ
ンピュータ(以下、マイコンという。)、７は上記マイコ
ン６からのパルス幅変調されたＰＷＭ信号ｈ₁と極性を
表わす信号を受けて、転流制御信号を出力するドライブ
部である。そして、上記インバータ部２の出力端子に圧
縮機９を接続している。なお、上記単相交流電源１０の
一端と整流器１の交流電圧入力の一端との間に力率改善
リアクトル８を設けている。また、上記変流器５とマイ
コン６との間に平均値回路３０を設け、この平均値回路
３０で変流器５からの電流信号を平均値化した後、マイ
コン６に平均値化された電流信号を入力する。上記変流
器５と平均値回路３０で入力電流検出手段を構成してい
る。

【００１４】なお、上記ゼロクロス検出器４は、図示し
ない室外機と室内機との間の制御信号等の伝送タイミン
グ検出用であり、変流器５は、インバータ部２の回路素
子を過電流から保護するためのものである。このゼロク
ロス検出器４と変流器５とを用いて、後述するマイコン
６の処理により、上記ＰＷＭ信号ｈ₁のパルス幅を補正
するのである。

【００１５】上記マイコン６は、パルス幅変調用のキャ
リア信号を出力するＰＷＭキャリア発振器２１と、上記
ＰＷＭキャリア発振器２１からのキャリア信号を受け
て、三角波を発生する三角波発生器２２と、上記インバ
ータ部２の交流電圧出力の基準となる正弦波信号と極性
信号とを出力する正弦波発生器２３と、上記平均値回路
３０からの平均値化された電流信号を受けて、その電流
信号をＡ／Ｄ(アナログ／デジタル)変換するＡ／Ｄコン
バータ２４と、上記Ａ／Ｄコンバータ２４からのＡ／Ｄ
変換された電流信号とゼロクロス検出器４からの交流電
圧入力のゼロクロス点を表わす信号とに基づいて、パル
ス幅を補正するパルス幅補正信号を出力するＰＷＭ補正
部２５と、上記三角波発生器２２からの三角波を表わす
信号と正弦波発生器２３からの正弦波を表わす信号とを
比較して、パルス幅変調されたＰＷＭ信号ｈ₁を生成
し、上記ＰＷＭ補正部２５からのパルス幅補正信号に基
づいて、生成されたＰＷＭ信号ｈ₁のパルス幅を補正し
た後に出力するＰＷＭ波形演算部２６とを備え、夫々は
ソフトウェアにより構成されている。

【００１６】上記マイコン６のＰＷＭ補正部２５には、
ゼロクロス検出部４からのゼロクロス点を表わす信号に
基づいて、各ゼロクロス点を基点にして、単相交流電源
１０からの交流電圧と同一周期の正弦波の半波を夫々発
生する正弦波発生手段としての正弦波演算部２５aと、
上記Ａ／Ｄコンバータ２４からのＡ／Ｄ変換された入力
電流を表わす信号と正弦波演算部２５aからの正弦波の
半波を表わす信号に基づいて、上記整流器１の直流電圧
出力のリップル電圧を演算するリップル電圧検出手段と
してのリップル電圧演算部２５bと、上記正弦波演算部
２５aからの正弦波の半波を表わす信号とリップル電圧
演算部２５bからのリップル電圧を表わす信号とに基づ
いて、リップル電圧の大小に応じて、ＰＷＭ波形演算部
２６から出力されるＰＷＭ信号ｈ₁のパルス幅を大小に
補正するためのパルス幅補正量を演算して、パルス幅補
正信号を出力するパルス幅補正量演算部２５cとを備え
ている。

【００１７】上記構成のＰＷＭ制御電圧形インバータに
おいて、上記ゼロクロス検出部４は単相交流電源１０か
らの交流電圧のゼロクロス点を検出して、図２(a)に示
すゼロクロス点を表わす信号を出力する。そして、上記
正弦波演算部２５aは、ゼロクロス検出部４からのゼロ
クロス点を表わす信号を受けて、各ゼロクロス点を基点
にして、図２(b)に点線で示された正弦波の半波を夫々
演算する。次ぎに、上記リップル電圧演算部２５bは、
Ａ／Ｄコンバータ２４からの入力電流を表わす信号を受
けて、正弦波演算部２５aからの正弦波の半波を表わす
信号に基づいて、整流器１の直流電圧出力のリップル電
圧を演算する。

【００１８】図３は負荷電流とリップル電圧との関係を
示しており、負荷電流とリップル電圧とは略比例してい
る。この特性を予めテーブルに格納しておき、リップル
電圧演算部２５bは、負荷電流に対するリップル電圧を
求めて、図２(b)に示す直流電圧ｅ₁のＡ,Ｂ,Ｃ等の直線
で示される電圧降下の波形を演算するのである。例え
ば、図２(b)に示すように、負荷電流が大きいとき、点
線で示す正弦波のピーク点から徐々に低下する傾きの大
きい直線Ａ(範囲Ｓ_A)となり、リップル電圧が大きくな
る。一方、負荷電流が小さいとき、点線で示す正弦波の
ピーク点から徐々に低下する傾きの小さい直線Ｃ(範囲
Ｓ_C)となり、リップル電圧が小さくなるのである。こう
して、点線で示す正弦波を基準にして求めたリップル電
圧波形から、ＰＷＭ信号ｈ₁の周期Ｔ毎のパルスについ
て、ピーク電圧に対する電圧低下分を補正するようにパ
ルス幅を補正する。

【００１９】すなわち、上記整流器１の出力の直流電圧
ｅ₁のピーク電圧をＶdとすると、図２(d)に示すパルス
幅τの面積Ｓは、 Ｓ ＝ Ｖd×τ で求められる。このピーク電圧Ｖdが、例えばＶrに変動
した場合に、面積Ｓを一定にするには、パルス幅τを
τ′に制御する必要があり、そのパルス幅τ′は、 τ′＝ （Ｖd／Ｖr）×τ で求められ、ピーク電圧の変動を補正するようにしたパ
ルス幅τ′を得ることができるのである。

【００２０】図４(a)は上記マイコン６の電圧補正量を
求める処理を示すフローチャートであり、図４(b)はパ
ルス幅を補正する処理を示すフローチャートである。

【００２１】以下、上記マイコン６の動作を図４(a),
(b)のフローチャートに従って説明する。なお、図４
(a),(b)の処理は、キャリア信号の周期Ｔ(図２(d)に示
す)毎に行われる。

【００２２】まず、図４(a)において、ステップＳ１で
ゼロクロス検出部４で検出されたゼロクロス点からの位
置を演算する。次ぎに、ステップＳ２でＡ／Ｄコンバー
タ２４からのデジタル変換された入力電流すなわち負荷
電流を読み込む。そして、ステップＳ３でリップル電圧
演算部２５bは、ステップＳ１で求めたゼロクロス点か
らの位置における整流器１の直流電圧出力ｅ₁の電圧降
下を演算して、その電圧降下を補正する電圧補正量を演
算する。

【００２３】次ぎに、図４(b)において、ステップＳ４
でＰＷＭ波形演算部２６は、三角波発生器２２からの三
角波を表わす信号と正弦波発生器２３からの正弦波を表
わす信号とを比較して、ＰＷＭ信号ｈ₁のパルス幅を演
算する。次ぎに、ステップＳ５で、パルス幅補正量演算
部２５cは、ステップＳ３で求めた電圧補正量からパル
ス幅補正量を演算する。そして、ステップＳ６で、ＰＷ
Ｍ波形演算部２６はステップＳ５で求めたパルス幅補正
量に基づいて、パルス幅を補正する。

【００２４】こうして、上記ドライブ部７は、マイコン
６のＰＷＭ波形演算部２６からのパルス幅補正されたＰ
ＷＭ信号ｈ₁を受けて、インバータ部２に転流制御信号
を出力し、図２(d)に示すように、インバータ部２は交
流電圧ｉ₁を出力して、圧縮機９を駆動する。

【００２５】このように、この第１実施例のＰＷＭ制御
電圧形インバータは、既存の通信用のゼロクロス検出器
４と過電流検出用の変流器５とを用いて、整流器１の直
流電圧出力の変動に応じて、パルス幅を補正するので、
インバータ部２の交流電圧出力の歪みを防止して、圧縮
機９から発生する音や振動等を小さくすることができ
る。したがって、上記整流器１の出力の直流電圧を検出
するために高価な絶縁形の直流電圧検出回路の必要がな
く、コストを低減することができる。

【００２６】また、従来、整流器の直流電圧出力の変動
を抑えるために、平滑コンデンサ３の容量を大きくし
て、リップル成分を小さくしていたが、この発明のＰＷ
Ｍ制御電圧形インバータを用いることによって、小容量
の平滑コンデンサにすることができる。

【００２７】さらに、上記ＰＷＭ制御電圧形インバータ
では、圧縮機９の異常振動の発生を防ぐので、異常振動
を抑制する制御検出回路等を不要にすることができる。

【００２８】（第２実施例）図５はこの発明の第２実施
例の空気調和機の圧縮機に用いられるＰＷＭ制御電圧形
インバータのブロック図を示しており、このＰＷＭ制御
電圧形インバータは、３相交流電源に接続されたダイオ
ードブリッジからなる整流器１１と、上記整流器１１の
直流電圧出力に接続されたインバータ部１２と、上記整
流器１１の交流入力Ｒ-Ｓ間に接続されたゼロクロス検
出器１４と、上記ゼロクロス検出器１４からのゼロクロ
ス点を表わす信号が入力され、パルス幅変調されたＰＷ
Ｍ信号ｈ₂と極性を表わす信号を出力するマイコン１６
と、上記マイコン１６からのパルス幅変調されたＰＷＭ
信号ｈ₂と極性を表わす信号を受けて、転流制御信号を
出力するドライブ部１７とを備えている。そして、上記
インバータ部１２の出力端子には圧縮機９を接続してい
る。

【００２９】上記マイコン１６は、パルス幅変調用のキ
ャリア信号を出力するＰＷＭキャリア発振器２１と、上
記ＰＷＭキャリア発振器２１からのキャリア信号を受け
て、三角波を発生する三角波発生器２２と、上記インバ
ータ部１２の交流電圧出力の基準となる正弦波信号と極
性信号とを出力する正弦波発生器２３と、上記ゼロクロ
ス検出器１４からのＲ-Ｓ線間電圧のゼロクロス点(以
下、ゼロクロス検出点という。)を表わす信号に基づい
て、Ｒ-Ｓ線間電圧のゼロクロス点を基点にして、Ｓ-Ｔ
線間電圧,Ｔ-Ｒ線間電圧の夫々のゼロクロス点(以下、
ゼロクロス演算点という。)を演算により求めるゼロク
ロス演算部２０と、上記ゼロクロス演算部２０からの各
線間電圧のゼロクロス点を表わす信号に基づいて、パル
ス幅を補正するパルス幅補正信号を出力するＰＷＭ補正
部２７と、上記三角波発生器２２からの三角波を表わす
信号と正弦波発生器２３からの正弦波を表わす信号とを
比較して、パルス幅変調されたＰＷＭ信号ｈ₂を生成
し、上記ＰＷＭ補正部２７からのパルス幅補正信号に基
づいて、生成されたＰＷＭ信号ｈ₂のパルス幅を補正し
た後に出力するＰＷＭ波形演算部２６とを備えている。

【００３０】上記マイコン１６のＰＷＭ補正部２７に
は、上記ゼロクロス演算部２０からの各線間電圧のゼロ
クロス点を表わす信号に基づいて、３相交流電圧の正弦
波の半波を演算により求める正弦波発生手段としての正
弦波演算部２７ａと、その正弦波演算部２７aからの３
相交流電圧の正弦波の半波を表わす信号に基づいて、上
記整流器１１の直流電圧出力ｅ₂の脈動波形を演算し
て、リップル電圧を求めるリップル電圧検出手段として
のリップル電圧演算部２７bと、上記正弦波演算部２７a
からの３相交流電圧の正弦波の半波を表わす信号とリッ
プル電圧演算部２７bからのリップル電圧を表わす信号
に基づいて、上記リップル電圧の大小に応じて、上記Ｐ
ＷＭ波形演算部２６から出力されるＰＷＭ信号ｈ₂のパ
ルス幅を大小に補正するパルス幅補正量演算部２７cと
を備えている。

【００３１】上記構成のＰＷＭ制御電圧形インバータに
おいて、上記ゼロクロス検出部１４はＲ-Ｓ線間電圧の
ゼロクロス点を検出して、図６(a)に示すゼロクロス検
出点を表わす信号を出力する。そして、上記ゼロクロス
検出部１４からのゼロクロス検出点を表わす信号を受け
て、ゼロクロス演算部２０は、図６(a)に示すＳ-Ｔ線間
電圧,Ｔ-Ｒ線間電圧のゼロクロス演算点を夫々演算す
る。そして、上記正弦波演算部２７aは、各ゼロクロス
点を基点にして、図２(b)に点線で示された３相交流電
圧の正弦波の半波を夫々演算する(図２(b)では、図２
(a)の線間電圧に対して振幅が２倍となる)。次ぎに、上
記リップル電圧演算部２７bは、正弦波演算部２７aから
の３相交流電圧の正弦波の半波を表わす信号に基づい
て、整流器１１の直流電圧出力ｅ₂のリップル電圧を演
算する。すなわち、図２(b)の点線で示す正弦波を基準
にして求めたリップル電圧波形から、ＰＷＭ信号ｈ₂の
周期Ｔ毎のパルスについて、ピーク電圧に対する電圧低
下分を補正するようにパルス幅を補正する。

【００３２】このように、この第２実施例のＰＷＭ制御
電圧形インバータは、既存の通信用のゼロクロス検出器
１４を用いて、整流器１１の直流電圧出力の変動に応じ
て、パルス幅を補正することによって、図６(d)に示す
ように、インバータ部１２の交流電圧出力ｉ₂の歪みを
防止して、圧縮機９から発生する音や振動等を小さくす
ることができる。したがって、上記整流器１１の出力の
直流電圧を検出するために高価な絶縁形の直流電圧検出
回路の必要がなく、コストを低減することができる。

【００３３】さらに、上記ＰＷＭ制御電圧形インバータ
では、圧縮機９の異常振動の発生を防ぐので、異常振動
を抑制する制御検出回路が不要となる。

【００３４】上記第１,第２実施例では、上記インバー
タ部２,１２の負荷に圧縮機９を接続したが、インバー
タ部に接続する負荷はこれに限らないのは勿論である。

【００３５】また、上記第１実施例では、上記正弦波演
算部２５a,リップル電圧演算部２５bおよびパルス幅補
正量演算部２５cからなるＰＷＭ補正部２５は、制御手
段としてのマイコン６のソフトウェアにより構成されて
いたが、上記制御手段とは別にアナログ回路と論理回路
で構成してもよい。

【００３６】また、上記第１実施例では、上記単相交流
電源１０を整流器１に接続したが、３相交流電源を３相
整流用の整流器に接続してもよい。この場合、ゼロクロ
ス検出手段は各相のゼロクロスを検出して、その各相の
ゼロクロス信号に基づいて、夫々正弦波発生手段は各相
に対応した正弦波の半波を発生する。また、上記ゼロク
ロス検出手段は、３相交流電圧の少なくとも１相の交流
電圧のゼロクロス点を検出すればよく、その検出された
ゼロクロス点に基づいて、他の相の交流電圧のゼロクロ
ス点を演算により求めてよい。

【００３７】また、上記第１実施例では、上記リップル
電圧検出手段としてリップル電圧演算部２５aは、負荷
電流に対するリップル電圧の特性をテーブルに格納し
て、負荷電流に対するリップル電圧を求めたが、負荷電
流とリップル電圧との関係式からリップル電圧を求めて
もよい。

【００３８】また、上記第１実施例では、上記平滑手段
として平滑コンデンサ３を用いたが、平滑手段はこれに
限らず、チョークコイルと平滑コンデンサを組み合わせ
たものなどでもよい。

【００３９】また、上記第１実施例では、上記変流器４
を用いて、平均値回路３０とともに入力電流検出手段を
構成していたが、変流器４の代わりにシャント抵抗やホ
ール素子等を用いてもよい。

【００４０】また、上記第２実施例では、ゼロクロス検
出器１４はＲ-Ｓ線間電圧のゼロクロス点を検出し、Ｓ-
Ｔ線間電圧,Ｔ-Ｒ線間電圧はゼロクロス演算部２０によ
り演算したが、ゼロクロス検出手段を３相交流電圧毎に
設けて、ゼロクロス演算部を無くしてもよい。

【００４１】

【発明の効果】以上より明らかなように、請求項１のＰ
ＷＭ制御電圧形インバータは、交流電源に接続される整
流器と、上記整流器の直流電圧出力に接続されたインバ
ータ部と、上記整流器とインバータ部の間に設けられ、
整流器の直流電圧出力を平滑する平滑手段と、インバー
タ部にパルス幅変調された制御信号を出力する制御手段
と、交流電源からの交流電圧のゼロクロス点を検出する
ゼロクロス検出手段と、交流電源から整流器に流れる入
力電流を検出する入力電流検出手段とを備えたＰＷＭ制
御電圧形インバータにおいて、上記ゼロクロス検出手段
からのゼロクロス点を表わす信号に基づいて、正弦波発
生手段は、各ゼロクロス点を基点にして、夫々、交流電
源からの交流電圧と同一周期の正弦波の半波を発生し、
上記入力電流検出手段からの入力電流を表わす信号と正
弦波発生手段からの正弦波の半波を表わす信号とに基づ
いて、リップル電圧検出手段は、平滑手段により平滑さ
れた整流器の直流電圧出力のリップル電圧を検出すると
共に、上記正弦波発生手段からの正弦波の半波を表わす
信号とリップル電圧検出手段からのリップル電圧を表わ
す信号に基づいて、パルス幅補正手段は、リップル電圧
の大小に応じて、上記制御手段から出力される制御信号
のパルス幅を大小に補正するものである。

【００４２】したがって、請求項１の発明のＰＷＭ制御
電圧形インバータによれば、上記整流器の出力の直流電
圧を検出するための高価な絶縁形の直流電圧検出回路を
用いることなく、既存のゼロクロス検出手段と電流検出
手段とを用いて、整流器の直流電圧出力の変動によるイ
ンバータ部の交流電圧出力の歪みを防止することができ
る。また、上記平滑手段としての平滑コンデンサを用い
た場合、その平滑コンデンサの容量を小さくして、リッ
プル電圧が大きくなっても、そのリップル電圧を十分に
補正できるので、平滑コンデンサを小型化することがで
きる。さらに、上記インバータ部の出力端子に圧縮機等
を接続した場合、インバータ部の交流電圧出力の歪みを
防いで、圧縮機等の異常振動の発生を防止するので、異
常振動を抑制する制御検出回路等を備える必要がない。
したがって、低コストなＰＷＭ制御電圧形インバータを
実現することができる。

【００４３】また、請求項２のＰＷＭ制御電圧形インバ
ータは、３相交流電源に接続される整流器と、上記整流
器の直流電圧出力に接続されたインバータ部と、そのイ
ンバータ部にパルス幅変調された制御信号を出力する制
御手段と、３相交流電源からの３相交流電圧のうちの少
なくとも１相の交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロ
クロス検出手段とを備えたＰＷＭ制御電圧形インバータ
において、ゼロクロス検出手段からのゼロクロス点を表
わす信号に基づいて、正弦波発生手段は、各ゼロクロス
点を基点にして、夫々、３相交流電源からの３相交流電
圧と同一周期で、かつ３相交流電圧に対応する正弦波の
半波を発生し、正弦波発生手段からの３相交流電圧に対
応する正弦波の半波を表わす信号に基づいて、リップル
電圧検出手段は、整流器の直流電圧出力のリップル電圧
を検出して、正弦波発生手段からの３相交流電圧に対応
する正弦波の半波を表わす信号とリップル電圧検出手段
からのリップル電圧を表わす信号に基づいて、パルス幅
補正手段は、リップル電圧の大小に応じて、制御手段か
ら出力される制御信号のパルス幅を大小に補正するもの
である。

【００４４】したがって、請求項２の発明のＰＷＭ制御
電圧形インバータによれば、上記整流器の出力の直流電
圧を検出するために高価な絶縁形の直流電圧検出回路を
用いることなく、既存のゼロクロス検出手段を用いて、
整流器の直流電圧出力の変動によるインバータ部の交流
電圧出力の歪みを防止することができる。また、３相交
流電圧を整流器で整流したときの直流電圧出力のリップ
ル電圧を十分補正できるので、整流器の直流電圧出力を
平滑する平滑コンデンサ等の平滑手段を無くすことがで
きる。さらに、上記インバータ部の出力端子に圧縮機等
を接続した場合、インバータ部の交流電圧出力の歪みを
防止して、圧縮機等の異常振動の発生を防ぐので、異常
振動を抑制する制御検出回路等を不要にできる。したが
って、低コストなＰＷＭ制御電圧形インバータを実現す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 図１はこの発明の第１実施例のＰＷＭ制御電
圧形インバータのブロック図である。

【図２】 図２(a)〜(d)は上記ＰＷＭ制御電圧形インバ
ータの各部の波形を示す図である。

【図３】 図３は上記ＰＷＭ制御電圧形インバータの負
荷電流と直流電圧入力のリップル電圧との関係を示す図
である。

【図４】 図４(a),(b)は上記ＰＷＭ制御電圧形インバ
ータのマイコンのパルス幅補正処理を示すフローチャー
トである。

【図５】 図５はこの発明の第２実施例のＰＷＭ制御電
圧形インバータのブロック図である。

【図６】 図６(a)〜(d)は上記ＰＷＭ制御電圧形インバ
ータの各部の波形を示す図である。

【図７】 図７は従来のＰＷＭ制御電圧形インバータの
ブロック図である。

【図８】 図８(a)〜(c)は上記ＰＷＭ制御電圧形インバ
ータの各部の波形を示す図である。

【符号の説明】

１,１１…整流器、２,１２…インバータ部、３…平滑コ
ンデンサ、４,１４…ゼロクロス検出器、５…変流器、
６,１６…マイコン、７,１７…ドライブ部、８…力率改
善リアクトル、９…圧縮機、１０…単相交流電源、２０
…ゼロクロス演算部、２１…キャリア発振器、２２…三
角波発生器、２３…正弦波発生器、２４…Ａ／Ｄコンバ
ータ、２５,２７…パルス幅補正部、２５a,２７a…正弦
波演算部、２５b,２７b…リップル電圧演算部、２５c,
２７c…パルス幅補正部、２６…ＰＷＭ波形演算部、３
０…平均値回路。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源(１０)に接続される整流器(１)
   と、上記整流器(１)の直流電圧出力に接続されたインバ
   ータ部(２)と、上記整流器(１)と上記インバータ部(２)
   の間に設けられ、上記整流器(１)の直流電圧出力を平滑
   する平滑手段(３)と、上記インバータ部(２)にパルス幅
   変調された制御信号を出力する制御手段(６)と、上記交
   流電源(１０)からの交流電圧のゼロクロス点を検出する
   ゼロクロス検出手段(４)と、上記交流電源(１０)から上
   記整流器(１)に流れる入力電流を検出する入力電流検出
   手段(５,３０)とを備えたＰＷＭ制御電圧形インバータ
   において、 上記ゼロクロス検出手段(４)からのゼロクロス点を表わ
   す信号に基づいて、各ゼロクロス点を基点にして、夫
   々、上記交流電源(１０)からの交流電圧と同一周期の正
   弦波の半波を発生する正弦波発生手段(２５a)と、 上記入力電流検出手段(５,３０)からの入力電流を表わ
   す信号と上記正弦波発生手段(２５a)からの正弦波の半
   波を表わす信号とに基づいて、上記平滑手段(３)により
   平滑された上記整流器(１)の直流電圧出力のリップル電
   圧を検出するリップル電圧検出手段(２５b)と、 上記正弦波発生手段(２５a)からの正弦波の半波を表わ
   す信号と上記リップル電圧検出手段(２５b)からのリッ
   プル電圧を表わす信号に基づいて、上記リップル電圧の
   大小に応じて、上記制御手段(６)から出力される制御信
   号のパルス幅を大小に補正するパルス幅補正手段(２５
   c)とを備えたことを特徴とするＰＷＭ制御電圧形インバ
   ータ。
2. 【請求項２】 ３相交流電源に接続される整流器(１１)
   と、上記整流器(１１)の直流電圧出力に接続されたイン
   バータ部(１２)と、上記インバータ部(１２)にパルス幅
   変調された制御信号を出力する制御手段(１６)と、上記
   ３相交流電源からの３相交流電圧のうちの少なくとも１
   相の交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出
   手段(１４)とを備えたＰＷＭ制御電圧形インバータにお
   いて、 上記ゼロクロス検出手段(１４)からのゼロクロス点を表
   わす信号に基づいて、各ゼロクロス点を基点にして、夫
   々、上記３相交流電源からの３相交流電圧と同一周期
   で、かつ３相交流電圧に対応する正弦波の半波を発生す
   る正弦波発生手段(２７a)と、 上記正弦波発生手段(２７a)からの上記３相交流電圧に
   対応する正弦波の半波を表わす信号に基づいて、上記整
   流器(１１)の直流電圧出力のリップル電圧を検出するリ
   ップル電圧検出手段(２７b)と、 上記正弦波発生手段(２７a)からの上記３相交流電圧に
   対応する正弦波の半波を表わす信号と上記リップル電圧
   検出手段(２７b)からのリップル電圧を表わす信号に基
   づいて、上記リップル電圧の大小に応じて、上記制御手
   段(１６)から出力される制御信号のパルス幅を大小に補
   正するパルス幅補正手段(２７c)とを備えたことを特徴
   とするＰＷＭ制御電圧形インバータ。