JP2000350462A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング素子をオン・オフ制御するタイ
ミングを決めるために複雑な回路構成を必要としないこ
とで低コストとしながら、入力電流波形を改善して力率
を改善した直流電源装置を提供する。 【解決手段】 整流回路３は交流電圧を全波整流し、制
御装置１２はスイッチング素子６をオン・オフ制御する
ことで整流回路３に接続されているリアクトル５へのエ
ネルギーの蓄積・放出を制御する。リアクトル５からダ
イオード７を通してコンデンサ８にエネルギーが放出さ
れる。制御装置１２はマイコン又はＤＳＰであり、整流
電圧値検出手段４で検出された整流電圧値をＡ／Ｄ変換
してデジタル値ＶＤとし、ＰＷＭ周期ＴＭより小さい所
定の期間ＴＭ’と係数ＫからＴＭ’−ＴＭ’×ＶＤ×Ｋ
を計算し、その計算結果に基づいてＰＷＭ信号のオンデ
ューティとしてスイッチング素子６をオン・オフ制御す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電圧を入力し
て直流電圧を出力する直流電源装置に関し、特に交流入
力ラインにおける電流波形の改善を容易に達成すること
のできる直流電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】直流電源装置において、整流回路に接続
されたインバータ等のスイッチング素子のオン・オフ動
作に基づく交流入力ラインの電圧波形の歪みを補正する
ために、電源ラインにリアクトルを接続し、整流回路の
一対の直流出力ラインの間に接続されたスイッチング素
子をオン・オフ制御することは公知である（例えば、特
開昭６３−１９０５５７号公報）。

【０００３】そのスイッチング素子のオン・オフ制御を
容易に行うものとして、従来の技術では、例えば特開平
７−１３１９８４号公報に示されるものがある。この従
来の直流電源装置は直流出力電圧と基準電圧との誤差を
表す誤差信号を発生させ、この誤差信号とスイッチング
素子をスイッチングする周波数を決める三角波とを合成
したものをコンパレータの一方の入力端子に与え、コン
パレータの他方の入力端子にはスイッチング素子を流れ
る電流の検出値を与える。そして、フリップフロップを
三角波の立ち上がりでセットし、コンパレータの出力で
リセットしてパルス幅変調したＰＷＭ（Pulse Width Mo
dulation）信号を作り、そのＰＷＭ信号によってスイッ
チング素子をオン・オフ制御している。

【０００４】このような構成により、スイッチング素子
は三角波の一定周期でスイッチング動作し、誤差信号に
よってＰＷＭ信号のデューティが補正されて直流出力電
圧が一定に保たれる。また、スイッチング素子に流れる
電流の検出値がコンパレータの他方の入力端子に与えら
れることによって高調波成分による大きな電流が直流電
源装置の交流入力ラインに流れず入力電流波形を改善し
て力率の改善を図っている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の技術では入力電流波形を改善するために複雑な回路
構成を必要としていた。

【０００６】本発明は上記課題を解決するもので、スイ
ッチング素子をオン・オフ制御するタイミングを決める
ために複雑な回路構成を必要としないことで低コストと
し、入力電流波形を改善して力率を改善する直流電源装
置を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明では、交流電圧が入力される交流電源端子
と、前記交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路
に接続されエネルギーを蓄積及び放出できるリアクトル
と、オン・オフ動作によって前記リアクトルに対するエ
ネルギーの蓄積及び放出を制御するスイッチング素子
と、前記リアクトルから放出されたエネルギーによって
充電を行う平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサ
で平滑された直流出力電圧を出力するための直流出力端
子と、前記平滑用コンデンサから電流が前記リアクトル
に逆流するのを防止する手段と、前記整流回路の出力電
圧値を検出する整流電圧値検出手段と、その検出電圧に
基づいて周期ＴＭのＰＷＭ信号によって前記スイッチン
グ素子をオン・オフ制御する制御装置とを有する直流電
源装置において、前記制御装置は前記検出電圧をＡ／Ｄ
変換したデジタル値ＶＤに応じた検出値Ａと、周期ＴＭ
より小さい所定の最大オン期間ＴＭ’とからＴＭ’−Ｔ
Ｍ’×Ａを計算して得るとともに、この計算結果に基づ
いて前記ＰＷＭ信号のデューティを決めるようにしてい
る。

【０００８】このような構成によると、交流電源端子に
入力された交流電圧は整流回路で整流される。整流回路
の出力電圧は整流電圧値検出手段で検出される。制御装
置はＰＷＭ信号の周期ＴＭより小さい所定の最大オン期
間ＴＭ’を決めておき、ＴＭ’−ＴＭ’×Ａの計算から
得られる計算結果に基づいてデューティを決定してＰＷ
Ｍ信号を出力する。ＰＷＭ信号によってスイッチング素
子がオン・オフ制御されてリアクトルでのエネルギーの
蓄積及び放出が制御される。リアクトルは整流電圧を受
けてエネルギーを蓄積する。リアクトルから放出された
エネルギーは平滑用コンデンサに供給される。平滑用コ
ンデンサで平滑された直流電圧が直流出力端子に送出さ
れる。したがって、制御装置はデジタル値ＶＤによって
ＰＷＭ信号のデューティを調整しているので、交流電圧
が入力される交流入力ラインの入力電流波形が改善され
力率が改善される。

【０００９】また、本発明の直流電源装置では、前記直
流出力電圧を検出する直流出力電圧検出手段と、前記直
流出力電圧を設定する直流電圧値設定手段とを備え、前
記検出値Ａは前記デジタル値ＶＤと係数Ｋ（ただし、０
＜Ｋ≦１）とを掛けたものであり、前記制御装置は前記
直流出力電圧を前記直流電圧値設定手段で設定された電
圧に一致するように前記係数Ｋの値を決定するようにし
ている。

【００１０】このような構成によると、係数Ｋの値によ
ってＶＤ×Ｋが検出値Ａとなりデューティが決まるの
で、制御装置は係数Ｋの値によって直流出力電圧を直流
電圧値設定手段で設定された電圧に一致するように制御
できる。

【００１１】また、本発明の直流電源装置では、前記制
御装置は前記デューティを前記計算結果に一定のオン時
間を加算した期間としている。

【００１２】このような構成によると、制御装置は上述
の計算結果に一定のオン時間を加算した期間をデューテ
ィとしてスイッチング素子をオン・オフ制御するので入
力電流波形が改善される。

【００１３】また、本発明の直流電源装置では、前記制
御装置は前記検出値Ａを最小値がゼロ、最大値が１とな
るスケールの小数値として処理しており、前記デューテ
ィを前記計算結果にさらに１−Ｋに比例して大きくなる
時間を加えた期間とするようにしている。

【００１４】このような構成によると、制御装置は上述
の計算結果に１−Ｋに比例する時間を加えた期間をデュ
ーティとするので、デューティの取り得る範囲が拡張す
る。

【００１５】また、本発明の直流電源装置では、前記交
流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段
を備え、その検出されたゼロクロス点に基づく所定の期
間に前記制御装置は前記計算結果に所定のオン時間を加
算した期間を前記デューティとするようにしている。

【００１６】このような構成によると、ゼロクロス点検
出手段でゼロクロス点を検出し、制御装置はそのゼロク
ロス点に基づく所定の期間に上述の計算結果に所定のオ
ン時間を加算した期間をデューティとするので入力電流
波形を改善することができる。

【００１７】また、本発明の直流電源装置では、前記所
定のオン時間は前記ゼロクロス点で所定の正の値であ
り、その後減少して所定のタイミングでゼロとなるよう
にしている。

【００１８】このような構成によると、ゼロクロス点が
検出されたときに所定のオン時間が最も大きくなり、そ
の後、しだいに所定のオン時間が小さくなるので、ゼロ
クロス点の近傍でデューティが大きくなる。これによ
り、入力電流波形が改善される。

【００１９】また、本発明の直流電源装置では、前記所
定のオン時間は前記ゼロクロス点から所定のタイミング
でゼロから上昇を開始し、その次の前記ゼロクロス点で
最大値になるようにしている。

【００２０】このような構成によると、ゼロクロス点検
出手段で検出されたゼロクロス点から所定の時間経過し
たタイミングから所定のオン時間をゼロから大きくして
次のゼロクロス点で最大値となるようにしている。これ
により、ゼロクロス点の近傍でデューティが大きくなる
ので入力電流波形が改善される。

【００２１】また、本発明の直流電源装置では、前記制
御装置は前記デューティに１００％より小さい上限値を
設けるようにしている。

【００２２】このような構成によると、ＰＷＭ信号のデ
ューティが１００％にならないようになっているので、
周期ＴＭにスイッチング素子がオンとなる期間とオフと
なる期間が必ず設けられるようになる。そのため、周期
ＴＭごとにリアクトルにエネルギーを蓄積できる期間
と、エネルギーを放出できる期間が設けられる。

【００２３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
説明する。図１は本発明の実施形態の直流電源装置の回
路図である。１ａ、１ｂは交流電圧を入力するための交
流電源端子である。２は交流電源端子１ａ、１ｂに入力
された交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス点
検出手段である。

【００２４】３は交流電圧を全波整流する整流回路であ
る。整流回路３と交流電源端子１ａは交流入力ラインＥ
で接続されている。整流回路３と交流電源端子１ｂは交
流入力ラインＦで接続されている。整流回路３は全波整
流電圧を一対の直流出力ラインＡ、Ｇに出力する。４は
整流回路３で全波整流された電圧を検出する整流電圧値
検出手段である。この整流電圧検出手段４は抵抗１８、
１９から成り、その接続中点から検出信号を出力する。
５は電気的にエネルギーを蓄積及び放出できるリアクト
ルである。

【００２５】６はリアクトル５に対するエネルギーの蓄
積及び放出を制御するスイッチング素子であり、コレク
タがリアクトル５を介して直流出力ラインＡに接続さ
れ、エミッタが直流出力ラインＧに接続され、ゲートが
制御装置１２に内蔵のＰＷＭ発生器２３に接続されたＩ
ＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成
されている。８はリアクトル５から放出されたエネルギ
ーによって充電を行う平滑用コンデンサである。直流出
力ラインＧは所定電圧（例えばグランド電圧）に接続さ
れている。

【００２６】７は平滑用コンデンサ８からリアクトル５
側へ電流が逆流するのを防止するダイオードであり、ア
ノードがスイッチング素子６のコレクタに接続され、カ
ソードが平滑用コンデンサ８の一端に接続されている。
平滑用コンデンサ８の他端は直流出力ラインＧに接続さ
れている。９は平滑用コンデンサ８で平滑された直流出
力電圧を検出する直流電圧検出手段である。この直流電
圧検出手段９は抵抗２０、２１から成り、その接続中点
から検出信号を出力する。

【００２７】１０ａ、１０ｂは直流出力電圧を出力する
ための出力端子である。出力端子１０ａは平滑用コンデ
ンサ８の一端に接続されている。出力端子１０ｂは平滑
用コンデンサ８の他端に接続されている。１１は直流出
力電圧を設定する直流出力電圧値設定手段である。制御
装置１２はスイッチング素子６をオン・オフ制御するも
ので、マイクロコンピュータ又はＤＳＰ（デジタル信号
プロセッサ）で構成されている。

【００２８】ゼロクロス点検出手段２において、１３は
フォトカプラである。１６、１７は抵抗である。フォト
カプラ１３は逆並列に接続された発光ダイオード１４
ａ、１４ｂと、発光ダイオード１４ａ、１４ｂより放射
される光を受光するフォトトランジスタ１５で構成され
ている。発光ダイオード１４ａのカソードと発光ダイオ
ード１４ｂのアノードは抵抗１６を介して交流入力ライ
ンＥに接続されている。発光ダイオード１４ａのアノー
ドと発光ダイオード１４ｂのカソードは交流入力ライン
Ｆに接続されている。フォトランジスタ１５のコレクタ
は抵抗１７を介して電源電圧Ｖｃｃに接続され、エミッ
タは所定電圧に接続されている。フォトトランジスタ１
５のコレクタよりゼロクロス検出信号Ｐが出力される。

【００２９】交流電圧がゼロクロス点にあるときには、
発光ダイオード１４ａ、１４ｂに電流が流れないのでフ
ォトトランジスタ１５はオフとなる。そのため、ゼロク
ロス検出信号Ｐは電源電圧Ｖｃｃとなる。交流電圧がゼ
ロクロス点以外にあるときには、発光ダイオード１４
ａ、１４ｂのいずれかに電流が流れるのでフォトトラン
ジスタ１５はオンになる。そのため、ゼロクロス点検出
信号Ｐは所定電圧となる。尚、発光ダイオード１４ａ、
１４ｂは０．７Ｖ程度の閾値をもっているので、ゼロク
ロス点を中心に±０．７Ｖ未満の範囲でオフとなり、フ
ォトカプラ１３はこの範囲で波高値がＶｃｃのパルス
（ゼロクロス点検出信号）を発生する。本実施形態で
は、この範囲を、便宜上、ゼロクロス点ということにす
る。

【００３０】制御装置１２はゼロクロス点検出手段２か
ら出力されるゼロクロス点検出信号Ｐを入力する入出力
端子２２を有している。また、スイッチング素子６をオ
ン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ発
生器２３と、整流電圧値検出手段４と直流電圧検出手段
９より入力されるアナログ信号と、直流出力電圧値設定
手段１１より入力される設定電圧をそれぞれデジタル信
号に変換するＡ／Ｄ変換器２４を有している。

【００３１】図２は直流電圧値設定手段１１の構成を示
す回路図である。同図において、２５は抵抗であり、２
６は可変抵抗である。可変抵抗２６の一端は所定電圧
（例えばグランド電圧）に接続され、他端は抵抗２５を
介して電源電圧Ｖｃｃに接続されている。抵抗２５と可
変抵抗２６の接続中点３２が出力端子２７に接続されて
いる。出力端子２７はＡ／Ｄ変換器２４（図１参照）に
接続されている。可変抵抗２６の抵抗値を変化させるこ
とによって出力端子２７より出力される設定電圧が変化
する。

【００３２】次に、本実施形態の直流電源装置の動作に
ついて説明する。交流電源が交流電源端子１ａ、１ｂに
入力されると、ゼロクロス点検出手段２によって交流電
源の交流電圧のゼロクロス点を示すゼロクロス検出信号
Ｐが発生する。ゼロクロス点検出信号Ｐは制御装置１２
に入力される。また、交流電圧は整流回路３により全波
整流される。この整流電圧は整流電圧値検出手段４によ
って抵抗分圧されたアナログ信号となって制御装置１２
に入力される。制御装置１２はこのアナログ信号をＡ／
Ｄ変換器２４でデジタル信号に変換してから処理する。

【００３３】図３は整流電圧波形とＡ／Ｄ変換器２４で
のサンプリングの例を示す波形図である。整流電圧値Ｖ
Ａのサンプリング周波数を例えば６ｋＨｚとすると、交
流電圧の周波数が６０Ｈｚの場合は整流電圧波形の１周
期内の整流電圧値を５０回サンプリングする。サンプリ
ングされた検出値ＶＤは制御装置１２において最小値が
０．０、最大値が１．０となり、その範囲を等分割した
少数値として扱われる。

【００３４】制御装置１２はＰＷＭ発生器２３で発生す
るＰＷＭ信号のＰＷＭ周期を交流電源端子１ａ、１ｂに
入力される交流電圧の周期よりも十分に短くしている。
例えばＰＷＭ信号の周波数を２５ｋＨｚとすると、交流
電圧の周波数が６０Ｈｚの場合は整流電圧波形の１周期
内に２０８回スイッチングされることになる。スイッチ
ング素子６がオンされると、リアクトル５にエネルギー
が蓄積され、オフされると蓄積されたエネルギーが放出
されて平滑用コンデンサ８で充電が行われる。

【００３５】交流電源端子１ａ、１ｂに入力された交流
電圧は整流回路３で整流されて一定の周期で変化する
が、交流入力ラインＥ、Ｆにおける入力電流波形を改善
して力率を大きくするためには、交流電圧のゼロクロス
点近傍では電圧が小さいためにデューティを大きくし、
整流電圧のピーク点近傍では電圧が大きいためにデュー
ティを小さくして無効電流の増大を抑制する必要があ
る。そのため、整流電圧波形に応じてスイッチング素子
６がオンとなるデューティ（オンデューティ）を変化さ
せなければならない。以下、スイッチング素子６のオン
・オフを制御するＰＷＭ信号のオンデューティを求める
方法について説明する。

【００３６】図４はＰＷＭ信号のオンデューティを求め
る方法を説明するための図である。図４においてＴＭは
ＰＷＭ信号の１周期を表している。ＴＭ’は整流電圧の
検出値に応じてオンデューティが変化する領域であり、
例えばＰＷＭ周期ＴＭの７０％の範囲である。この場合
には、ＴＭ’は次のように表すことができる。 ＴＭ’＝０．７×ＴＭ （式１）

【００３７】整流電圧の検出値をＶＤと表し、整流電圧
の検出値ＶＤの大きさを比例的に小さくするための係数
をＫと表すものとすると、整流電圧の検出値に応じて変
化するＰＷＭ信号の基本オンデューティ１は次のように
表すことができる。 基本オンデューティ１＝ＴＭ’−ＴＭ’×ＶＤ×Ｋ （式２） なお、ＶＤ×Ｋは特許請求の範囲にいう検出値Ａであ
る。

【００３８】Ｋは０以上１以下の小数値であり、Ｋ＝
１．０のときには図５に示す点線Ｃ１に示すように交流
電圧のゼロクロス点で基本オンデューティ１は７０％と
なり、整流電圧のピーク点で０％となる。なお、図５に
おいて横軸は交流入力電圧の位相（゜）を表し、縦軸は
オンデューティ（％）を表している。点線ＶＡは整流回
路３から出力される整流電圧波形を表している。

【００３９】Ｋの値を１．０より小さくすると（式２）
から明らかなように電流電圧の整流電圧の検出値ＶＤの
大きさを比例的に小さくすることになり、整流電圧のピ
ーク点近傍の基本オンデューティ１がそれだけ大きくな
る。例えばＫ＝０．５のときは図５において点線Ｃ２に
示すように交流電圧のゼロクロス点で基本オンデューテ
ィ１は７０％となるが、整流電圧のピーク点では３５％
となる。

【００４０】このように、Ｋの値を小さくすると、整流
電圧のピーク時においても基本オンデューティ１が大き
くなるので、リアクトル５に蓄積されるエネルギーが増
大し、直流出力電圧が増加する。したがって、Ｋの値を
変えることによって直流出力電圧の大きさを調整するこ
とが可能になる。

【００４１】次に、直流出力電圧の調整方法の一例につ
いて説明する。直流出力電圧は直流電圧検出手段９で抵
抗分圧される。直流電圧検出手段９より出力されるアナ
ログ信号は制御装置１２のＡ／Ｄ変換器２４でデジタル
信号に変換されて制御装置１２に取り込まれる。また、
直流電圧値設定手段１１より出力される設定電圧はＡ／
Ｄ変換器２４でデジタル信号に変換されて制御装置１２
に取り込まれる。

【００４２】制御装置１２は直流出力電圧の検出値と設
定値とを比較する。そして、検出値が設定値よりも大き
い場合にはＫの値を大きくし、一方、検出値が設定値よ
りも小さい場合にはＫの値を小さくする。これにより、
制御装置１２は検出値を設定値に一致するようにスイッ
チング素子６をオン・オフ制御することができる。

【００４３】なお、設定値の制御装置１２への入力方法
は図１に示すようなＡ／Ｄ変換器２４に設定電圧を入力
する方法だけでなく、入出力端子２２に設定値となるデ
ジタル信号を入力する方法でもよい。この場合におい
て、入出力端子２２から制御装置１２への設定値の入力
にはシリアル通信で行ってもよい。

【００４４】以上のように基本オンデューティ１によっ
て制御装置１２がスイッチング素子６をオン・オフ制御
すると、入力電流波形が改善されて力率が改善される。
基本オンデューティ１にさらに一定のオン時間を加算し
た期間をオンデューティとすると、電流波形はより改善
されることがある。図６は基本オンデューティ１に加算
するオン時間の例を示す図である。Ａ＿ＶＡＬは基本オ
ンデューティ１に加算するオン時間である。例えば加算
するオン時間Ａ＿ＶＡＬはＰＷＭ周期ＴＭの３５％であ
る。この場合には、Ａ＿ＶＡＬは次のように表すことが
できる。 Ａ＿ＶＡＬ＝０．３５×ＴＭ （式３） したがって、基本オンデューティ１＋Ａ＿ＶＡＬがオン
デューティとなる。

【００４５】直流出力電圧の大きさを調整する場合に、
直流出力電圧が小さいときには基本オンデューティ１に
加算するオン時間を小さくし、直流出力電圧を大きくす
る場合にはそれに伴って基本オンデューティ１に加算す
るオン時間を大きくする。この場合の加算するオン時間
をＡ＿ＶＡＬ’とすると次のように表すことができる。 Ａ＿ＶＡＬ’＝Ａ＿ＶＡＬ×（１．０−Ｋ） （式４）

【００４６】基本オンデューティ１にオン時間Ａ＿ＶＡ
Ｌ’を加えた基本オンデューティ２は（式２）と（式
４）から次のように表すことができる。 基本オンデューティ２＝基本オンデューティ１＋Ａ＿ＶＡＬ’ ＝ＴＭ’−ＴＭ’×ＶＤ×Ｋ＋Ａ＿ＶＡＬ×（１．０−Ｋ） （式５） したがって、制御装置１２は直流出力電圧を上昇させる
ときにはＫの値を小さくし、直流出力電圧を低下させる
ときにはＫの値を大きくすることで直流出力電圧の制御
ができる。

【００４７】基本オンデューティ２にさらに交流電圧の
ゼロクロス点近傍で一定のオン時間を加算すると、入力
電流波形はより改善される。図７は交流電圧のゼロクロ
ス点近傍で基本オンデューティ２にオン時間を加算する
期間の例を示す図である。ＶＡは整流電圧波形である。
Ｐはゼロクロス点検出信号であり、交流電圧のゼロクロ
ス点で正のパルス波形が現れる。

【００４８】Ｔ１はゼロクロス点検出信号Ｐの立ち下が
りから前半のオン時間の加算を行う期間である。前半の
加算期間Ｔ１は例えば整流電圧周期の２４％の時間であ
る。Ｔ２はゼロクロス点検出信号Ｐの立ち下がりから後
半のオンデューティの加算を開始するまでの期間であ
る。期間Ｔ２は例えば整流電圧周期の５４％の時間であ
る。Ｔ３は後半のオン時間の加算を行う期間であり、ゼ
ロクロス点検出信号Ｐの立ち下がりから期間Ｔ２経過し
た後から次のゼロクロス点検出信号Ｐの立ち上がりまで
の期間である。

【００４９】前半の加算期間Ｔ１では、基本オンデュー
ティ２に加算する加算値は所定の値から徐々に小さくし
ていき、前半の加算期間Ｔ１の終了時点でゼロとなるよ
うにＰＷＭ周期ＴＭごとに値を変更する。後半の加算期
間Ｔ３では、加算値はゼロから徐々に大きくしていき、
後半加算期間Ｔ３の終了時点で最大値となるようにＰＷ
Ｍ周期ＴＭごとに値を変更する。

【００５０】図８は前半の加算期間Ｔ１の加算値の最大
値の例を示す図である。Ｂ＿ＶＡＬは前半の加算期間Ｔ
１の加算値の最大値である。例えばＢ＿ＶＡＬはＰＷＭ
周期ＴＭの８％であるとするとＢ＿ＶＡＬは次のように
表すことができる。 Ｂ＿ＶＡＬ＝０．０８×ＴＭ （式６）

【００５１】前半の加算期間Ｔ１では、基本オンデュー
ティ２に加算する加算値は最大値Ｂ＿ＶＡＬからゼロま
で変化する。交流電源の周波数を６０Ｈｚ、ＰＷＭ周波
数を２５ｋＨｚ、前半の加算期間Ｔ１を整流電圧周期の
２４％の時間とし、前半の加算期間Ｔ１においてＰＷＭ
周期ＴＭでカウントアップするカウント数をＣＴ１と表
すものとすると実際に加算されるＢ＿ＢＡＬ’は次のよ
うに表すことができる。 Ｂ＿ＶＡＬ’＝Ｂ＿ＶＡＬ×（１．０−０．０２×ＣＴ１） （式７）

【００５２】これにより、前半の加算期間Ｔ１に入った
直後ではカウント数ＣＴ１が０なので加算値Ｂ＿ＶＡ
Ｌ’は最大値Ｂ＿ＶＡＬであるが、ＰＷＭ周期ＴＭごと
のカウント数ＣＴ１が１ずつ増加するので加算値Ｂ＿Ｖ
ＡＬは一定の割合で減少し、前半の加算期間Ｔ１の終了
時に加算値Ｂ＿ＶＡＬ’はゼロとなる。

【００５３】図９は後半の加算期間Ｔ３の最大値の例を
示す図である。Ｃ＿ＶＡＬは後半の加算期間Ｔ３の最大
値である。例えば後半の加算期間の加算値の最大値Ｃ＿
ＶＡＬがＰＷＭ周期ＴＭの１５％であるとすると、Ｃ＿
ＶＡＬは次のように表すことができる。 Ｃ＿ＶＡＬ＝０．１５×ＴＭ （式８）

【００５４】後半の加算期間Ｔ３の加算値は、ゼロから
最大値Ｃ＿ＶＡＬまで変化する。交流電源電圧の周波数
を６０Ｈｚ、ＰＷＭ周波数を２５ｋＨｚ、後半の加算期
間Ｔ３を整流電圧周期の４６％の時間とし、後半の加算
期間Ｔ３においてＰＷＭ周期ＴＭでカウントアップする
カウント数をＣＴ２と表すものとすると実際に加算され
る値Ｃ＿ＶＡＬ’は次のように表すことができる。 Ｃ＿ＶＡＬ’＝Ｃ＿ＶＡＬ×０．０１０４×ＣＴ２ （式９）

【００５５】したがって、後半の加算期間Ｔ３の開始直
後ではＣＴ２がゼロであるので加算値Ｃ＿ＶＡＬ’はゼ
ロである。その後、ＰＷＭ周期ＴＭごとにカウント数が
ＣＴ２が１ずつ増加するので加算値Ｃ＿ＶＡＬ’は徐々
に増大し、後半の加算期間Ｔ３の終了時点では加算値Ｃ
＿ＶＡＬ’は最大値Ｃ＿ＶＡＬとなる。

【００５６】最終的に求められるスイッチング素子６の
オンデューティは（式４）と（式７）と（式９）から次
のように表すことができる。 オンデューティ＝基本オンデューティ２＋Ｂ＿ＶＡＬ’＋Ｃ＿ＶＡＬ’ ＝ＴＭ’−ＴＭ’×ＶＤ×Ｋ＋Ａ＿ＶＡＬ×（１．０−Ｋ） ＋Ｂ＿ＶＡＬ×（１．０−０．０２×ＣＴ１） ＋Ｃ＿ＶＡＬ×０．０１０８×ＣＴ２ （式１０）

【００５７】ＰＷＭ信号のオンデューティが１００％に
ならないように上限値を決めておき、（式１０）で計算
されたオンデューティがその上限値を超えるときには制
御装置１２はオンデューティを上限値にする。

【００５８】図１０はこの上限値を９０％としたときの
整流電圧波形ＶＡとスイッチング素子６のオンデューテ
ィの関係を示す図である。図１０において横軸は入力電
圧位相（゜）を表し、縦軸はオンデューティ（％）を表
している。Ｋ＝１．０のときには点線Ｂ３に示すように
交流電圧のゼロクロス点でオンデューティは８０％とな
り、整流電圧のピーク点では０％となる。Ｋ＝０．５の
ときには点線Ｂ４に示すように交流電圧のゼロクロス点
ではオンデューティは９０％となり、整流電圧のピーク
点では５５％となる。この最終的に得られた式（１０）
で表されるオンデューティが最も入力電流波形を改善す
ることができる。

【００５９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明では、制御
装置が整流電圧値検出手段で検出された検出電圧をＡ／
Ｄ変換したデジタル値ＶＤに応じた検出値Ａと、ＰＷＭ
信号の周期ＴＭより小さい所定の最大オン期間ＴＭ’と
からＴＭ’−ＴＭ’×Ａを計算し、その計算結果に基づ
いてＰＷＭ信号のデューティを決めるようにしているの
で、複雑な回路構成なしに入力電流波形の改善ができ
る。そのため、回路基板の省スペース化が図れ、低コス
トで力率の改善が図れるようになる。

【００６０】また、本発明では、係数Ｋからデジタル値
ＶＤ×Ｋを検出値Ａとしているので、制御装置は直流出
力電圧検出手段で検出された直流出力電圧を直流電圧値
設定手段で設定された電圧に一致するように係数Ｋの値
を決定する。これにより、直流電源装置は直流出力電圧
を設定電圧に一致するように制御することができる。

【００６１】また、本発明では、制御装置は上述の計算
結果に一定のオン時間を加算した期間をデューティとし
ているので、スイッチング素子のオンする期間が上昇
し、入力電流波形が改善される。

【００６２】また、本発明では、上述の計算結果に１−
Ｋに比例する時間を加えた期間をデューティとするの
で、Ｋの値によって取り得るデューティの範囲が拡張す
る。そのため、入力電流波形を改善することができる。

【００６３】また、本発明では、ゼロクロス点検出手段
でゼロクロス点を検出してそのゼロクロス点に基づく所
定の期間に制御装置が上述の計算結果に所定のオン時間
を加算してデューティを決めるので入力電流波形の改善
ができる。

【００６４】また、本発明では、所定のオン時間をゼロ
クロス点で最大となるようにしているので、入力電流波
形がさらに改善される。

【００６５】また、本発明では、ＰＷＭ信号のデューテ
ィが１００％にならないように上限値が設けられている
ので、ＰＷＭ信号の周期ＴＭごとに確実にリアクトルへ
のエネルギーの蓄積及びリアクトルから平滑用コンデン
サへのエネルギーの放出が行われる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施形態の直流電源装置の回路
図。

【図２】 その直流電源装置の直流出力電圧値設定手段
の回路図。

【図３】 その直流電源装置の整流電圧値のサンプリン
グの例を示す図。

【図４】 その直流電源装置のスイッチング素子を制御
するＰＷＭ信号のオンデューティの範囲の指定例を示す
図。

【図５】 その直流電源装置の整流電圧波形とＰＷＭ信
号のオンデューティの例を示す波形図。

【図６】 そのＰＷＭ信号のオンデューティに加算する
加算値の例を説明する図。

【図７】 整流電圧波形のゼロクロス点近傍におけるオ
ンデューティの加算期間の例を示す図。

【図８】 整流電圧波形周期の前半の所定期間に、ＰＷ
Ｍ信号のオンデューティに加算する加算値の最大値の例
を説明する図。

【図９】 整流電圧波形周期の後半の所定期間に、ＰＷ
Ｍ信号のオンデューティに加算する加算値の最大値の例
を説明する図。

【図１０】 その直流電源装置の整流電圧波形とＰＷＭ
信号のオンデューティの例を説明する図。

【符号の説明】

１ａ、１ｂ 交流電源端子 ２ ゼロクロス点検出手段 ３ 整流回路 ４ 整流電圧値検出手段 ５ リアクトル ６ スイッチング素子 ７ ダイオード ８ 平滑用コンデンサ ９ 直流電圧検出手段 １０ａ、１０ｂ 出力端子 １１ 直流出力電圧値設定手段 １２ 制御装置 １３ フォトカプラ １４ａ、１４ｂ 発光ダイオード １５ フォトトランジスタ １６〜２１ 抵抗 ２２ 入出力端子 ２３ ＰＷＭ発生器 ２４ Ａ／Ｄ変換器 ２５ 抵抗 ２６ 可変抵抗器

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電圧が入力される交流電源端子と、
   前記交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路に接
   続されエネルギーを蓄積及び放出できるリアクトルと、
   オン・オフ動作によって前記リアクトルに対するエネル
   ギーの蓄積及び放出を制御するスイッチング素子と、前
   記リアクトルから放出されたエネルギーによって充電を
   行う平滑用コンデンサと、前記平滑用コンデンサで平滑
   された直流出力電圧を出力するための直流出力端子と、
   前記平滑用コンデンサから電流が前記リアクトルに逆流
   するのを防止する手段と、前記整流回路の出力電圧値を
   検出する整流電圧値検出手段と、その検出電圧に基づい
   て周期ＴＭのＰＷＭ信号によって前記スイッチング素子
   をオン・オフ制御する制御装置とを有する直流電源装置
   において、 前記制御装置は前記検出電圧をＡ／Ｄ変換したデジタル
   値ＶＤに応じた検出値Ａと、周期ＴＭより小さい所定の
   最大オン期間ＴＭ’とから ＴＭ’−ＴＭ’×Ａ を計算して得るとともに、この計算結果に基づいて前記
   ＰＷＭ信号のデューティを決めることを特徴とする直流
   電源装置。
2. 【請求項２】 前記直流出力電圧を検出する直流出力電
   圧検出手段と、前記直流出力電圧を設定する直流電圧値
   設定手段とを備え、前記検出値Ａは前記デジタル値ＶＤ
   と係数Ｋ（ただし、０＜Ｋ≦１）とを掛けたものであ
   り、前記制御装置は前記直流出力電圧を前記直流電圧値
   設定手段で設定された電圧に一致するように前記係数Ｋ
   の値を決定することを特徴とする請求項１に記載の直流
   電源装置。
3. 【請求項３】 前記制御装置は前記デューティを前記計
   算結果に一定のオン時間を加算した期間とすることを特
   徴とする請求項１又は請求項２に記載の直流電源装置。
4. 【請求項４】 前記制御装置は前記検出値Ａを最小値が
   ゼロ、最大値が１となるスケールの小数値として処理し
   ており、前記デューティを前記計算結果にさらに１−Ｋ
   に比例して大きくなる時間を加えた期間とすることを特
   徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
5. 【請求項５】 前記交流電圧のゼロクロス点を検出する
   ゼロクロス点検出手段を備え、その検出されたゼロクロ
   ス点に基づく所定の期間に前記制御装置は前記計算結果
   に所定のオン時間を加算した期間を前記デューティとす
   ることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに
   記載の直流電源装置。
6. 【請求項６】 前記所定のオン時間は前記ゼロクロス点
   で所定の正の値であり、その後減少して所定のタイミン
   グでゼロとなることを特徴とする請求項５に記載の直流
   電源装置。
7. 【請求項７】 前記所定のオン時間は前記ゼロクロス点
   から所定のタイミングでゼロから上昇を開始し、その次
   の前記ゼロクロス点で最大値になることを特徴とする請
   求項５又は請求項６に記載の直流電源装置。
8. 【請求項８】 前記制御装置は前記デューティに１００
   ％より小さい上限値を設けることを特徴とする請求項１
   乃至請求項７のいずれかに記載の直流電源装置。