JPH0715971A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH0715971A JPH0715971A JP5154926A JP15492693A JPH0715971A JP H0715971 A JPH0715971 A JP H0715971A JP 5154926 A JP5154926 A JP 5154926A JP 15492693 A JP15492693 A JP 15492693A JP H0715971 A JPH0715971 A JP H0715971A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
- Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
- Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
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- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 直流電力をＰＷＭ制御によって一旦、交流電
力に変換し、変圧器を介して出力する電力変換装置の変
換効率を向上させる。 【構成】 ＰＷＭ制御により直流電圧を交流電圧に変換
する電力変換部２と、この交流電圧を一次電圧とし変圧
された二次電圧を得る変圧器３を備え、該二次電圧から
直流または交流出力電圧を得る電力変換装置において、
該変圧器に変圧比の異なるタップを設け、該ＰＷＭ制御
の変調率に応じて該変圧器のタップを決定する判定手段
15〜20を設けたもの。
力に変換し、変圧器を介して出力する電力変換装置の変
換効率を向上させる。 【構成】 ＰＷＭ制御により直流電圧を交流電圧に変換
する電力変換部２と、この交流電圧を一次電圧とし変圧
された二次電圧を得る変圧器３を備え、該二次電圧から
直流または交流出力電圧を得る電力変換装置において、
該変圧器に変圧比の異なるタップを設け、該ＰＷＭ制御
の変調率に応じて該変圧器のタップを決定する判定手段
15〜20を設けたもの。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、太陽電池や燃料電池等
の直流電力を高効率で交流又は直流の電力に変換する電
力変換装置に係り、特に中間に変圧器を備えて絶縁する
ようにした電力変換装置に関する。
の直流電力を高効率で交流又は直流の電力に変換する電
力変換装置に係り、特に中間に変圧器を備えて絶縁する
ようにした電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】太陽電池からインバータにより交流電力
を供給する連系用インバータの従来構成を図６に示しそ
の動作を説明する。太陽電池１の直流電源は、高周波イ
ンバータブリッジ２によりＰＷＭ制御され高周波電圧に
変換されて変圧器３の一次側に供給される。二次側の高
周波電圧はダイオードブリッジ４で整流され、リアクト
ル５により高周波リップルが平滑化された電流となる。
この電流が低周波インバータブリッジ６で交流に変換さ
れ交流電源系統７に電力を供給する。
を供給する連系用インバータの従来構成を図６に示しそ
の動作を説明する。太陽電池１の直流電源は、高周波イ
ンバータブリッジ２によりＰＷＭ制御され高周波電圧に
変換されて変圧器３の一次側に供給される。二次側の高
周波電圧はダイオードブリッジ４で整流され、リアクト
ル５により高周波リップルが平滑化された電流となる。
この電流が低周波インバータブリッジ６で交流に変換さ
れ交流電源系統７に電力を供給する。
【０００３】演算回路９は太陽電池１の電圧Ｖｄと交流
電源７の電圧Ｖａを監視しながら電流基準Ｉ* を出力す
る。電流制御部は増幅器10により、電流検出器８で検出
されたダイオードブリッジ４の直流側電流Ｉｄ2 が電流
基準Ｉ* に一致するよう比較増幅し、この出力Ｖ10と三
角波発生器11の三角波Ｖ11とを比較しＰＷＭ回路12によ
りロジック波形に変換し駆動回路13により高周波インバ
ータブリッジ２をＰＷＭ制御する。
電源７の電圧Ｖａを監視しながら電流基準Ｉ* を出力す
る。電流制御部は増幅器10により、電流検出器８で検出
されたダイオードブリッジ４の直流側電流Ｉｄ2 が電流
基準Ｉ* に一致するよう比較増幅し、この出力Ｖ10と三
角波発生器11の三角波Ｖ11とを比較しＰＷＭ回路12によ
りロジック波形に変換し駆動回路13により高周波インバ
ータブリッジ２をＰＷＭ制御する。
【０００４】インバータ制御回路14は交流電源の電圧Ｖ
ａの極性に応じてインバータブリッジ６を切換える。こ
のような制御を行った場合のダイオードブリッジ４の直
流側電流Ｉｄ2 と交流出力電流Ｉａおよび交流電圧Ｖａ
の波形例を図７（ａ）に示す。
ａの極性に応じてインバータブリッジ６を切換える。こ
のような制御を行った場合のダイオードブリッジ４の直
流側電流Ｉｄ2 と交流出力電流Ｉａおよび交流電圧Ｖａ
の波形例を図７（ａ）に示す。
【０００５】太陽電池の場合、日射量や、温度により太
陽電池の出力特性が大幅に変化するので、一般には最大
電力を出力するような演算を行って電流基準を出力する
ことが行われる。
陽電池の出力特性が大幅に変化するので、一般には最大
電力を出力するような演算を行って電流基準を出力する
ことが行われる。
【０００６】この制御には太陽電池の電圧と電流の検出
が必要であるが、簡易的には図７（ｂ）に示すように最
大電力となる電圧Ｖｘを一定に制御するよう電流基準を
出力することで達成できる。
が必要であるが、簡易的には図７（ｂ）に示すように最
大電力となる電圧Ｖｘを一定に制御するよう電流基準を
出力することで達成できる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】温度をパラメータにし
た太陽電池の特性例を図８（ａ）に示す。温度パラメー
タＴ1 、Ｔ2 はＴ2 ＞Ｔ1 の関係があり、温度が高くな
ると使用範囲の電圧Ｖｄは低下する。さらに負荷電流Ｉ
ｄを増加すると急激に電圧が低下する。
た太陽電池の特性例を図８（ａ）に示す。温度パラメー
タＴ1 、Ｔ2 はＴ2 ＞Ｔ1 の関係があり、温度が高くな
ると使用範囲の電圧Ｖｄは低下する。さらに負荷電流Ｉ
ｄを増加すると急激に電圧が低下する。
【０００８】これらを考慮すると定格電圧に対して±20
％以上の変動が考えられる。また、交流電源７の電圧変
動は一般に±10％を見込むことになる。このような大幅
な電圧変動に対しても図６の太陽電池インバータでは、
変圧器３の巻数比に±30％以上の総合電圧変動率を見込
んで設計する必要がある。
％以上の変動が考えられる。また、交流電源７の電圧変
動は一般に±10％を見込むことになる。このような大幅
な電圧変動に対しても図６の太陽電池インバータでは、
変圧器３の巻数比に±30％以上の総合電圧変動率を見込
んで設計する必要がある。
【０００９】ところが、このような変圧器の設計をする
と定格運転時には、変圧器の巻数比が大のため、同一の
二次側出力電流に対して、一次電流が増加することと、
高周波インバータ２でＰＷＭのパルス幅を狭く制御する
ことによる高周波成分の増大による導体の表被効果の二
点が原因となり、変圧器の損失の増大、インバータ２の
回路の損失増大のため効率が低下する。
と定格運転時には、変圧器の巻数比が大のため、同一の
二次側出力電流に対して、一次電流が増加することと、
高周波インバータ２でＰＷＭのパルス幅を狭く制御する
ことによる高周波成分の増大による導体の表被効果の二
点が原因となり、変圧器の損失の増大、インバータ２の
回路の損失増大のため効率が低下する。
【００１０】変圧器の一次巻数をｎ1 、二次巻数をｎ2
とした場合の巻数比ａ＝ｎ2 ／ｎ1をパラメータとし、
負荷率に対する電力変換装置の効率の特性例を図８
（ｂ）に示す。同図から明らかなように巻数比ａを大き
くすると効率は低下する。
とした場合の巻数比ａ＝ｎ2 ／ｎ1をパラメータとし、
負荷率に対する電力変換装置の効率の特性例を図８
（ｂ）に示す。同図から明らかなように巻数比ａを大き
くすると効率は低下する。
【００１１】現在太陽電池の価格が高く電力変換器の効
率を１％でも高めることが重要な課題となっいる。本発
明の目的は、太陽電池の電圧変動、交流電源の電圧変動
に対応して高効率な電力変換装置を提供することにあ
る。
率を１％でも高めることが重要な課題となっいる。本発
明の目的は、太陽電池の電圧変動、交流電源の電圧変動
に対応して高効率な電力変換装置を提供することにあ
る。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明は、ＰＷＭ制御により直流電圧を交流電圧
に変換する電力変換部と、この交流電圧を一次電圧とし
変圧された二次電圧を得る変圧器を備え、該二次電圧か
ら直流または交流出力電圧を得る電力変換装置におい
て、該変圧器に変圧比の異なるタップを設け、該ＰＷＭ
制御の変調率に応じて該変圧器のタップを決定する判定
手段を設ける。
めに、本発明は、ＰＷＭ制御により直流電圧を交流電圧
に変換する電力変換部と、この交流電圧を一次電圧とし
変圧された二次電圧を得る変圧器を備え、該二次電圧か
ら直流または交流出力電圧を得る電力変換装置におい
て、該変圧器に変圧比の異なるタップを設け、該ＰＷＭ
制御の変調率に応じて該変圧器のタップを決定する判定
手段を設ける。
【００１３】また、該変圧器のタップ切換にともなって
変化する二次電圧の比率に対応してＰＷＭ変調信号を補
正する手段を設け、変圧器タップ切換時の出力電圧の過
渡変動を抑制する。
変化する二次電圧の比率に対応してＰＷＭ変調信号を補
正する手段を設け、変圧器タップ切換時の出力電圧の過
渡変動を抑制する。
【００１４】
【作用】上記構成により、判定手段は常時ＰＷＭの変調
率を監視し、変調率が設定値より上昇すると変圧器の出
力電圧が高いタップを選択し、変調率が設定値より下降
すると変圧器の出力電圧が低いタップを選択する。
率を監視し、変調率が設定値より上昇すると変圧器の出
力電圧が高いタップを選択し、変調率が設定値より下降
すると変圧器の出力電圧が低いタップを選択する。
【００１５】また、変圧器のタップ切り換えにより二次
電圧が変化すると、その変化の比率に反比例してＰＷＭ
変調信号を補正し、変圧器タップ切り換え時の出力電圧
の過渡的変動を相殺するように作用する。
電圧が変化すると、その変化の比率に反比例してＰＷＭ
変調信号を補正し、変圧器タップ切り換え時の出力電圧
の過渡的変動を相殺するように作用する。
【００１６】
【実施例】本発明の実施例を図１に示す。図６と重複す
る部分には同一番号を付し説明を省略する。図１の変圧
器３にはタップ３ｂを設け、トランジスタ17とダイオー
ド19を直列にした整流回路とトランジスタ18とダイオー
ド20を直列にした整流回路をダイオードブリッジ４の直
流側に並列に接続する。
る部分には同一番号を付し説明を省略する。図１の変圧
器３にはタップ３ｂを設け、トランジスタ17とダイオー
ド19を直列にした整流回路とトランジスタ18とダイオー
ド20を直列にした整流回路をダイオードブリッジ４の直
流側に並列に接続する。
【００１７】増幅器10の出力Ｖ10をレベル検出器18でレ
ベル検出して、設定レベル以上になると駆動回路16によ
りトランジスタ17、18をオンさせる。三角波発生器出力
電圧Ｖ11と増幅器10の出力電圧Ｖ10からＰＷＭのロジッ
ク出力を得る方法は図２（ａ）に示すように電圧Ｖ10と
三角波Ｖ11を比較し電圧Ｖ10が大きい範囲でインバータ
ブリッジ２のＭＯＳＦＥＴをオンする信号とする。Ｖ10
／Ｖ11を変調率Ｍと呼んでいて変調率１以上は制御でき
ないことになる。
ベル検出して、設定レベル以上になると駆動回路16によ
りトランジスタ17、18をオンさせる。三角波発生器出力
電圧Ｖ11と増幅器10の出力電圧Ｖ10からＰＷＭのロジッ
ク出力を得る方法は図２（ａ）に示すように電圧Ｖ10と
三角波Ｖ11を比較し電圧Ｖ10が大きい範囲でインバータ
ブリッジ２のＭＯＳＦＥＴをオンする信号とする。Ｖ10
／Ｖ11を変調率Ｍと呼んでいて変調率１以上は制御でき
ないことになる。
【００１８】図１のように交流電源７に対して電流を流
すには電圧Ｖ10と三角波Ｖ11の関係は、図２（ｂ）に示
すように、電圧Ｖ10は交流電源の半波波形とほぼ同じ波
形となる。
すには電圧Ｖ10と三角波Ｖ11の関係は、図２（ｂ）に示
すように、電圧Ｖ10は交流電源の半波波形とほぼ同じ波
形となる。
【００１９】直流電源１の変動、交流電源７の変動を考
慮すると変圧器３のタップがない場合は図２（ｂ）のＶ
10に示すように常時は変調率が低い状態で運転し、直流
電源１の低下や交流電源７の上昇に応答するためのマー
ジンを持つ必要がある。
慮すると変圧器３のタップがない場合は図２（ｂ）のＶ
10に示すように常時は変調率が低い状態で運転し、直流
電源１の低下や交流電源７の上昇に応答するためのマー
ジンを持つ必要がある。
【００２０】本実施例では図１に示すように、Ｖ10のレ
ベルをレベル検出器15で検出し変調率Ｍが１に近づく
と、変圧器３のタップ３ｂに切換え（トランジスタ17、
18をオンさせダイオード19、20を動作させる）整流電圧
を上昇させるので電圧Ｖ10は低下する。
ベルをレベル検出器15で検出し変調率Ｍが１に近づく
と、変圧器３のタップ３ｂに切換え（トランジスタ17、
18をオンさせダイオード19、20を動作させる）整流電圧
を上昇させるので電圧Ｖ10は低下する。
【００２１】図２（ｃ）に示すように時刻ｔ1 〜ｔ2 は
Ｖ10が低いので、トランジスタ17、18はオフ状態であ
る。時刻ｔ2 においてＶ10がＡ点に達すると、レベル検
出器15が動作してトランジスタ17、18はオンして変圧器
タップを３ｂに切換え出力電圧が上昇するので変調率は
下がり整流出力電圧の平均値を下げるようＶ10は低下す
る。実際は応答の遅れのため実線のようになる。
Ｖ10が低いので、トランジスタ17、18はオフ状態であ
る。時刻ｔ2 においてＶ10がＡ点に達すると、レベル検
出器15が動作してトランジスタ17、18はオンして変圧器
タップを３ｂに切換え出力電圧が上昇するので変調率は
下がり整流出力電圧の平均値を下げるようＶ10は低下す
る。実際は応答の遅れのため実線のようになる。
【００２２】時刻ｔ3 でＶ10がＢ以下になると、レベル
検出器15が動作してトランジスタ17、18をオフさせ変圧
器３のタップに低い方に切換わり整流出力電圧が下がる
のでＶ10が上昇し変調率を上げるよう動作する。実際は
応答の遅れのため実線のようになる。
検出器15が動作してトランジスタ17、18をオフさせ変圧
器３のタップに低い方に切換わり整流出力電圧が下がる
のでＶ10が上昇し変調率を上げるよう動作する。実際は
応答の遅れのため実線のようになる。
【００２３】このようにして変調率の比較的高い範囲で
動作する期間が長くなるよう作用する。以上説明したよ
うに変調率が高い範囲で動作するよう作用するので、変
圧器３の電流の実効値やピーク値が低く、高調波成分が
減少し変圧器の表皮効果も減少して効率が向上する。さ
らにピーク電流が減少することでインバータブリッジ回
路２のスイッチング損失が減少し、実効電流の減少でイ
ンバータブリッジ回路２の銅損も減少し高効率で温度上
昇減少により信頼性が向上する。
動作する期間が長くなるよう作用する。以上説明したよ
うに変調率が高い範囲で動作するよう作用するので、変
圧器３の電流の実効値やピーク値が低く、高調波成分が
減少し変圧器の表皮効果も減少して効率が向上する。さ
らにピーク電流が減少することでインバータブリッジ回
路２のスイッチング損失が減少し、実効電流の減少でイ
ンバータブリッジ回路２の銅損も減少し高効率で温度上
昇減少により信頼性が向上する。
【００２４】図１ではトランジスタ17、18で高速に変圧
器のタップを切り換えたが、図３に示すように、リレー
接点31で変圧器タップを切り換える方法でも作用は同じ
である。ただし、この場合はリレー接点31の動作速度は
10〜20ms程度必要なためレベル検出器15の出力に、オフ
ディレイ回路30を設け駆動回路16を介してリレー接点31
を駆動し、リレーが高頻度で動作しないような工夫が必
要である。
器のタップを切り換えたが、図３に示すように、リレー
接点31で変圧器タップを切り換える方法でも作用は同じ
である。ただし、この場合はリレー接点31の動作速度は
10〜20ms程度必要なためレベル検出器15の出力に、オフ
ディレイ回路30を設け駆動回路16を介してリレー接点31
を駆動し、リレーが高頻度で動作しないような工夫が必
要である。
【００２５】また、図４に示すように変圧器３には３
ｂ、３ｃのように複数のタップを設け、高速サイリスタ
21、22、23、24を設けてレベル検出器25、駆動回路26を
追加してタップを切換えることで更に効果を高めること
が可能である。
ｂ、３ｃのように複数のタップを設け、高速サイリスタ
21、22、23、24を設けてレベル検出器25、駆動回路26を
追加してタップを切換えることで更に効果を高めること
が可能である。
【００２６】なお負荷39を直流側に設け、フィルタコン
デンサ29を追加したＤＣ／ＤＣ変換回路でも効果がある
ことは説明するまでもない。さらに、増幅器10の出力Ｖ
10を掛算器28を介してＶ28としてＰＷＭ回路12に入力
し、このＶ28のレベルをレベル検出器15、25で変調率レ
ベル検出し変圧器タップを切換えると同時にタップ切換
による整流器出力電圧の変動を防ぐため、変圧器のタッ
プ電圧比の逆数によるゲイン切換回路27の出力とＶ10を
掛算器28により掛算することにより、フィードフォワー
ド信号を与え巻数がアップするとＶ28がステップ状に低
下して整流器出力電圧が変動しないよう制御することも
できる。
デンサ29を追加したＤＣ／ＤＣ変換回路でも効果がある
ことは説明するまでもない。さらに、増幅器10の出力Ｖ
10を掛算器28を介してＶ28としてＰＷＭ回路12に入力
し、このＶ28のレベルをレベル検出器15、25で変調率レ
ベル検出し変圧器タップを切換えると同時にタップ切換
による整流器出力電圧の変動を防ぐため、変圧器のタッ
プ電圧比の逆数によるゲイン切換回路27の出力とＶ10を
掛算器28により掛算することにより、フィードフォワー
ド信号を与え巻数がアップするとＶ28がステップ状に低
下して整流器出力電圧が変動しないよう制御することも
できる。
【００２７】また接点31は図５（ａ）に示すように変圧
器の一次側を切換えることでも作用は同じである。さら
に、図５（ｂ）に示すように高周波変圧器ではなく商用
周波変圧器 を使うインバータ方式でもリアクトル36、
コンデンサ37でフィルタ効果を持たせた商用周波数出力
インバータの出力を接点31を介して変圧器３の電圧を切
換え、インバータブリッジ２の電流をなるべく低く使う
ことでも効果は同じである。
器の一次側を切換えることでも作用は同じである。さら
に、図５（ｂ）に示すように高周波変圧器ではなく商用
周波変圧器 を使うインバータ方式でもリアクトル36、
コンデンサ37でフィルタ効果を持たせた商用周波数出力
インバータの出力を接点31を介して変圧器３の電圧を切
換え、インバータブリッジ２の電流をなるべく低く使う
ことでも効果は同じである。
【００２８】またさらに図５（ｃ）に示す、交流スイッ
チ38によるサイクロコンバータ方式でも接点31により高
周波トランス３の巻数比を切換えることで効率向上がは
かれることは説明するまでもない。なお図１、図３、図
４などの制御はマイクロコンピュータを使って実現する
ことができる。
チ38によるサイクロコンバータ方式でも接点31により高
周波トランス３の巻数比を切換えることで効率向上がは
かれることは説明するまでもない。なお図１、図３、図
４などの制御はマイクロコンピュータを使って実現する
ことができる。
【００２９】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、変
調率を監視し変調率が高くなり過ぎ制御マージンが不足
すると変圧器の巻数比の高い方に切換え、変調率が低く
なると変圧器の巻数比の低い側の切換えることにより常
に効率が高く、制御マージンがある変調率点で運転する
ことによりエネルギーの損失を低減することができ、経
済的、高効率、高信頼性の電力変換装置を提供すること
ができる。
調率を監視し変調率が高くなり過ぎ制御マージンが不足
すると変圧器の巻数比の高い方に切換え、変調率が低く
なると変圧器の巻数比の低い側の切換えることにより常
に効率が高く、制御マージンがある変調率点で運転する
ことによりエネルギーの損失を低減することができ、経
済的、高効率、高信頼性の電力変換装置を提供すること
ができる。
【図１】本発明の一実施例。
【図２】本発明の動作を説明する図。
【図３】本発明の他の実施例。
【図４】本発明の他の実施例。
【図５】本発明の他の実施例。
【図６】従来の装置。
【図７】従来装置の動作を説明する図。
【図８】従来装置の不具合を説明する図。
【符号の説明】 １…直流電源、２…高周波インバータブリッジ、３…変
圧器、９…ダイオードブリッジ、５…リアクトル、６…
低周波インバータブリッジ、７…交流電源、８…電流検
出器、９…演算回路、10…増幅器、11…三角波発生器、
12…ＰＷＭ回路、13…駆動回路、14…インバータ制御回
路、15…レベル検出器、16…駆動回路、17，18…トラン
ジスタ、19，20…ダイオード、21，22，23，24…高速サ
イリスタ、25…レベル検出器、26…駆動回路、27…ゲイ
ン切換回路、28…掛算器、29…フィルタコンデンサ、39
…負荷、30…オフディレイ、31…リレー接点。
圧器、９…ダイオードブリッジ、５…リアクトル、６…
低周波インバータブリッジ、７…交流電源、８…電流検
出器、９…演算回路、10…増幅器、11…三角波発生器、
12…ＰＷＭ回路、13…駆動回路、14…インバータ制御回
路、15…レベル検出器、16…駆動回路、17，18…トラン
ジスタ、19，20…ダイオード、21，22，23，24…高速サ
イリスタ、25…レベル検出器、26…駆動回路、27…ゲイ
ン切換回路、28…掛算器、29…フィルタコンデンサ、39
…負荷、30…オフディレイ、31…リレー接点。
Claims (2)
- 【請求項１】 ＰＷＭ制御により直流電圧を交流電圧に
変換する電力変換部と、この交流電圧を一次電圧とし変
圧された二次電圧を得る変圧器を備え、該二次電圧から
直流または交流出力電圧を得る電力変換装置において、
該変圧器に変圧比の異なるタップを設け、該ＰＷＭ制御
の変調率に応じて該変圧器のタップを決定する判定手段
を設けたことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の電力変換装置におい
て、該変換器のタップの切換にともなって変化する二次
電圧の比率に対応してＰＷＭ変調信号を補正する手段を
設け、変圧器タップ切換時の出力電圧の過渡変動を抑制
することを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5154926A JPH0715971A (ja) | 1993-06-25 | 1993-06-25 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5154926A JPH0715971A (ja) | 1993-06-25 | 1993-06-25 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0715971A true JPH0715971A (ja) | 1995-01-17 |
Family
ID=15594972
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5154926A Pending JPH0715971A (ja) | 1993-06-25 | 1993-06-25 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0715971A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1870996A1 (de) | 2006-06-24 | 2007-12-26 | SMA Technologie AG | Schaltung zum Einspeisen elektrischer Energie in ein elektrisches Versorgungsnetz |
| US7802455B2 (en) | 2007-05-07 | 2010-09-28 | Janaka Limited Partnership | Programmable lock having incidental change control |
| US7905125B2 (en) | 2005-02-25 | 2011-03-15 | Janaka Limited Partnership | Programmable lock with integral change tooling |
| WO2018005321A1 (en) * | 2016-06-30 | 2018-01-04 | Sunpower Corporation | Converter topologies and control |
-
1993
- 1993-06-25 JP JP5154926A patent/JPH0715971A/ja active Pending
Cited By (5)
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|---|---|---|---|---|
| US7905125B2 (en) | 2005-02-25 | 2011-03-15 | Janaka Limited Partnership | Programmable lock with integral change tooling |
| EP1870996A1 (de) | 2006-06-24 | 2007-12-26 | SMA Technologie AG | Schaltung zum Einspeisen elektrischer Energie in ein elektrisches Versorgungsnetz |
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| WO2018005321A1 (en) * | 2016-06-30 | 2018-01-04 | Sunpower Corporation | Converter topologies and control |
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