JPH0759342A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 フォワードコンバータを用いたスイッチング
電源で、トランスに流れる電流のピーク値制御により、
力率を改善し電流を防止する。 【構成】 交流電源１の入力を整流６した脈流は、小容
量のノイズ防止コンデンサ７，発振器１８の所定周波数
でスイッチされるスイッチング手段８を介してトランス
９に加わり、その２次側の平滑回路１０〜１３で出力電
圧Ｖ₀ が得られる。電流検出手段１４で検出したトラン
ス９の電流は、出力電圧Ｖ₀ に応じて決まる基準電流値
（ＡＭＰ２出力）と比較１７され、トランス９の電流の
ピーク値がこの基準電流値以下となるように制御系１９
〜２３を介してスイッチング手段８を制御する。これに
より、トランス９のピーク電流は制限され、力率が改善
されると共に、電源投入時及び電源瞬断時に２次側出力
（平滑）電解コンデンサに流れる突入電流を防止する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スイッチング電源装置
に係り、特に交流入力の力率を改善するスイッチング電
源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、ラインオペレート型のスイッチ
ング電源の多くは、その整流方式としてコンデンサイン
プット型整流方式を採用しているため力率が悪く、以下
の問題を有している。

【０００３】有効電力に比べて極めて大きな皮相電力
を消費するため、一般のコンセントから取り得る電力が
見かけ上小さくなる。

【０００４】ピークの大きい充電電流は、高調波成分
も大きく、これが電力系統に高調波歪を発生させるた
め、他の機器に障害を及ぼす。

【０００５】従来、上記問題を解消するために力率を改
善する方式として、チョークインプット型整流方式とア
クティブ平滑フィルタ方式がある。

【０００６】チョークインプット型整流方式は、最も簡
単に力率を改善することができるが、商用周波レベルで
はチョークコイルのインダクタンスを相当大きな値にす
る必要があり、形状が大きく、重量も重くなってしま
い、実装において大きな問題がある。

【０００７】また、アクティブ平滑フィルタ方式は、原
理的に力率は１となるが、昇圧チョッパーの使用によ
り、出力電圧は入力電圧のピーク値よりも必ず高く設定
しなければならず、入力電圧よりも低い出力電圧が必要
な場合は、後段にＤＣーＤＣコンバータを使用して電圧
を下げなければならない。従って、信頼性が悪くなり、
効率も低下する。また、アクティブ平滑フィルタの出力
は、非絶縁であるため安全上問題がある。

【０００８】近年、例えば特開平４−１３８５０６号公
報（文献１）により、チョークインプット型整流方式と
アクティブ平滑フィルタ方式の問題点を解消しつつ、力
率を改善するため、入力電流を矩形波状に制御するフォ
ワードコンバータを用いたスイッチング電源装置の力率
改善方式が提案されている。このフォワードコンバータ
は、スイッチング手段がオンの期間に２次側にエネルギ
ーを伝達するような絶縁型のスイッチングレギュレータ
を有している。

【０００９】この方式は、一般的なフォワードコンバー
タとその制御部で構成される。ただし、整流器としての
ブリッジ整流器の後段には、平滑回路は存在しない。制
御部は、商用電源の正弦波電圧と２次側の出力コンデン
サの充電電流を検出し、該充電電流をフォワードコンバ
ータの１次側にあるスイッチング手段により、例えば数
１０ＫＨｚ以上の周波数でスイッチングし、該充電電流
の平均値が正弦波状になるようにスイッチングパルス幅
をＰＷＭ制御する。このように制御することにより、出
力コンデンサの充電電力は、出力電圧が一定（一定にな
るように制御される）であるから、正弦波状となる。ま
た、前述したように整流器の後段には、平滑回路がな
い。従って、出力コンデンサの充電電力が正弦波状であ
るということは、商用電源コンセント部位から見た入力
電力も正弦波状であるということになり、又、この部位
での入力電圧は正弦波状であるから、入力電流は矩形波
状になる。これにより、入力電流の導通角が広がり、力
率を改善している。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記文
献１の方式はＰＷＭ制御を採用しているため、図７
（ａ）に示すような交流電源の投入時及び瞬断時におい
て、２次側の出力コンデンサに流れる電流のピークは制
限されず、入力電流には、同図（ｂ）に示すような突入
電流が発生し、これを防止するための突入電流防止回路
が必要となる。また、２次側の出力コンデンサの充電電
流をその平均値が正弦波となるように制御するための基
準信号を得るためにＰＷＭ機能を含む乗算器と低域フィ
ルタを使用しなければならない。

【００１１】従って、本発明の目的は、上記従来技術の
チョークインプット型整流方式及びアクティブ平滑フィ
ルタ方式の問題点を解消して、力率が改善され、小型軽
量化が可能であり、また、入力電圧よりも低く１次側と
は絶縁された出力電圧を得ることができると共に、上記
文献１に示されるフォワードコンバータ方式の問題点を
解消して、特別の突入電流防止回路を用いることなく突
入電流の発生をくい止め、更に、ＰＷＭ機能及び低域フ
ィルタを含む特別の乗算器を用いることなく力率を改善
することが可能なスイッチング電源装置を提供すること
にある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、スイッチング電源装置において、交流電
源から供給される交流を整流する整流回路と、前記整流
回路の出力を所定の周波数でスイッチングするスイッチ
ング手段と、前記スイッチング手段でスイッチングされ
る前記整流回路の出力を１次側に入力し、所定の変圧を
行なって２次側へ出力するトランスと、前記トランスの
２次側出力を平滑する平滑回路と、前記平滑回路で平滑
される前の、前記トランスに流れる電流を検出する電流
検出手段と、前記スイッチング手段を所定の周波数でス
イッチングする制御回路とを具備し、前記制御回路は、
前記検出手段で検出した電流及び前記平滑回路の出力電
圧に応じて前記トランスの電流のピーク値を制限する制
御を行なうように構成したものである。

【００１３】なお、前記制御回路は、前記平滑回路の出
力電圧値に基いて基準値を生成する手段と、前記基準値
及び前記検出電流を比較して前記トランスを流れる電流
のピーク値が基準値以下になるようにスイッチング制御
する手段を有している。この基準値の代りに、更に、交
流電源の正弦波形をこの基準値と乗算した基準正弦波を
用いることもできる。

【００１４】また、この基準値として、前記交流電源の
整流後の脈流電圧の高低に応じて高低となるように２段
階以上に切り換える手段を設けることもできる。

【００１５】

【作用】上記構成に基づく作用を、上記文献１の従来技
術と対比して説明する。

【００１６】本発明においても、整流回路と、スイッチ
ング手段の位置と、トランスと、平滑回路とは上記文献
１と同様な回路構成となっている。従って、文献１と同
様に、整流回路の出力には大容量のコンデンサは用いな
いため、トランスには脈流電圧が加わり、フォワードコ
ンバータとして機能し、脈流電圧に対する２次側へのエ
ネルギー伝達期間はトランス巻数比を調整することで広
げられる。

【００１７】しかしながら、本発明では、更に、（上記
文献１の電流検出手段が平滑回路を流れる平均電流を検
出するのに対して、）電流検出手段はトランスを流れる
電流（オンオフ電流）を検出するように配置され、（上
記文献１のスイッチング制御回路が出力電圧及び検出電
流に基いて実質的にＰＷＭされたスイッチング信号によ
りスイッチング手段をＰＷＭ制御しているのに対し
て、）制御回路は、ＰＷＭ制御を行なうのではなく、電
流検出手段で検出された電流値及び平滑回路の出力電圧
に基いて、検出されたトランスに流れる電流のピーク値
を基準値以下に（基準値を越えないように）制限（抑
制）する制御を行なうように構成される。これによっ
て、脈流電圧のピーク付近におけるエネルギーの伝達密
度は減少し、トランスの巻数比によって決定される２次
側へのエネルギーの伝達が可能なすべての期間に入力電
流が流れるようになり、比較的簡単な回路で力率が大幅
に改善される。また、トランスに流れる電流のピーク値
が制限されるため、電源投入時及び電源瞬断時に２次側
の出力（平滑）コンデンサに流れる突入電流が制限さ
れ、入力側に特別の突入電流防止回路を設けずとも突入
電流を発生させないようにすることができる。

【００１８】

【実施例】以下に、本発明の実施例を図面により説明す
る。

【００１９】まず、図１により、本発明の原理を説明す
る。図１は本発明の原理図である。同図において、本発
明は、交流電源１を整流する整流回路６と、該整流回路
の出力電圧をトランスを介して所定の周波数でスイッチ
ングするスイッチング手段８と、該スイッチング手段で
前記整流回路の出力を所定の変圧を行って２次側へ出力
するトランス９と、該トランスの２次側出力を平滑する
平滑回路と、前記トランスの２次側に流れる電流を検出
する電流検出手段１４と、出力電圧Ｖ₀ に応じて前記ト
ランスの２次側に流れる電流のピーク値を制御するよう
に前記スイッチング手段を所定の周波数で、例えば数１
０ＫＨｚ以上の周波数でスイッチングさせる信号を生成
する制御回路１５とにより構成される。尚、電流検出手
段１４は、前記トランス９の１次側に流れる電流を検出
するように設置してもよい。また、交流電源を整流する
整流回路の出力には、スイッチング手段のスイッチング
周波数及びその高調波ノイズが、入力交流電源ラインに
流出するのを防止するために、高周波特性の良い小容量
のコンデンサ７を設けることが望ましい。

【００２０】次に、第１図の動作を説明する。

【００２１】本発明は、フォワードコンバータ使用し、
トランスに流れる電流のピーク値を制御することにより
力率を改善すると共に、特別の突入電流防止回路なし
で、突入電流防止回路なしで、突入電流の発生を防止す
ることができる。

【００２２】整流回路６の出力には、商用周波数（５０
Ｈｚ又は６０Ｈｚ）を平滑するための大容量の電解コン
デンサを用いないため、トランス９に加わる電圧は、交
流入力を全波整流した脈流電圧となる。フォワードコン
バータは、スイッチング手段８がオンの期間にトランス
９の２次側にエネルギーを伝達するような絶縁型のスイ
ッチングレギュレータであるので、上記のようにトラン
ス９に加わる電圧が脈流電圧となる場合は、フォワード
コンバータの回路構成上の特徴として、脈流電圧の谷の
部分では２次側へエネルギーを伝達することができな
い。これは、スイッチング手段がオンの期間にトランス
の２次側に加わる電圧が出力電圧よりも低いときは、２
次側の整流ダイオード１０には逆電圧が加わり電流が流
れないためである。従って、入力電圧と出力電圧の関係
に応じてトランス９の巻数比を調整し、脈流電圧に対し
２次側へのエネルギー伝達が可能な期間を広げる。しか
しながら、上記のように整流回路の出力の平滑コンデン
サを取り除いた場合、トランスの巻数比を調整して２次
側へのエネルギー伝達が可能な期間を広げたとしても、
上記文献１等により一般的に行なわれている出力電圧と
基準電圧との差を増幅しスイッチング手段のパルス幅を
制御するＰＷＭ制御方式では、脈流電圧のピーク付近に
おけるエネルギーの伝達密度が大きく、入力電流は、脈
流電圧のピーク付近で大きくなり力率は改善されない。
そこで、本発明では、トランスに流れる電流のピーク値
を出力電圧が一定となるように制御する、すなわち、電
流検出手段として、文献１のように平滑手段を流れる電
流を検出するのではなく、トランスの１次側または２次
側を流れる電流を直接検出することにより、出力電圧が
高くなると電流のピーク値が低くなるようにし、出力電
圧が低くなると電流のピーク値が高くなるように制御す
る。これにより、脈流電圧のピーク付近におけるエネル
ギーの伝達密度は減少し、トランスの巻数比によって決
定される２次側へのエネルギー伝達が可能なすべての期
間に入力電流が流れるようになり、比較的簡単な回路で
力率は例えば０．９程度と（従来のアクティブ方式の
０．６程度の力率に比べて）大幅に改善される。また、
トランスに流れる電流のピーク値を制限するように制御
するため、入力投入時及び入力瞬断時に２次側の出力コ
ンデンサに流れる突入電流は制限され、突入電流防止回
路は不要となる。

【００２３】次に、本発明の実施例について図２〜図６
を参照しながら説明する。

【００２４】図２は、本発明の第１実施例の構成図であ
る。１は商用交流電源、６は整流回路で４個のダイオー
ド２、３、４および５がブリッジ接続されている。整流
回路６の出力には、スイッチング手段８のスイッチング
周波数及びその高調波ノイズが、入力交流電源ラインに
流出するのを防止するための小容量（例えば出力６００
ｗの電源装置で２〜３μＦ程度あり、コンデンサインプ
ット用の４００〜５００μＦのオーダの容量と比べて極
めて小さい容量）のコンデンサ７とトランス９の１次巻
線が接続されている。スイッチング手段８は、トランス
９の１次巻線を介して整流回路６の出力に接続されてお
り、制御回路からのドライブ信号によりオン／オフ制御
される。前記トランス９の２次巻線には、ダイオード１
０、１１、チョークコイル１２および大容量の平滑用電
解コンデンサ１３からなる平滑回路と、電流検出手段と
してのカレントトランス１４が接続されている。

【００２５】本実施例の特徴の１つとして、このカレン
トトランス１４は、上記文献１の電流検出手段（コンデ
ンサ１３の負側端子とダイオード１１のアノード端子と
の間に相当する位置に設けられていて、平滑手段を流れ
る平均電流を検出する）と違って、ダイオード１１より
も前段位置に設けられ、トランスの２次側を流れる電流
を直接検出できるようになっている。

【００２６】次に制御回路について説明する。１６は、
ＡＭＰ１，ＡＭＰ２，両アンプ間を絶縁するホトカプラ
ＰＣ、及び基準電圧源Ｅ₁，Ｅ₂を有し、基準電圧Ｅ₁ と
出力電圧とＶ₀ の誤差を増幅し基準電流値を設定する基
準電流値設定回路であり、この回路で設定される基準電
流値（ＡＭＰ２の出力）は、出力電圧が高くなると低く
なり、出力電圧が低くなると高くなる。１７は、電圧コ
ンパレータであり、基準電流値と電流検出手段１４によ
り得られるトランス９の２次側に流れる電流を電圧変換
した信号とを比較して、トランス９の２次側に流れる電
流が、電流基準値を越えたときにフリップフロップ１９
にセット信号を送出する。フリップフロップ１９は、電
圧コンパレータ１７の出力によってセットされ、発振器
１８の出力によってリセットされる。発振器１８は、ス
イッチング手段８のスイッチング周波数を決定すると共
に、オンデューティの最大値を決定している。２１はＯ
Ｒ回路であり、フリップフロップ１９の出力と発振器１
８の出力をインバータ２０によって反転した信号を入力
とし、その出力は、フリップフロップ２２のリセット端
子に接続される。フリップフロップ２２は、発振器１８
の出力によりセットされ、前記ＯＲ回路２１の出力によ
りリセットされる。フリップフロップ２２の出力は、ド
ライブ回路２３を通じてスイッチング手段８をオン／オ
フ制御する。

【００２７】上述のような制御を行なうことにより、出
力電圧Ｖ₀ が一定になるように制御しながら、図３
（ａ）に示すような交流電源１の正弦波の入力電圧波形
に対し、トランス９の１次側及び２次側に流れる電流
は、同図（ｂ）のようになり、該トランス９の巻数比に
よって決定される２次側へのエネルギー伝達が可能な全
ての期間において、同図（ｃ）に示すような入力電流
（電源１から流れこむ電流）が流れ、力率は大幅に改善
される。また、同図（ｂ）に示すように、トランス９に
流れる電流のピーク値は、常に基準電流値以下に制限さ
れるように制御されるため（検出電流が基準値を越えよ
うとすると、フリップフロップ１９がセットされ、フリ
ップフロップ２２がリセットされ、スイッチ８がオフと
なるように制御されるため）、同図（ｄ）に示すような
入力電圧の交流電源１の投入時及び瞬断時に対し、２次
側の出力コンデンサ１３に流れる突入電流は制限され、
入力電流は同図（ｅ）のようになり、突入電流防止回路
は不要となる。この時の入力電流の最大値は、基準電流
設定回路により設定される電流基準値の上限により決定
される。

【００２８】次に第２実施例について、図４を参照して
説明する。図４において、図２に示す第１実施例と同一
記号のものは、同一若しくは相当するものを示し、図２
に示す第１実施例と異なる点は、基準電流値設定回路１
６の出力に参照用入力電圧波形を乗算するための乗算器
２４を設けた点である。

【００２９】第１実施例において、トランス９に流れる
電流のピーク値は、整流回路６の出力である脈流電圧の
すべての範囲において一定になるように制御される。従
って、１次側から２次側へ伝達されるエネルギーは、そ
の伝達が可能な領域において一定となる。しかしなが
ら、トランス９に加わる電圧は脈流電圧であるから、入
力電流は、図３（ｃ）に示すように２次側へのエネルギ
ー伝達が可能な領域において中心部分よりも両端部分の
ほうが大きくなってしまう。

【００３０】これに対し、第２実施例では、図４に示す
ように、基準電流値設定回路１６の出力と整流回路６の
出力である参照用入力電圧波形とを入力とする乗算器２
４の出力を基準電流値として、トランス９に流れる電流
のピーク値がこの基準電流値以下に制限されるように制
御されると、１次側から２次側へ伝達されるエネルギー
は、その伝達が可能な領域において正弦波状となる。従
って、入力電流波形は、１次側から２次側へのエネルギ
ー伝達が可能な領域において一定となり、力率を更に改
善することができる。また、このように、トランス９を
流れるピーク電流が制限される結果、突入電流防止回路
は、第１実施例と同様不要である。

【００３１】次に第３実施例について、図５及び図６を
参照して説明する。図５において、図４と同様、図２に
示す第１実施例と同一記号のものは、同一若しくは相当
するものを示す。図５に示す第３実施例は、図４に示す
第２実施例とは異なり、乗算器を使用せずに第１実施例
よりも更に力率を改善することができる。第１実施例と
異なる点は、基準電流値設定回路１６の出力である基準
電流値を脈流電圧の高低によって切り替える基準電流値
切り替え回路２６と、該基準電流値切り替え回路によっ
て基準電流値を切り替える際の変化量と傾きを設定する
ためのＲ１、Ｒ２、Ｒ３、及びＣ１を設けた点である。
前記基準電流値切り替え回路２６は、整流回路６の出力
である脈流電圧が任意に設定可能な基準レベルよりも高
い場合は基準電流値も高く、低い場合は基準電流値も低
くなるように制御する。次に、基準電流値切り替え回路
の動作の詳細について説明する。図６（ａ）に示す交流
電源１の電圧波形をダイオード２７、２８を用いて整流
した脈流電圧波形と、その脈流電圧をピークホールドし
た波形の２つの波形をレベル変換することにより、電圧
コンパレータ２５の入力波形は、同図（ｂ）のＥ₃とＥ₄
ようになる。この電圧コンパレータ２５の入力を調整す
ることにより、脈流電圧の高低に対して基準電流値の切
り替え点を任意に設定することができる。電圧コンパレ
ータ２５の出力は、同図（ｃ）に示すように、脈流電圧
Ｅ₃が任意の設定レベルＥ₄よりも低いときに、基準電流
値を切り替えるためのスイッチとしてのトランジスタＴ
ｒをオンさせ、脈流電圧Ｅ₃が設定レベルＥ₄よりも高い
ときにトランジスタＴｒをオフさせるので、電圧コンパ
レータ１７の一側に入力される基準電流値は同図（ｄ）
に示すようになる。この時の基準電流値の変化量は、抵
抗Ｒ１、Ｒ２およびＲ３により調整する。このように基
準電流値を制御することにより、トランス９の１次側ま
たは２次側を流れる電流は、同図（ｅ）のようになり、
電源１からの入力電流は、同図（ｆ）のようになる。

【００３２】上述のような動作により、第２実施例に示
すような乗算器を使用せずに第１実施例よりも更に力率
を改善することができる。また、この力率改善効果は、
電圧Ｅ₃に対する設定レベルＥ₄を異ならしめた基準電流
値切り替え回路２６を複数個用い基準電流値の切り替え
レベルを階段状にすることにより一層向上する。また、
第３実施例でも、トランス９を流れる電流のピーク値
は、第６図（ｅ）に示すように制限されるので、突入防
止回路は、第１および第２実施例と同様不要である。

【００３３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のスイッチ
ング電源装置は、フォワードコンバータを用い、その出
力電圧安定化方式としてピーク電流制御方式を採用する
ことにより、力率を改善すると同時に小型・軽量化が可
能であり、また、入力電圧より低く絶縁された出力電圧
を得ることができるという効果が得られる。更に、本発
明は、電流検出手段として、平滑回路よりも前段でトラ
ンスに流れる電流を検出するように配置され、またスイ
ッチング手段の制御回路として、検出手段で検出した電
流及び前記平滑回路の出力電圧に応じて、前記トランス
に流れる電流のピーク値を基準値以下に制限する制御を
行なうように構成したもので、入力側に特別の突入電流
防止回路を設けずとも突入電流を発生させないようにす
ることができるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本動作を説明するためのスイッチン
グ電源装置の原理図である。

【図２】本発明の第１実施例の構成図である。

【図３】図２に示す本発明の第１実施例の動作説明図で
ある。

【図４】本発明の第２実施例の構成図である。

【図５】本発明の第３実施例の構成図である。

【図６】図５に示す第３実施例における商用周波数スケ
ールの動作説明用の信号波形図である。

【図７】従来方式における入力投入時及び入力瞬断時の
入力電圧・入力電流波形である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２〜５ ダイオード ６ 整流回路 ７ 小容量コンデンサ ８ スイッチング手段 ９ トランス １０，１１ ダイオード １２ チョークコイル １３ 電解コンデンサ １４ 電流検出手段 １５ 制御回路 １６ 基準電流値設定回路 ２６ 基準電流値切り替え回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 林 克典 神奈川県小田原市国府津2880番地 株式会 社日立製作所ストレージシステム事業部内

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源から供給される交流を整流する
   整流回路と、前記整流回路の出力を所定の周波数でスイ
   ッチングするスイッチング手段と、前記スイッチング手
   段でスイッチングされる前記整流回路の出力を１次側に
   入力し、所定の変圧を行なって２次側へ出力するトラン
   スと、前記トランスの２次側出力を平滑する平滑回路
   と、前記平滑回路で平滑される前の、前記トランスに流
   れる電流を検出する電流検出手段と、前記スイッチング
   手段を所定の周波数でスイッチングする制御回路とを具
   備し、前記制御回路は、前記検出手段で検出した電流及
   び前記平滑回路の出力電圧に応じて前記トランスの電流
   のピーク値を制限する制御を行なうように構成したこと
   を特徴とするスイッチング電源装置。