WO2021240597A1 - 直流電源装置およびその制御方法 - Google Patents

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power supply
zero
signal
switch
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利城 別院
和憲 坂廼邉
信吾 谷中
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • This disclosure relates to a DC power supply device connected to an AC power supply and a control method thereof.
  • a zero-cross detector that detects the zero-cross point of the AC voltage
  • a rectifier circuit that rectifies the AC voltage at full wave
  • a switch unit connected between the input ends of the rectifier circuit
  • a smoothing capacitor connected between the output ends of the rectifier circuit.
  • a DC power supply device having a control unit is known (see, for example, Patent Document 1).
  • the control unit stores the switch pattern, which is a combination of the delay time from the zero crossing point to the start of the short circuit of the switch unit and the short circuit time, corresponding to multiple types of loads, and is connected in parallel to the output end of the smoothing capacitor. Select the switch pattern that best suits your load.
  • the frequency of the AC voltage supplied from the AC power supply is not always constant.
  • the frequency of the AC voltage supplied from the generator fluctuates according to the rotation speed of the motor of the generator, so that the frequency may fluctuate.
  • the period of the zero cross point may not be stable and the timing of the zero cross point may fluctuate suddenly.
  • the fluctuation of the period of the zero cross point is not limited to the case where the frequency abnormality of the AC voltage is the cause, but also the distortion generated in the AC voltage may be the cause.
  • the frequency abnormality of the AC voltage is the cause
  • the distortion generated in the AC voltage may be the cause.
  • the fluctuation of the period of the zero cross point is not limited to the case where the frequency abnormality of the AC voltage is the cause, but also the distortion generated in the AC voltage may be the cause.
  • the fluctuation of the period of the zero cross point is not limited to the case where the frequency abnormality of the AC voltage is the cause, but also the distortion generated in the AC voltage may be the cause.
  • the present disclosure has been made to solve the above-mentioned problems, and provides a DC power supply device that outputs a stable DC voltage even if the period of the zero cross point of the AC power supply fluctuates, and a control method thereof. be.
  • the DC power supply device includes a rectifying circuit that rectifies the power supply voltage output from the AC power supply, a smoothing capacitor that smoothes the output voltage of the rectifying circuit and outputs a DC voltage, and an output side of the rectifying circuit. Based on a switch connected between the input side of the smoothing capacitor, a zero-cross detector that detects the zero-cross point of the power supply voltage, and a zero-cross period that is the cycle of the zero-cross point detected by the zero-cross detector.
  • the control device includes a control device that generates an on signal, which is a control signal for turning on the switch, and the control device sets the timing of the on operation of the switch to the zero cross period and a predetermined fixed time.
  • the adjusting means for setting the switching cycle, which is the cycle of the on-signal, and the switching cycle set by the adjusting means so as to be between the detected zero-cross cycle, which is the average value of the plurality of detected zero-cross cycles. It has a switch control means for outputting the on signal to the switch in response to the above.
  • the control method of the DC power supply device includes a rectifier circuit that rectifies the power supply voltage output from the AC power supply, a smoothing capacitor that smoothes the output voltage of the rectifier circuit and outputs a DC voltage, and the rectifier circuit. It is a control method of a DC power supply device having a switch connected between an output side and an input side of the smoothing capacitor and a zero cross detector for detecting a zero cross point of the power supply voltage, and is a control method of the on operation of the switch.
  • the timing is between the zero-cross cycle, which is the cycle of the zero-cross point detected by the zero-cross detector, and the zero-cross average cycle, which is the average value of a plurality of the zero-cross cycles detected at a predetermined fixed time. As described above, it has a step of setting a switching cycle which is a cycle of an on signal for operating the switch on, and a step of outputting the on signal to the switch corresponding to the set switching cycle. ..
  • the switching cycle is set so that the timing of the switch on operation is between the zero cross cycle and the zero cross average cycle based on the detection value of the zero cross detector. Therefore, even if the zero cross point fluctuates, the influence of the fluctuation of the zero cross point on the DC voltage is reduced. As a result, it is possible to suppress the DC voltage from being over-boosted and insufficiently boosted, and it is possible to output a stable DC voltage.
  • FIG. It is a circuit block diagram which shows one structural example of the DC power supply device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a functional block diagram which shows one configuration example of the control apparatus shown in FIG.
  • It is a hardware configuration diagram which shows one configuration example of the control device shown in FIG.
  • It is a hardware configuration diagram which shows another configuration example of the control device shown in FIG.
  • It is a figure which shows the operation of the switch in the case of the basic operation of the DC power supply device which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a flowchart which shows the operation procedure of the DC power supply apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows an example of the case where the switching cycle is corrected when the cycle of the zero cross point of a DC power supply fluctuates in Embodiment 1.
  • FIG. It is a flowchart which shows the operation procedure of the DC power supply device which concerns on Embodiment 2. It is a timing chart which shows an example of the case where the zero cross period fluctuates in Embodiment 2. It is a flowchart which shows the operation procedure of the DC power supply device which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a configuration example of a DC power supply device according to the first embodiment.
  • the DC power supply device 10 includes a rectifier circuit 2, a switch 4, a smoothing capacitor 6, a zero cross detector 7, a DC voltage detector 8, and a control device 9.
  • FIG. 1 shows a case where the rectifier circuit 2 is a bridge rectifier circuit having rectifier diodes 2a to 2d, but the rectifier circuit 2 is not limited to the bridge rectifier circuit.
  • the target DC voltage Vs which is the target value of the DC voltage Vdc output from the DC power supply device 10, is input to the control device 9 from the outside.
  • the rectifier circuit 2 is connected to the output side of the AC power supply 1 and full-wave rectifies the power supply voltage Vac output from the AC power supply 1.
  • the switch 4 is connected in parallel to the two electric wires on the output side of the rectifier circuit 2.
  • the reactor 3 is connected to the electric wire on the high voltage side.
  • the reactor 3 improves the power factor and suppresses harmonics.
  • a smoothing capacitor 6 is connected in parallel to two electric wires on the output side of the switch 4.
  • the switch 4 is connected between the output side of the rectifier circuit 2 and the input side of the smoothing capacitor. A voltage fully wave rectified by the rectifier circuit 2 is applied to the switch 4 via the reactor 3.
  • the switch 4 is connected to the control device 9 via a signal line (not shown).
  • the switch 4 operates on and off in response to the control signal input from the control device 9. When the switch 4 is turned on, the two electric wires on the output side of the rectifier circuit 2 are short-circuited, and when the switch 4 is turned off, the two electric wires on the output side of the rectifier circuit 2 are released.
  • the switch 4 short-circuits and opens the two electric wires on the output side of the rectifier circuit 2.
  • the diode 5 is connected to the wire on the high voltage side.
  • the diode 5 prevents the current discharged from the smoothing capacitor 6 from flowing to the switch 4 side.
  • the DC voltage Vdc is output to the output side of the smoothing capacitor 6.
  • a load (not shown in the figure) is connected to the output side of the smoothing capacitor 6, and a DC voltage Vdc is supplied to the load.
  • the zero cross detector 7 is connected to the output side of the AC power supply 1.
  • the zero-cross detector 7 detects the zero-cross point of the power supply voltage Vac output from the AC power supply 1.
  • the zero cross point is the change point between the negative voltage and the positive voltage in the power supply voltage Vac.
  • the DC voltage detector 8 is connected to the output side of the smoothing capacitor 6.
  • the DC voltage detector 8 detects the DC voltage Vdc output from the smoothing capacitor 6.
  • the zero-cross detector 7 and the DC voltage detector 8 are connected to the control device 9.
  • the zero crossing detector 7 outputs a zero crossing signal, which is a signal indicating that the zero crossing point is detected, to the control device 9.
  • the DC voltage detector 8 outputs the detected DC voltage Vdc value to the control device 9.
  • T is a zero-cross cycle, which is a cycle of zero-cross points detected by the zero-cross detector 7.
  • FIG. 2 is a functional block diagram showing a configuration example of the control device shown in FIG.
  • the control device 9 is a control signal for turning on the switch 4 based on the DC voltage Vdc detected by the DC voltage detector 8 and the zero cross period T which is the cycle of the zero cross point detected by the zero cross detector 7.
  • the on signal S is generated and output to the switch 4.
  • the control device 9 has an adjusting means 21 and a switch controlling means 22.
  • Various functions of the control device 9 are realized by executing software by an arithmetic unit such as a microcomputer.
  • the control device 9 may be composed of hardware such as a circuit device that realizes various functions.
  • the adjusting means 21 measures the time interval at which the zero cross signal is input from the zero cross detector 7 with a timer (not shown), and calculates the zero cross period T. Then, the adjusting means 21 calculates and stores the zero-cross average period Tave, which is the average value of the zero-cross period T.
  • the control device 9 has a memory (not shown), and the adjusting means 21 stores and stores a plurality of values of a plurality of zero cross periods T detected in a predetermined fixed time in a memory (not shown).
  • the zero-cross average period Tave is calculated using a plurality of zero-cross periods T.
  • the adjusting means 21 stores the zero-cross average period Tave in a memory (not shown).
  • the adjusting means 21 updates the zero-cross average period Tave stored in the memory (not shown) to the latest value with the passage of time.
  • the adjusting means 21 sets the switching cycle Ts so that the timing of the on operation of the switch 4 is between the zero cross cycle T based on the zero cross signal input from the zero cross detector 7 and the zero cross average cycle Tave. do.
  • the switching cycle Ts is the cycle of the on signal S output to the switch 4.
  • the adjusting means 21 sets the switching period Ts so as to have the relationship shown in the following equation (1).
  • k in the equation (1) is 0 ⁇ k ⁇ 1.
  • (T) means that the value with (t) is the latest value.
  • Ts (t) Tave (t) + k (T (t) -Tave (t)) ... (1)
  • the switch control means 22 outputs the on signal S to the switch 4 according to the switching cycle Ts set by the adjusting means 21. Further, the switch control means 22 compares the target DC voltage Vs with the DC voltage Vdc detected by the DC voltage detector 8. Then, the switch control means 22 has an on-signal width Ton indicating the length of time for turning on the switch 4 so that the deviation between the target DC voltage Vs and the DC voltage Vdc approaches zero with the target DC voltage Vs as a reference. Is calculated.
  • the on-signal width Ton corresponds to the time when the switch control means 22 outputs the on-signal S to the switch 4.
  • the switch control means 22 outputs the on signal S to the switch 4 for the time of the on signal width Ton, corresponding to the switching cycle Ts set by the adjusting means 21.
  • FIG. 3 is a hardware configuration diagram showing a configuration example of the control device shown in FIG.
  • the control device 9 shown in FIG. 2 is composed of a processing circuit 41 as shown in FIG.
  • Each function of the adjusting means 21 and the switch controlling means 22 shown in FIG. 2 is realized by the processing circuit 41.
  • the processing circuit 41 may be, for example, a single circuit, a composite circuit, a programmed processor, a parallel programmed processor, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), or an FPGA (Field-Programmable Gate). It corresponds to Array) or a combination of these.
  • Each of the functions of the adjusting means 21 and the switch controlling means 22 may be realized by the processing circuit 41. Further, the functions of the adjusting means 21 and the switch controlling means 22 may be realized by one processing circuit 41.
  • FIG. 4 is a hardware configuration diagram showing another configuration example of the control device shown in FIG. 2.
  • the control device 9 shown in FIG. 2 is composed of a processor 42 such as a CPU (Central Processing Unit) and a memory 43.
  • a processor 42 such as a CPU (Central Processing Unit)
  • a memory 43 Each function of the adjusting means 21 and the switch controlling means 22 is realized by the processor 42 and the memory 43.
  • FIG. 4 shows that the processor 42 and the memory 43 are connected so as to be able to communicate with each other via the bus 44.
  • the memory 43 also serves to store the zero-cross average period Tave.
  • the functions of the adjusting means 21 and the switch control means 22 are realized by software, firmware, or a combination of software and firmware.
  • the software and firmware are described as a program and stored in the memory 43.
  • the processor 42 realizes the function of each means by reading and executing the program stored in the memory 43.
  • a non-volatile semiconductor memory such as a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable and Programmable ROM), and an EPROM (Electrically Erasable and Projectable ROM) is used.
  • a volatile semiconductor memory of RAM Random Access Memory
  • a detachable recording medium such as a magnetic disk, a flexible disk, an optical disk, a CD (Compact Disc), an MD (Mini Disc), and a DVD (Digital Versaille Disc) may be used.
  • the configuration example shown in FIG. 1 shows the case where the reactor 3 is connected to the electric wire connecting the rectifier circuit 2 and the switch 4, but the position of the reactor 3 is not limited to the case shown in FIG.
  • the reactor 3 may be connected to the electric wire connected to the AC power supply 1, and the reactor 3 may be provided on the AC power supply 1 side of the switch 4.
  • the power supply voltage Vac supplied from the AC power supply 1 is input to the rectifier circuit 2.
  • the rectifier circuit 2 full-wave rectifies the input AC power supply voltage Vac and outputs the rectifier circuit 2.
  • the rectified voltage is smoothed by the smoothing capacitor 6 via the reactor 3 to become a DC voltage Vdc.
  • the zero-cross detector 7 detects the zero-cross point of the power supply voltage Vac supplied from the AC power supply 1 and outputs a zero-cross signal to the control device 9.
  • the DC voltage detector 8 detects the DC voltage Vdc, which is the voltage across the smoothing capacitor 6, and outputs a value indicating the DC voltage Vdc to the control device 9.
  • the adjusting means 21 determines the switching cycle Ts according to the equation (1) using the zero cross period T obtained from the zero cross signal input from the zero cross detector 7 and the zero cross average period Tave.
  • the switch control means 22 calculates the on-signal width Ton that brings the DC voltage Vdc closer to the target DC voltage Vs.
  • the switch control means 22 outputs the on-signal S including the information of the on-signal width Ton to the switch 4 for the time indicated by the on-signal width Ton in accordance with the timing of the latest zero cross period (t). do.
  • the switch 4 operates on according to the on signal S input from the control device 9, and performs an open / close operation that turns off at the end of the on signal width Ton.
  • FIG. 5 is a diagram showing the operation of the switch in the case of the basic operation of the DC power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a graph showing changes over time for each of the power supply voltage Vac of the AC power supply 1, the current Is flowing through the reactor 3, and the ON signal S of the switch 4.
  • the switch 4 is turned on by the control signal output from the control device 9 to the switch 4.
  • the switch 4 When the switch 4 is turned on, the two electric wires on the output side of the rectifier circuit 2 are short-circuited.
  • the AC power supply 1 passes through the rectifying circuit 2, the reactor 3, and the switch 4 from the AC power supply 1, and then again via the rectifying circuit 2 to the AC power supply 1.
  • Short-circuit current flows in order.
  • the short-circuit current is an input current having a sharp shape, as shown in the current Is of FIG.
  • the short-circuit operation of the switch 4 improves the input power factor and suppresses the harmonic current. For example, the value of the harmonic current can be suppressed to a certain value or less.
  • FIG. 6 is a flowchart showing an operation procedure of the DC power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a case where the switching cycle is corrected when the cycle of the zero cross point of the DC power supply fluctuates in the first embodiment.
  • FIG. 7 shows changes with time for each of the power supply voltage Vac of the AC power supply 1, the current Is flowing through the reactor 3, and the ON signal S of the switch 4.
  • the control device 9 executes the flow shown in FIG. 6 at a constant cycle.
  • the control device 9 executes the flow shown in FIG. 6 at the timing of receiving the zero-cross signal from the zero-cross detector 7, for example.
  • the zero-cross detector 7 detects the zero-cross point of the power supply voltage Vac supplied from the AC power supply 1, it outputs a zero-cross signal to the control device 9.
  • the DC voltage detector 8 detects the DC voltage Vdc which is the voltage across the smoothing capacitor 6, it outputs a value indicating the DC voltage Vdc to the control device 9.
  • the adjusting means 21 calculates the latest zero-cross period T (t).
  • the switch control means 22 calculates the on-signal width Ton so that the target DC voltage Vs matches the target DC voltage Vs.
  • the adjusting means 21 determines whether or not the condition of the equation (1) is satisfied in order to determine the next switching cycle Ts (t). Specifically, the adjusting means 21 determines whether or not the switching cycle Ts (t-1) in use is a value between the latest zero-cross cycle T (t) and the latest zero-cross average cycle Tave (t). Is determined (step S103). As a result of the determination in step S103, when the switching cycle Ts (t-1) is not between the latest zero-cross cycle T (t) and the latest zero-cross average cycle Tave (t), the adjusting means 21 sets the next switching cycle. Ts (t) is changed to a value different from the switching cycle Ts (t-1) (step S104). Specifically, the adjusting means 21 changes the next switching period Ts (t) to a value satisfying the equation (1). The adjusting means 21 transmits the information of the changed switching cycle Ts (t) to the switch controlling means 22.
  • step S103 when the switching cycle Ts (t-1) is a value between the latest zero-cross cycle T (t) and the latest zero-cross average cycle Tave (t), the adjusting means 21 determines.
  • the switching cycle Ts (t) is not changed (step S105).
  • the adjusting means 21 transmits to the switch control means 22 information that the next switching cycle Ts (t) is maintained at the same value as the switching cycle Ts (t-1).
  • the switch control means 22 outputs the on-signal width S to the switch 4 for the calculated on-signal width Ton time corresponding to the switching cycle Ts (t) set by the adjusting means 21 (step S106).
  • the timing of the on operation of the switch 4 follows the fluctuation of the zero cross cycle T so that it is between the latest zero cross cycle T and the zero cross average cycle Tave. Will be corrected.
  • the switch 4 operates reliably in response to the zero-cross cycle after the fluctuation. Therefore, it is possible to prevent the switching of the switch 4 from being significantly deviated from the ideal switching timing. As a result, even if the zero cross point fluctuates due to power supply voltage distortion or frequency fluctuation, it is possible to prevent the output DC voltage Vdc from becoming an overvoltage or insufficient boosting.
  • the DC power supply device 10 of the first embodiment has a rectifier circuit 2 that rectifies the power supply voltage Vac, a smoothing capacitor 6 that smoothes the output voltage of the rectifier circuit 2 and outputs a DC voltage Vdc, and an output side of the rectifier circuit 2. It has a switch 4 connected between the rectifying capacitor 6 and the input side of the smoothing capacitor 6, a zero cross detector 7 for detecting the zero cross point of the power supply voltage Vac, and a control device 9.
  • the control device 9 generates an on signal S, which is a control signal for turning on the switch 4, based on the zero cross period T, which is the period of the zero cross point detected by the zero cross detector 7.
  • the control device 9 has an adjusting means 21 and a switch controlling means 22.
  • the adjusting means 21 sets the switching cycle Ts so that the timing of the on operation of the switch 4 is between the zero cross cycle T and the zero cross average cycle Tave.
  • the switch control means 22 outputs an on signal S to the switch 4 corresponding to the switching cycle Ts set by the adjusting means 21.
  • the switching cycle Ts is set so that the timing of the on operation of the switch 4 is between the zero cross cycle T and the zero cross average cycle Tave based on the detection value of the zero cross detector 7. Therefore, even if the zero cross point fluctuates due to power supply voltage distortion or frequency fluctuation, the influence of the fluctuation of the zero cross point on the DC voltage Vdc is reduced. As a result, it is suppressed that the DC voltage Vdc is over-boosted and insufficiently boosted, and a stable DC voltage Vdc can be output.
  • Embodiment 2 The first embodiment is a case where the timing of the on operation of the switch 4 is corrected when the cycle of the zero crossing point of the power supply voltage Vac of the AC power supply 1 fluctuates.
  • the second embodiment when the fluctuation of the cycle of the zero cross point is large, the DC voltage Vdc is stabilized by adjusting not only the timing of the on operation of the switch 4 but also the on signal width.
  • the same reference numerals are given to the same configurations as those in the first embodiment, and detailed description thereof will be omitted. Further, detailed description of the same operation as that described in the first embodiment will be omitted.
  • the configuration of the control device 9 in the DC power supply device 10 of the second embodiment will be described with reference to FIG.
  • the adjusting means 21 transmits the information of the zero cross period T and the zero cross average period Tave to the switch control means 22.
  • Tave will be described as a zero-cross average cycle before the frequency f of the power supply voltage Vac fluctuates
  • T will be described as a zero-cross cycle after the frequency f of the power supply voltage Vac fluctuates.
  • the switch control means 22 receives the information of the zero cross period T and the zero cross average period Tave from the switch control means 22, the on signal width of the on signal S to be output to the switch 4 next according to the equations (2) and (3).
  • Ton (t) When (T-Tave) ⁇ 0, Ton (t) ⁇ Ton (t-1) ... (2) When (T-Tave)> 0, Ton (t)> Ton (t-1) ... (3)
  • FIG. 8 is a flowchart showing an operation procedure of the DC power supply device according to the second embodiment.
  • FIG. 8 shows a case where the control device 9 performs the process described with reference to the first embodiment and then performs the process of the second embodiment. Since steps S201 to S205 and S210 shown in FIG. 8 have the same processing as steps S101 to S106 described with reference to FIG. 6, detailed description thereof will be omitted.
  • the switch control means 22 determines whether or not T> Tave (step S206). As a result of the determination in step S206, when T> Tave, the switch control means 22 has the on signal width Ton (t) in which the on signal width Ton (t) of the next on signal S is finally set by the switch control means 22. Set to a value larger than -1) (step S207). As a result, the on-signal width Ton (t) is corrected to be longer than the on-signal width Ton (t-1) corresponding to the zero-cross period before the frequency f fluctuates. When the on-signal width Ton becomes long, the current Is flowing through the reactor 3 at one time increases, so that the boost amount of the DC voltage Vdc becomes large even if the interval between the on-signal S becomes long.
  • the switch control means 22 determines whether or not T ⁇ Tave (step S208). As a result of the determination in step S208, when T ⁇ Tave, the switch control means 22 is smaller than the on-signal width Ton (t-1) in which the on-signal width Ton (t) of the next on-signal S is set last. Set to a value (step S209). As a result, the on-signal width Ton (t) is corrected to be shorter than the on-signal width Ton (t-1) corresponding to the zero-cross period before the frequency f fluctuates.
  • the on-signal width Ton When the on-signal width Ton is shortened, the current Is flowing through the reactor 3 at one time is reduced, so that the boost amount of the DC voltage Vdc can be suppressed even if the interval between the on-signal S is shortened.
  • Ton By adjusting the on-signal width Ton in this way, it is possible to mitigate the change in the DC voltage Vdc with respect to the change in the zero cross period.
  • step S208 if T ⁇ Tave, the switch control means 22 maintains the on signal width Ton (t) of the next on signal S at the last set on signal width Ton (t-1).
  • step S210 When the fluctuation of the zero cross period is small, the adjusting means 21 controls the timing of the on operation of the switch 4 (step S204), so that the influence of the fluctuation on the DC voltage Vdc is suppressed and the on signal width Ton is not changed. May be good.
  • FIG. 9 is a timing chart showing an example of the case where the zero cross period fluctuates in the second embodiment.
  • FIG. 9 shows a case where the frequency f of the power supply voltage Vac suddenly fluctuates from 50 Hz to 54 Hz.
  • FIG. 9 shows changes over time for each of the power supply voltage Vac of the AC power supply 1, the current Is flowing through the reactor 3, and the ON signal S of the switch 4.
  • the zero-cross period T becomes shorter than the zero-cross average period Tave. That is, the relationship between the zero-cross period T and the zero-cross average period Tave is T ⁇ Tave.
  • the next switching cycle Ts (t) becomes smaller than the zero cross average cycle Tave. That is, the timing of the on operation of the switch 4 is earlier than the zero cross period before the fluctuation.
  • the current Is flows through the reactor 3 at the timing when the power supply voltage Vac is lower, so that the boost amount of the DC voltage Vdc can be suppressed.
  • the on-signal width Ton (t) is corrected so that the relationship is Ton (t) ⁇ Ton (t-1) in step S209 shown in FIG. That is, the on-signal width Ton (t) is corrected to be shorter than the on-signal width Ton (t-1) corresponding to the zero-cross period before the frequency f fluctuates.
  • Ton becomes short
  • the current Is that flows through the reactor 3 at one time decreases, so even if the interval between the on-signal S becomes short due to the frequency f fluctuating from 50 Hz to 54 Hz, the boost amount of the DC voltage Vdc Can be suppressed.
  • the frequency f of the power supply voltage Vac suddenly fluctuates from 50 Hz to 54 Hz and the latest zero-cross period T becomes shorter than the zero-cross average period Tave has been described with reference to FIG. , Not limited to this case.
  • the control method described with reference to FIG. 8 can be applied.
  • the latest zero-cross period T becomes longer than the zero-cross average period Tave, but control can be performed to increase the boost amount of the DC voltage Vdc.
  • the DC voltage Vdc may not be brought close to the target DC voltage Vs even if the timing of the on operation of the switch 4 is controlled. According to the second embodiment, even if the period of the zero crossing point of the power supply voltage Vac fluctuates greatly, it is possible to prevent the DC voltage Vdc from becoming an overvoltage or insufficient step-up, and to stabilize the DC voltage Vdc.
  • Embodiment 3 the on-signal width is adjusted by a control method different from the control method described in the second embodiment.
  • the DC voltage Vdc is prevented from becoming an overvoltage.
  • the same reference numerals are given to the same configurations as those in the first embodiment, and detailed description thereof will be omitted. Further, detailed description of the same operation as that described in the first embodiment will be omitted.
  • the switch control means 22 compares the DC voltage Vdc detected by the DC voltage detector 8 with the first threshold value Vth1, which is a predetermined voltage.
  • the first threshold value Vth1 is a value that serves as a reference for determining whether or not control for gradually lowering the DC voltage Vdc is required for the DC voltage Vdc.
  • the switch control means 22 performs a correction process of subtracting a predetermined correction value ⁇ T from the calculated on signal width Ton so that the DC voltage Vdc is equal to or less than the first threshold value Vth1. Repeat until it becomes.
  • the switch control means 22 stops the output of the on signal S to the switch 4.
  • the second threshold value Vth2 is a value that serves as a reference for determining whether or not the DC voltage Vdc is an overvoltage with respect to the DC voltage Vdc.
  • the target DC voltage Vs, the first threshold value Vth1 and the second threshold value Vth2 have a relationship of Vs ⁇ Vth1 ⁇ Vth2.
  • the switch control means 22 stops the output of the on signal S to the switch 4. do.
  • the upper limit number Cmax is a value that serves as a reference for determining whether or not the DC voltage Vdc is an overvoltage with respect to the number of correction processes Cr.
  • the control device 9 stores the first threshold value Vth1, the second threshold value Vth2, the correction value ⁇ T, and the upper limit number Cmax.
  • the memory 43 stores the first threshold value Vth1, the second threshold value Vth2, the correction value ⁇ T, and the upper limit number Cmax.
  • FIG. 10 is a flowchart showing an operation procedure of the DC power supply device according to the third embodiment.
  • the control device 9 similarly to the second embodiment, the control device 9 performs the process described with reference to the first embodiment and then performs the process shown in FIG. That is, in the flow shown in FIG. 8, the control device 9 executes steps S301 to S308 shown in FIG. 10 instead of steps S206 to S209. Since steps S201 to S205 and S210 shown in FIG. 8 have the same processing as steps S101 to S106 described with reference to FIG. 6, detailed description thereof will be omitted.
  • the switch control means 22 adds 1 to the number of correction processes Cr and sets the calculation result to a new number of times Cr. Step S303). Subsequently, the switch control means 22 performs a correction process of subtracting the correction value ⁇ T from the calculated on-signal width Ton. The switch control means 22 sets the correction processing result to a new on signal width Ton (step S304).
  • step S305 when the switch control means 22 receives the information of the zero cross cycle T from the adjusting means 21 (step S305), the switch control means 22 switches the on signal width Ton time and the on signal S calculated in step S304 corresponding to the zero cross cycle T. Output to 4 (step S306). After that, the switch control means 22 determines whether or not the DC voltage Vdc has reached the second threshold value Vth2, or whether or not the number of correction processes Cr has reached the upper limit number Cmax (step S307). As a result of the determination in step S307, when the DC voltage Vdc does not reach the second threshold value Vth2 and the number of correction processes Cr does not reach the upper limit number Cmax, the switch control means 22 returns to step S302.
  • step S307 when the DC voltage Vdc reaches the second threshold value Vth2, or when the number of correction processes Cr reaches the upper limit number Cmax, the switch control means 22 overboosts the DC voltage Vdc. Therefore, it is judged that an abnormality leading to overvoltage has occurred. Then, the switch control means 22 stops the output of the ON signal S to the switch 4 (step S308).
  • the DC power supply device 10 of the third embodiment if the DC voltage Vdc does not become equal to or less than the first threshold value Vth1 even after repeating the correction process for gradually reducing the on-signal width Ton up to a certain number of times, an abnormality has occurred. Is determined, and the switching of the switch 4 is stopped. Therefore, it is possible to prevent the DC power supply device 10 from failing due to the DC voltage Vdc reaching an overvoltage.
  • the controls described in the first embodiment may not be performed.
  • the control of the on-signal width Ton described in the second and third embodiments is effective when the influence of the fluctuation of the zero cross period T is small and the influence of the fluctuation of the amplitude of the power supply voltage Vac is large with respect to the DC voltage Vdc. ..

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Abstract

直流電源装置は、交流電源から出力される電源電圧を整流する整流回路と、整流回路の出力電圧を平滑化して直流電圧を出力する平滑コンデンサと、整流回路の出力側と平滑コンデンサの入力側との間に接続されたスイッチと、電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器と、制御装置とを有し、制御装置は、スイッチのオン動作のタイミングが、ゼロクロス検出器によって検出されるゼロクロス点の周期であるゼロクロス周期と、ゼロクロス平均周期との間になるように、スイッチング周期を設定する調整手段と、調整手段によって設定されたスイッチング周期に対応してオン信号をスイッチに出力するスイッチ制御手段と、を有する。

Description

直流電源装置およびその制御方法
　本開示は、交流電源に接続される直流電源装置およびその制御方法に関する。
　従来、交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器、交流電圧を全波整流する整流回路、整流回路の入力端間に接続されたスイッチ部、整流回路の出力端間に接続された平滑コンデンサ、および制御部を有する直流電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。制御部は、複数種の負荷に対応して、ゼロクロス点からスイッチ部の短絡開始までの遅延時間と短絡時間との組み合わせであるスイッチパターンを記憶し、平滑コンデンサの出力端に並列に接続される負荷に最適なスイッチパターンを選択する。
特開２０１０－２０７０１８号公報
　交流電源から供給される交流電圧の周波数は一定とは限らない。例えば、交流電源として発電機を使用する場合、発電機から供給される交流電圧の周波数は発電機のモータの回転数に応じて変動するため、周波数が変動する場合がある。この場合、ゼロクロス点の周期が安定せず、ゼロクロス点のタイミングが急変動することがある。
　また、ゼロクロス点の周期の変動は、交流電圧の周波数の異常が原因になる場合に限らず、交流電圧に生じた歪みが原因になることもある。例えば、同じ電源系統に複数の直流電源装置が接続されている状態において、複数の直流電源装置が同じタイミングでスイッチの短絡動作を行うと、大きな短絡電流が流れ、電源のインピーダンス等による電圧降下によって、交流電圧に歪みが生じることがある。
　特許文献１に開示された直流電源装置が、周期が変動したゼロクロス点を基準にしてスイッチ部を制御してしまうと、スイッチ部の短絡開始時間および短絡時間が負荷に最適なスイッチパターンと一致しなくなる。そのため、スイッチ部の短絡動作と最適なスイッチパターンとにずれが生じることになり、直流電源装置から出力される直流電圧が過昇圧または昇圧不足になるおそれがある。その結果、直流電源装置は安定した直流電圧を出力することができない。
　本開示は、上記のような課題を解決するためになされたもので、交流電源のゼロクロス点の周期が変動しても安定した直流電圧を出力する直流電源装置およびその制御方法を提供するものである。
　本開示に係る直流電源装置は、交流電源から出力される電源電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を平滑化して直流電圧を出力する平滑コンデンサと、前記整流回路の出力側と前記平滑コンデンサの入力側との間に接続されたスイッチと、前記電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器と、前記ゼロクロス検出器によって検出される前記ゼロクロス点の周期であるゼロクロス周期に基づいて、前記スイッチをオン動作させる制御信号であるオン信号を生成する制御装置と、を有し、前記制御装置は、前記スイッチのオン動作のタイミングが、前記ゼロクロス周期と、予め決められた一定時間に検出された複数の前記ゼロクロス周期の平均値であるゼロクロス平均周期との間になるように、前記オン信号の周期であるスイッチング周期を設定する調整手段と、前記調整手段によって設定された前記スイッチング周期に対応して前記オン信号を前記スイッチに出力するスイッチ制御手段と、を有するものである。
　本開示に係る直流電源装置の制御方法は、交流電源から出力される電源電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を平滑化して直流電圧を出力する平滑コンデンサと、前記整流回路の出力側と前記平滑コンデンサの入力側との間に接続されたスイッチと、前記電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器とを有する直流電源装置の制御方法であって、前記スイッチのオン動作のタイミングが、前記ゼロクロス検出器によって検出される前記ゼロクロス点の周期であるゼロクロス周期と、予め決められた一定時間に検出された複数の前記ゼロクロス周期の平均値であるゼロクロス平均周期との間になるように、前記スイッチをオン動作させるオン信号の周期であるスイッチング周期を設定するステップと、設定された前記スイッチング周期に対応して前記オン信号を前記スイッチに出力するステップと、を有するものである。
　本開示によれば、スイッチのオン動作のタイミングがゼロクロス検出器の検出値に基づくゼロクロス周期とゼロクロス平均周期との間になるように、スイッチング周期が設定される。そのため、ゼロクロス点が変動しても、ゼロクロス点の変動による直流電圧への影響が低減する。その結果、直流電圧が過昇圧および昇圧不足になることが抑制され、安定した直流電圧を出力することができる。
実施の形態１に係る直流電源装置の一構成例を示す回路構成図である。 図１に示した制御装置の一構成例を示す機能ブロック図である。 図２に示した制御装置の一構成例を示すハードウェア構成図である。 図２に示した制御装置の別の構成例を示すハードウェア構成図である。 実施の形態１に係る直流電源装置の基本動作の場合のスイッチの動作を示す図である。 実施の形態１に係る直流電源装置の動作手順を示すフローチャートである。 実施の形態１において、直流電源のゼロクロス点の周期が変動したときにスイッチング周期が補正される場合の一例を示す図である。 実施の形態２に係る直流電源装置の動作手順を示すフローチャートである。 実施の形態２において、ゼロクロス周期が変動した場合の一例を示すタイミングチャートである。 実施の形態３に係る直流電源装置の動作手順を示すフローチャートである。
実施の形態１．
　本実施の形態１の直流電源装置の構成を説明する。図１は、実施の形態１に係る直流電源装置の一構成例を示す回路構成図である。直流電源装置１０は、整流回路２、スイッチ４、平滑コンデンサ６、ゼロクロス検出器７、直流電圧検出器８および制御装置９を有する。図１は、整流回路２が整流用ダイオード２ａ～２ｄを有するブリッジ整流回路の場合を示しているが、整流回路２はブリッジ整流回路に限らない。制御装置９には、直流電源装置１０から出力される直流電圧Ｖｄｃの目標値である目標直流電圧Ｖｓが外部から入力される。
　整流回路２は、交流電源１の出力側に接続され、交流電源１から出力される電源電圧Ｖａｃを全波整流する。整流回路２の出力側の２本の電線にスイッチ４が並列に接続されている。整流回路２の出力側の２本の電線のうち、高電圧側の電線にリアクトル３が接続されている。リアクトル３は、力率を改善し、高調波を抑制する。スイッチ４の出力側の２本の電線に平滑コンデンサ６が並列に接続されている。
　スイッチ４は、整流回路２の出力側と平滑コンデンサの入力側との間に接続されている。スイッチ４は、整流回路２によって全波整流された電圧がリアクトル３を介して印加される。スイッチ４は、制御装置９と信号線（図示せず）を介して接続される。スイッチ４は、制御装置９から入力される制御信号に対応してオン動作およびオフ動作する。スイッチ４がオン動作すると、整流回路２の出力側の２本の電線が短絡し、スイッチ４がオフ動作すると、整流回路２の出力側の２本の電線が開放される。スイッチ４は、整流回路２の出力側の２本の電線を短絡および開放する。
　スイッチ４の出力側の２本の電線のうち、高電圧側の電線にダイオード５が接続されている。ダイオード５は、平滑コンデンサ６から放電される電流がスイッチ４側に流れることを防ぐ。平滑コンデンサ６の出力側に直流電圧Ｖｄｃが出力される。平滑コンデンサ６の出力側に図に示さない負荷が接続され、直流電圧Ｖｄｃが負荷に供給される。
　ゼロクロス検出器７は、交流電源１の出力側に接続されている。ゼロクロス検出器７は、交流電源１から出力される電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点を検出する。ゼロクロス点は、電源電圧Ｖａｃにおける負電圧と正電圧との変化点である。直流電圧検出器８は、平滑コンデンサ６の出力側に接続されている。直流電圧検出器８は、平滑コンデンサ６から出力される直流電圧Ｖｄｃを検出する。ゼロクロス検出器７および直流電圧検出器８は制御装置９と接続される。ゼロクロス検出器７は、ゼロクロス点を検出すると、ゼロクロス点を検出したことを示す信号であるゼロクロス信号を制御装置９に出力する。直流電圧検出器８は、検出した直流電圧Ｖｄｃの値を制御装置９に出力する。本実施の形態１において、ゼロクロス検出器７によって検出されるゼロクロス点の周期であるゼロクロス周期をＴとする。
　図１に示した制御装置９の構成を説明する。図２は、図１に示した制御装置の一構成例を示す機能ブロック図である。制御装置９は、直流電圧検出器８によって検出される直流電圧Ｖｄｃとゼロクロス検出器７によって検出されるゼロクロス点の周期であるゼロクロス周期Ｔとに基づいて、スイッチ４をオン動作させる制御信号であるオン信号Ｓを生成してスイッチ４に出力する。制御装置９は、調整手段２１と、スイッチ制御手段２２とを有する。制御装置９は、マイクロコンピュータなどの演算装置がソフトウェアを実行することにより各種機能が実現される。制御装置９は、各種機能を実現する回路デバイスなどのハードウェアで構成されてもよい。
　調整手段２１は、ゼロクロス検出器７からゼロクロス信号が入力される時間間隔をタイマ（図示せず）で計測し、ゼロクロス周期Ｔを算出する。そして、調整手段２１は、ゼロクロス周期Ｔの平均値であるゼロクロス平均周期Ｔａｖｅを算出して記憶する。例えば、制御装置９が図に示さないメモリを有し、調整手段２１は、予め決められた一定時間に検出された複数のゼロクロス周期Ｔの値をメモリ（図示せず）に記憶させ、記憶した複数のゼロクロス周期Ｔを用いてゼロクロス平均周期Ｔａｖｅを算出する。そして、調整手段２１は、ゼロクロス平均周期Ｔａｖｅをメモリ（図示せず）に記憶させる。調整手段２１は、時間経過に伴って、メモリ（図示せず）に記憶させるゼロクロス平均周期Ｔａｖｅを最新の値に更新する。
　また、調整手段２１は、スイッチ４のオン動作のタイミングが、ゼロクロス検出器７から入力されるゼロクロス信号に基づくゼロクロス周期Ｔと、ゼロクロス平均周期Ｔａｖｅとの間になるように、スイッチング周期Ｔｓを設定する。スイッチング周期Ｔｓは、スイッチ４に出力されるオン信号Ｓの周期である。例えば、調整手段２１は、次の式（１）に示す関係になるように、スイッチング周期Ｔｓを設定する。ただし、式（１）のｋは、０＜ｋ＜１である。（ｔ）は、（ｔ）の付された値が最新の値であることを意味する。
　Ｔｓ（ｔ）＝Ｔａｖｅ（ｔ）＋ｋ（Ｔ（ｔ）－Ｔａｖｅ（ｔ））…（１）
　スイッチ制御手段２２は、調整手段２１によって設定されたスイッチング周期Ｔｓにしたがって、オン信号Ｓをスイッチ４に出力する。また、スイッチ制御手段２２は、目標直流電圧Ｖｓと直流電圧検出器８によって検出される直流電圧Ｖｄｃとを比較する。そして、スイッチ制御手段２２は、目標直流電圧Ｖｓを基準として、目標直流電圧Ｖｓと直流電圧Ｖｄｃとの偏差がゼロに近づくように、スイッチ４をオン動作させる時間の長さを示すオン信号幅Ｔｏｎを算出する。オン信号幅Ｔｏｎは、スイッチ制御手段２２がオン信号Ｓをスイッチ４に出力する時間に相当する。スイッチ制御手段２２は、調整手段２１によって設定されたスイッチング周期Ｔｓに対応して、オン信号Ｓをオン信号幅Ｔｏｎの時間、スイッチ４に出力する。
　ここで、図２に示した制御装置９のハードウェアの一例を説明する。図３は、図２に示した制御装置の一構成例を示すハードウェア構成図である。制御装置９の各種機能がハードウェアで実行される場合、図２に示した制御装置９は、図３に示すように、処理回路４１で構成される。図２に示した、調整手段２１およびスイッチ制御手段２２の各機能は、処理回路４１により実現される。
　各機能がハードウェアで実行される場合、処理回路４１は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、または、これらを組み合わせたものに該当する。調整手段２１およびスイッチ制御手段２２の各手段の機能のそれぞれを処理回路４１で実現してもよい。また、調整手段２１およびスイッチ制御手段２２の各手段の機能を１つの処理回路４１で実現してもよい。
　また、図２に示した制御装置９の別のハードウェアの一例を説明する。図４は、図２に示した制御装置の別の構成例を示すハードウェア構成図である。制御装置９の各種機能がソフトウェアで実行される場合、図２に示した制御装置９は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）等のプロセッサ４２と、メモリ４３とで構成される。調整手段２１およびスイッチ制御手段２２の各機能は、プロセッサ４２およびメモリ４３により実現される。図４は、プロセッサ４２およびメモリ４３がバス４４を介して互いに通信できるように接続されることを示す。メモリ４３は、ゼロクロス平均周期Ｔａｖｅを記憶する役目も果たす。
　各機能がソフトウェアで実行される場合、調整手段２１およびスイッチ制御手段２２の機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアおよびファームウェアは、プログラムとして記述され、メモリ４３に格納される。プロセッサ４２は、メモリ４３に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、各手段の機能を実現する。
　メモリ４３として、例えば、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　ａｎｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）およびＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　ａｎｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）等の不揮発性の半導体メモリが用いられる。また、メモリ４３として、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）の揮発性の半導体メモリが用いられてもよい。さらに、メモリ４３として、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、ＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ　Ｄｉｓｃ）、ＭＤ（Ｍｉｎｉ　Ｄｉｓｃ）およびＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）等の着脱可能な記録媒体が用いられてもよい。
　なお、図１に示す構成例は、整流回路２とスイッチ４とを接続する電線にリアクトル３が接続される場合を示しているが、リアクトル３の位置は図１に示す場合に限らない。例えば、交流電源１に接続される電線にリアクトル３が接続されてもよく、リアクトル３はスイッチ４よりも交流電源１側に設けられていればよい。
　次に、直流電源装置１０の基本動作を説明する。ここでは、交流電源１から出力される電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点の周期が変動しない場合で説明する。交流電源１から供給された電源電圧Ｖａｃは整流回路２に入力する。整流回路２は、入力された交流の電源電圧Ｖａｃを全波整流して出力する。整流された電圧は、リアクトル３を介して平滑コンデンサ６によって平滑化され、直流電圧Ｖｄｃになる。
　ゼロクロス検出器７は、交流電源１から供給される電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点を検出し、ゼロクロス信号を制御装置９に出力する。直流電圧検出器８は、平滑コンデンサ６の両端の電圧である直流電圧Ｖｄｃを検出し、直流電圧Ｖｄｃを示す値を制御装置９に出力する。
　調整手段２１は、ゼロクロス検出器７から入力されたゼロクロス信号から求めたゼロクロス周期Ｔとゼロクロス平均周期Ｔａｖｅとを用いて、式（１）にしたがってスイッチング周期Ｔｓを決める。ここでは、ゼロクロス点の周期が変動していないので、式（１）において、Ｔａｖｅ（ｔ）＝Ｔ（ｔ）となる。そのため、調整手段２１は、スイッチング周期Ｔｓを、Ｔｓ（ｔ）＝Ｔａｖｅ（ｔ）＝Ｔ（ｔ）に設定する。スイッチ制御手段２２は、目標直流電圧Ｖｓに直流電圧Ｖｄｃを近づけるオン信号幅Ｔｏｎを算出する。そして、スイッチ制御手段２２は、オン信号幅Ｔｏｎの情報を含むオン信号Ｓを、最新のゼロクロス周期（ｔ）のタイミングに合わせて、オン信号幅Ｔｏｎが示す時間、オン信号Ｓをスイッチ４に出力する。スイッチ４は、制御装置９から入力されるオン信号Ｓにしたがってオン動作し、オン信号幅Ｔｏｎの終了時にオフ動作する開閉動作を行う。
　図５は、実施の形態１に係る直流電源装置の基本動作の場合のスイッチの動作を示す図である。図５は、交流電源１の電源電圧Ｖａｃ、リアクトル３に流れる電流Ｉｓ、およびスイッチ４のオン信号Ｓのそれぞれについて、経時変化を示すグラフである。
　電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点の経時変化およびスイッチ４のオン信号Ｓの経時変化に示すように、制御装置９からスイッチ４に出力される制御信号によって、スイッチ４がオン動作する。スイッチ４がオン動作すると、整流回路２の出力側の２本の電線が短絡状態になる。整流回路２の出力側の２本の電線が短絡状態になることで、交流電源１から整流回路２、リアクトル３およびスイッチ４を経由した後、再び、整流回路２を経由して交流電源１の順に、短絡電流が流れる。短絡電流は、図５の電流Ｉｓに示すように、尖った形状を有する入力電流となる。スイッチ４の短絡動作によって、入力力率が改善され、高調波電流が抑制される。例えば、高調波電流の値を一定値以下に抑制できる。
　次に、電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点の周期が変動した場合について、直流電源装置１０の動作を説明する。図６は、実施の形態１に係る直流電源装置の動作手順を示すフローチャートである。図７は、実施の形態１において、直流電源のゼロクロス点の周期が変動したときにスイッチング周期が補正される場合の一例を示す図である。図７は、交流電源１の電源電圧Ｖａｃ、リアクトル３に流れる電流Ｉｓ、およびスイッチ４のオン信号Ｓのそれぞれについて、経時変化を示す。制御装置９は図６に示すフローを一定の周期で実行する。制御装置９は、例えば、ゼロクロス検出器７からゼロクロス信号を受信するタイミングで図６に示すフローを実行する。
　ゼロクロス検出器７は、交流電源１から供給される電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点を検出すると、ゼロクロス信号を制御装置９に出力する。直流電圧検出器８は、平滑コンデンサ６の両端の電圧である直流電圧Ｖｄｃを検出すると、直流電圧Ｖｄｃを示す値を制御装置９に出力する。調整手段２１は、ゼロクロス検出器７からゼロクロス信号が入力されると（ステップＳ１０１）、最新のゼロクロス周期Ｔ（ｔ）を算出する。スイッチ制御手段２２は、直流電圧検出器８から直流電圧Ｖｄｃを示す値が入力されると（ステップＳ１０２）、目標直流電圧Ｖｓが目標直流電圧Ｖｓと一致するようにオン信号幅Ｔｏｎを算出する。
　調整手段２１は、次のスイッチング周期Ｔｓ（ｔ）を決めるために、式（１）の条件が満たされるか否かを判定する。具体的には、調整手段２１は、使用中のスイッチング周期Ｔｓ（ｔ－１）が最新のゼロクロス周期Ｔ（ｔ）と最新のゼロクロス平均周期Ｔａｖｅ（ｔ）との間の値であるか否かを判定する（ステップＳ１０３）。ステップＳ１０３の判定の結果、スイッチング周期Ｔｓ（ｔ－１）が最新のゼロクロス周期Ｔ（ｔ）と最新のゼロクロス平均周期Ｔａｖｅ（ｔ）との間にない場合、調整手段２１は、次のスイッチング周期Ｔｓ（ｔ）を、スイッチング周期Ｔｓ（ｔ－１）とは異なる値に変更する（ステップＳ１０４）。具体的には、調整手段２１は、次のスイッチング周期Ｔｓ（ｔ）を、式（１）を満たす値に変更する。調整手段２１は、変更したスイッチング周期Ｔｓ（ｔ）の情報をスイッチ制御手段２２に送信する。
　一方、ステップＳ１０３の判定の結果、スイッチング周期Ｔｓ（ｔ－１）が最新のゼロクロス周期Ｔ（ｔ）と最新のゼロクロス平均周期Ｔａｖｅ（ｔ）との間の値である場合、調整手段２１は、スイッチング周期Ｔｓ（ｔ）を変更しない（ステップＳ１０５）。調整手段２１は、次のスイッチング周期Ｔｓ（ｔ）をスイッチング周期Ｔｓ（ｔ－１）と同じ値に維持する旨の情報をスイッチ制御手段２２に送信する。
　スイッチ制御手段２２は、調整手段２１によって設定されたスイッチング周期Ｔｓ（ｔ）に対応して、算出したオン信号幅Ｔｏｎの時間、オン信号Ｓをスイッチ４に出力する（ステップＳ１０６）。
　このようにして、ゼロクロス点の周期が変動しても、スイッチ４のオン動作のタイミングが、最新のゼロクロス周期Ｔとゼロクロス平均周期Ｔａｖｅとの間になるように、ゼロクロス周期Ｔの変動に追従して補正される。スイッチ４は、変動後のゼロクロス周期に対応して確実にオン動作する。そのため、スイッチ４のスイッチングが理想的なスイッチングタイミングから大きくずれてしまうことを抑制できる。その結果、電源電圧歪みまたは周波数変動に起因してゼロクロス点が変動しても、出力される直流電圧Ｖｄｃが過電圧になったり、昇圧不足になったりすることを抑制できる。
　本実施の形態１の直流電源装置１０は、電源電圧Ｖａｃを整流する整流回路２と、整流回路２の出力電圧を平滑化して直流電圧Ｖｄｃを出力する平滑コンデンサ６と、整流回路２の出力側と平滑コンデンサ６の入力側との間に接続されたスイッチ４と、電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器７と、制御装置９とを有する。制御装置９は、ゼロクロス検出器７によって検出されるゼロクロス点の周期であるゼロクロス周期Ｔに基づいて、スイッチ４をオン動作させる制御信号であるオン信号Ｓを生成する。制御装置９は、調整手段２１およびスイッチ制御手段２２を有する。調整手段２１は、スイッチ４のオン動作のタイミングが、ゼロクロス周期Ｔと、ゼロクロス平均周期Ｔａｖｅとの間になるように、スイッチング周期Ｔｓを設定する。スイッチ制御手段２２は、調整手段２１によって設定されたスイッチング周期Ｔｓに対応してオン信号Ｓをスイッチ４に出力する。
　本実施の形態１によれば、スイッチ４のオン動作のタイミングがゼロクロス検出器７の検出値に基づくゼロクロス周期Ｔとゼロクロス平均周期Ｔａｖｅとの間になるように、スイッチング周期Ｔｓが設定される。そのため、電源電圧歪みまたは周波数変動に起因してゼロクロス点が変動しても、ゼロクロス点の変動による直流電圧Ｖｄｃへの影響が低減する。その結果、直流電圧Ｖｄｃが過昇圧および昇圧不足になることが抑制され、安定した直流電圧Ｖｄｃを出力することができる。
実施の形態２．
　実施の形態１は、交流電源１の電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点の周期が変動したとき、スイッチ４のオン動作のタイミングを補正する場合である。本実施の形態２は、ゼロクロス点の周期の変動が大きい場合に、スイッチ４のオン動作のタイミングだけでなく、オン信号幅を調整することで、直流電圧Ｖｄｃを安定させるものである。本実施の形態２においては、実施の形態１と同一の構成について同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。また、実施の形態１で説明した動作と同様な動作についての詳細な説明を省略する。
　本実施の形態２の直流電源装置１０における制御装置９の構成を、図２を参照して説明する。調整手段２１は、ゼロクロス周期Ｔおよびゼロクロス平均周期Ｔａｖｅの情報をスイッチ制御手段２２に送信する。本実施の形態２においては、Ｔａｖｅを電源電圧Ｖａｃの周波数ｆが変動する前のゼロクロス平均周期とし、Ｔを電源電圧Ｖａｃの周波数ｆが変動した後のゼロクロス周期として説明する。スイッチ制御手段２２は、ゼロクロス周期Ｔおよびゼロクロス平均周期Ｔａｖｅの情報をスイッチ制御手段２２から受信すると、式（２）および（３）にしたがって、次にスイッチ４に出力するオン信号Ｓのオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ）を設定する。
　（Ｔ－Ｔａｖｅ）＜０のとき、Ｔｏｎ（ｔ）＜Ｔｏｎ（ｔ－１）…（２）
　（Ｔ－Ｔａｖｅ）＞０のとき、Ｔｏｎ（ｔ）＞Ｔｏｎ（ｔ－１）…（３）
　つまり、Ｔ＜Ｔａｖｅである場合、式（２）にしたがって、スイッチ制御手段２２は、次にスイッチ４に出力するオン信号Ｓのオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ）を最後に設定したオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ－１）よりも小さい値に設定する。また、Ｔ＞Ｔａｖｅである場合、式（３）にしたがって、スイッチ制御手段２２は、次にスイッチ４に出力するオン信号Ｓのオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ）を最後に設定したオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ－１）よりも大きい値に設定する。Ｔ＝Ｔａｖｅである場合、スイッチ制御手段２２は、オン信号幅Ｔｏｎ（ｔ）を最後に設定したオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ－１）に維持する。
　なお、スイッチ制御手段２２は、オン信号幅Ｔｏｎ（ｔ）をオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ－１）とは異なる値に変更する場合、ゼロクロス周期Ｔとゼロクロス平均周期Ｔａｖｅとの差に比例する補正値を用いてオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ）を算出してもよい。例えば、ｊを係数とすると、式（２）の場合、Ｔｏｎ（ｔ）＝Ｔｏｎ（ｔ－１）－ｊ×（Ｔａｖｅ－Ｔ）／Ｔａｖｅの式が適用される。また、式（３）の場合、Ｔｏｎ（ｔ）＝Ｔｏｎ（ｔ－１）＋ｊ×（Ｔ－Ｔａｖｅ）／Ｔａｖｅの式が適用される。
　次に、交流電源１から出力される電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点の周期が変動した場合について、本実施の形態２の直流電源装置１０の動作手順を説明する。図８は、実施の形態２に係る直流電源装置の動作手順を示すフローチャートである。図８は、制御装置９が実施の形態１を参照して説明した処理を行った上で本実施の形態２の処理を行う場合を示す。図８に示すステップＳ２０１～Ｓ２０５およびＳ２１０は、図６を参照して説明したステップＳ１０１～Ｓ１０６と同様な処理になるため、その詳細な説明を省略する。
　ステップＳ２０４の後、スイッチ制御手段２２は、Ｔ＞Ｔａｖｅであるか否かを判定する（ステップＳ２０６）。ステップＳ２０６の判定の結果、Ｔ＞Ｔａｖｅである場合、スイッチ制御手段２２は、スイッチ制御手段２２は、次のオン信号Ｓのオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ）を最後に設定したオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ－１）よりも大きい値に設定する（ステップＳ２０７）。これにより、周波数ｆが変動する前のゼロクロス周期に対応するオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ－１）と比べて、オン信号幅Ｔｏｎ（ｔ）は長くなるように補正される。オン信号幅Ｔｏｎが長くなると、１回にリアクトル３に流れる電流Ｉｓが増加するため、オン信号Ｓの間隔が長くなっても、直流電圧Ｖｄｃの昇圧量が大きくなる。
　一方、ステップＳ２０６の判定の結果、Ｔ＞Ｔａｖｅでない場合、スイッチ制御手段２２は、Ｔ＜Ｔａｖｅであるか否かを判定する（ステップＳ２０８）。ステップＳ２０８の判定の結果、Ｔ＜Ｔａｖｅである場合、スイッチ制御手段２２は、次のオン信号Ｓのオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ）を最後に設定したオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ－１）よりも小さい値に設定する（ステップＳ２０９）。これにより、周波数ｆが変動する前のゼロクロス周期に対応するオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ－１）と比べて、オン信号幅Ｔｏｎ（ｔ）は短くなるように補正される。オン信号幅Ｔｏｎが短くなると、１回にリアクトル３に流れる電流Ｉｓが減少するため、オン信号Ｓの間隔が短くなっても、直流電圧Ｖｄｃの昇圧量を抑制できる。このようにして、オン信号幅Ｔｏｎを調整することで、ゼロクロス周期の変動に対して、直流電圧Ｖｄｃの変化を緩和することができる。
　ステップＳ２０８の判定の結果、Ｔ＜Ｔａｖｅでない場合、スイッチ制御手段２２は、次のオン信号Ｓのオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ）を最後に設定したオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ－１）に維持し、ステップＳ２１０に進む。ゼロクロス周期の変動が小さい場合、調整手段２１がスイッチ４のオン動作のタイミングを制御することで（ステップＳ２０４）、変動による直流電圧Ｖｄｃへの影響が抑制され、オン信号幅Ｔｏｎを変更しなくてもよい。
　図９は、実施の形態２において、ゼロクロス周期が変動した場合の一例を示すタイミングチャートである。図９は、電源電圧Ｖａｃの周波数ｆが５０Ｈｚから５４Ｈｚに急に変動した場合を示す。図９は、交流電源１の電源電圧Ｖａｃ、リアクトル３に流れる電流Ｉｓ、およびスイッチ４のオン信号Ｓのそれぞれについて、経時変化を示す。
　電源電圧Ｖａｃの周波数ｆが５０Ｈｚから５４Ｈｚに変動すると、ゼロクロス周期Ｔがゼロクロス平均周期Ｔａｖｅよりも短くなる。つまり、ゼロクロス周期Ｔとゼロクロス平均周期Ｔａｖｅとの関係は、Ｔ＜Ｔａｖｅとなる。図８に示したステップＳ２０３の判定の結果、調整手段２１がステップＳ２０４の処理に進むと、次のスイッチング周期Ｔｓ（ｔ）は、ゼロクロス平均周期Ｔａｖｅより小さくなる。すなわち、スイッチ４のオン動作のタイミングが、変動前のゼロクロス周期と比較して早くなる。これにより、実施の形態１で説明したように、電源電圧Ｖａｃがより低いタイミングで、リアクトル３に電流Ｉｓが流れるため、直流電圧Ｖｄｃの昇圧量を抑制できる。
　また、Ｔ＜Ｔａｖｅの関係なので、図８に示したステップＳ２０９において、Ｔｏｎ（ｔ）＜Ｔｏｎ（ｔ－１）の関係になるように、オン信号幅Ｔｏｎ（ｔ）が補正される。すなわち、周波数ｆが変動する前のゼロクロス周期に対応するオン信号幅Ｔｏｎ（ｔ－１）と比べて、オン信号幅Ｔｏｎ（ｔ）は短くなるように補正される。オン信号幅Ｔｏｎが短くなると、１回にリアクトル３に流れる電流Ｉｓが減少するため、周波数ｆが５０Ｈｚから５４Ｈｚに変動することでオン信号Ｓの間隔が短くなっても、直流電圧Ｖｄｃの昇圧量を抑制できる。
　ここでは、具体的な事例として、図９を参照して、電源電圧Ｖａｃの周波数ｆが５０Ｈｚから５４Ｈｚに急に変動し、最新のゼロクロス周期Ｔがゼロクロス平均周期Ｔａｖｅより短くなる場合を説明したが、この場合に限らない。図９の事例とは反対に電源電圧Ｖａｃの周波数ｆが長くなる場合にも、図８を参照して説明した制御方法を適用できる。この場合、最新のゼロクロス周期Ｔがゼロクロス平均周期Ｔａｖｅよりも長くなるが、直流電圧Ｖｄｃの昇圧量を増加させる制御を行うことができる。
　交流電源１の電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点の周期の変動が大きいと、スイッチ４のオン動作のタイミングを制御しても、直流電圧Ｖｄｃを目標直流電圧Ｖｓに近づけられない場合がある。本実施の形態２によれば、電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点の周期が大きく変動しても、直流電圧Ｖｄｃが過電圧または昇圧不足になることを防ぎ、直流電圧Ｖｄｃを安定させることができる。
実施の形態３．
　本実施の形態３は、実施の形態２で説明した制御方法とは別の制御方法によってオン信号幅を調整するものである。本実施の形態３は、特に、直流電圧Ｖｄｃが過電圧になることを防ぐものである。本実施の形態３においては、実施の形態１と同一の構成について同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。また、実施の形態１で説明した動作と同様な動作についての詳細な説明を省略する。
　本実施の形態３の直流電源装置１０における制御装置９の構成を、図２を参照して説明する。スイッチ制御手段２２は、直流電圧検出器８によって検出される直流電圧Ｖｄｃと予め決められた電圧である第１閾値Ｖｔｈ１とを比較する。第１閾値Ｖｔｈ１は、直流電圧Ｖｄｃについて、直流電圧Ｖｄｃを段階的に下げる制御を必要とするか否かを判定する基準となる値である。直流電圧Ｖｄｃが第１閾値Ｖｔｈ１よりも大きい場合、スイッチ制御手段２２は、算出したオン信号幅Ｔｏｎから予め決められた補正値ΔＴを減算する補正処理を、直流電圧Ｖｄｃが第１閾値Ｖｔｈ１以下になるまで繰り返す。
　直流電圧Ｖｄｃが第１閾値Ｖｔｈ１以下にならず、直流電圧Ｖｄｃが予め決められた第２閾値Ｖｔｈ２に到達した場合、スイッチ制御手段２２は、スイッチ４へのオン信号Ｓの出力を停止する。第２閾値Ｖｔｈ２は、直流電圧Ｖｄｃについて、直流電圧Ｖｄｃが過電圧であるか否かを判定する基準となる値である。目標直流電圧Ｖｓ、第１閾値Ｖｔｈ１および第２閾値Ｖｔｈ２は、Ｖｓ＜Ｖｔｈ１＜Ｖｔｈ２の関係である。
　また、直流電圧Ｖｄｃが第１閾値Ｖｔｈ１以下にならず、補正処理の回数Ｃｒが予め決められた上限数Ｃｍａｘに到達した場合、スイッチ制御手段２２は、スイッチ４へのオン信号Ｓの出力を停止する。上限数Ｃｍａｘは、補正処理の回数Ｃｒに関して、直流電圧Ｖｄｃが過電圧であるか否かを判定する基準となる値である。
　制御装置９は、第１閾値Ｖｔｈ１、第２閾値Ｖｔｈ２、補正値ΔＴおよび上限数Ｃｍａｘを記憶する。例えば、制御装置９が図８に示したハードウェア構成である場合、メモリ４３が第１閾値Ｖｔｈ１、第２閾値Ｖｔｈ２、補正値ΔＴおよび上限数Ｃｍａｘを記憶している。
　次に、本実施の形態３の直流電源装置１０の動作手順を説明する。図１０は、実施の形態３に係る直流電源装置の動作手順を示すフローチャートである。本実施の形態３は、実施の形態２と同様に、制御装置９は、実施の形態１を参照して説明した処理を行った後、図１１に示す処理を行う。つまり、図８に示したフローにおいて、制御装置９は、ステップＳ２０６～Ｓ２０９の代わりに図１０に示すステップＳ３０１～Ｓ３０８を実行する。なお、図８に示したステップＳ２０１～Ｓ２０５およびＳ２１０は、図６を参照して説明したステップＳ１０１～Ｓ１０６と同様な処理になるため、その詳細な説明を省略する。
　スイッチ制御手段２２は、目標直流電圧Ｖｓが目標直流電圧Ｖｓと一致するようにオン信号幅Ｔｏｎを算出し、補正処理の回数Ｃｒ＝０を設定する（ステップＳ３０１）。続いて、スイッチ制御手段２２は、直流電圧検出器８によって検出される直流電圧Ｖｄｃが第１閾値Ｖｔｈ１より大きいか否かを判定する（ステップＳ３０２）。ステップＳ３０２の判定の結果、直流電圧Ｖｄｃが第１閾値Ｖｔｈ１以下である場合、スイッチ制御手段２２は、図８に示したステップＳ２１０に進む。一方、ステップＳ３０２の判定の結果、直流電圧Ｖｄｃが第１閾値Ｖｔｈ１よりも大きい場合、スイッチ制御手段２２は、補正処理の回数Ｃｒに１を加算し、演算結果を新たな回数Ｃｒに設定する（ステップＳ３０３）。続いて、スイッチ制御手段２２は、算出したオン信号幅Ｔｏｎから補正値ΔＴを減算する補正処理を行う。スイッチ制御手段２２は、補正処理結果を新たなオン信号幅Ｔｏｎに設定する（ステップＳ３０４）。
　そして、スイッチ制御手段２２は、調整手段２１からゼロクロス周期Ｔの情報を受信すると（ステップＳ３０５）、ゼロクロス周期Ｔに対応して、ステップＳ３０４で算出したオン信号幅Ｔｏｎの時間、オン信号Ｓをスイッチ４に出力する（ステップＳ３０６）。その後、スイッチ制御手段２２は、直流電圧Ｖｄｃが第２閾値Ｖｔｈ２に到達したか否か、または補正処理の回数Ｃｒが上限数Ｃｍａｘに到達したか否かを判定する（ステップＳ３０７）。ステップＳ３０７の判定の結果、直流電圧Ｖｄｃが第２閾値Ｖｔｈ２に到達せず、かつ補正処理の回数Ｃｒが上限数Ｃｍａｘに到達していない場合、スイッチ制御手段２２は、ステップＳ３０２に戻る。一方、ステップＳ３０７の判定の結果、直流電圧Ｖｄｃが第２閾値Ｖｔｈ２に到達した場合、または補正処理の回数Ｃｒが上限数Ｃｍａｘに到達した場合、スイッチ制御手段２２は、直流電圧Ｖｄｃが過昇圧されることで過電圧に至る異常が発生したと判断する。そして、スイッチ制御手段２２は、スイッチ４へのオン信号Ｓの出力を停止する（ステップＳ３０８）。
　本実施の形態３の直流電源装置１０は、オン信号幅Ｔｏｎを段階的に小さくする補正処理を一定の回数まで繰り返しても、直流電圧Ｖｄｃが第１閾値Ｖｔｈ１以下にならない場合、異常が発生したと判定し、スイッチ４のスイッチングを停止する。そのため、直流電圧Ｖｄｃが過電圧に至ることで直流電源装置１０が故障してしまうことを防ぐことができる。
　なお、上述の実施の形態２および３において、実施の形態１で説明した制御を組み合わせる場合で説明したが、実施の形態１で説明した制御を行わなくてもよい。実施の形態２および３で説明したオン信号幅Ｔｏｎの制御は、直流電圧Ｖｄｃに対して、ゼロクロス周期Ｔの変動による影響が小さく、電源電圧Ｖａｃの振幅の変動による影響が大きい場合に有効である。
　１　交流電源、２　整流回路、２ａ～２ｄ　整流用ダイオード、３　リアクトル、４　スイッチ、５　ダイオード、６　平滑コンデンサ、７　ゼロクロス検出器、８　直流電圧検出器、９　制御装置、１０　直流電源装置、２１　調整手段、２２　スイッチ制御手段、４１　処理回路、４２　プロセッサ、４３　メモリ、４４　バス。

Claims (6)

  1. 　交流電源から出力される電源電圧を整流する整流回路と、
    　前記整流回路の出力電圧を平滑化して直流電圧を出力する平滑コンデンサと、
    　前記整流回路の出力側と前記平滑コンデンサの入力側との間に接続されたスイッチと、
    　前記電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器と、
    　前記ゼロクロス検出器によって検出される前記ゼロクロス点の周期であるゼロクロス周期に基づいて、前記スイッチをオン動作させる制御信号であるオン信号を生成する制御装置と、を有し、
    　前記制御装置は、
    　前記スイッチのオン動作のタイミングが、前記ゼロクロス周期と、予め決められた一定時間に検出された複数の前記ゼロクロス周期の平均値であるゼロクロス平均周期との間になるように、前記オン信号の周期であるスイッチング周期を設定する調整手段と、
    　前記調整手段によって設定された前記スイッチング周期に対応して前記オン信号を前記スイッチに出力するスイッチ制御手段と、
    を有する、直流電源装置。
  2. 　前記平滑コンデンサから出力される前記直流電圧を検出する電圧検出器をさらに有し、
    　前記スイッチ制御手段は、
    　前記電圧検出器によって検出される前記直流電圧が予め決められた目標直流電圧に一致するように前記オン信号を出力する時間であるオン信号幅を算出し、
    　前記ゼロクロス周期が前記ゼロクロス平均周期よりも大きい場合、前記オン信号幅を、最後に出力した前記オン信号のオン信号幅である最後のオン信号幅よりも大きい値に設定し、前記ゼロクロス周期が前記ゼロクロス平均周期よりも小さい場合、前記オン信号幅を前記最後のオン信号幅よりも小さい値に設定する、
    　請求項１に記載の直流電源装置。
  3. 　前記平滑コンデンサから出力される前記直流電圧を検出する電圧検出器をさらに有し、
    　前記スイッチ制御手段は、
    　前記電圧検出器によって検出される前記直流電圧が予め決められた目標直流電圧に一致するように前記オン信号を出力する時間であるオン信号幅を算出し、
    　前記電圧検出器によって検出される前記直流電圧が予め決められた第１閾値よりも大きい場合、前記オン信号幅から予め決められた補正値を減算する補正処理を、前記電圧検出器によって検出される前記直流電圧が前記第１閾値以下になるまで繰り返し、
    　前記補正処理の回数が予め決められた上限数に到達した場合または前記電圧検出器によって検出される前記直流電圧が前記第１閾値よりも大きい第２閾値に到達した場合、前記スイッチへの前記オン信号の出力を停止する、
    　請求項１に記載の直流電源装置。
  4. 　交流電源から出力される電源電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を平滑化して直流電圧を出力する平滑コンデンサと、前記整流回路の出力側と前記平滑コンデンサの入力側との間に接続されたスイッチと、前記電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出器とを有する直流電源装置の制御方法であって、
    　前記スイッチのオン動作のタイミングが、前記ゼロクロス検出器によって検出される前記ゼロクロス点の周期であるゼロクロス周期と、予め決められた一定時間に検出された複数の前記ゼロクロス周期の平均値であるゼロクロス平均周期との間になるように、前記スイッチをオン動作させるオン信号の周期であるスイッチング周期を設定するステップと、
    　設定された前記スイッチング周期に対応して前記オン信号を前記スイッチに出力するステップと、
    　を有する、直流電源装置の制御方法。
  5. 　前記平滑コンデンサから出力される前記直流電圧を検出する電圧検出器が前記直流電源装置に設けられ、
    　前記オン信号を前記スイッチに出力するステップの前に、
    　前記電圧検出器によって検出される前記直流電圧が予め決められた目標直流電圧に一致するように前記オン信号を出力する時間であるオン信号幅を算出するステップと、
    　前記ゼロクロス周期が前記ゼロクロス平均周期よりも大きい場合、前記オン信号幅を、最後に出力した前記オン信号のオン信号幅である最後のオン信号幅よりも大きい値に設定し、前記ゼロクロス周期が前記ゼロクロス平均周期よりも小さい場合、前記オン信号幅を前記最後のオン信号幅よりも小さい値に設定するステップと、
    　を有する、請求項４に記載の直流電源装置の制御方法。
  6. 　前記平滑コンデンサから出力される前記直流電圧を検出する電圧検出器が前記直流電源装置に設けられ、
    　前記オン信号を前記スイッチに出力するステップの前に、
    　前記電圧検出器によって検出される前記直流電圧が予め決められた目標直流電圧に一致するように前記オン信号を出力する時間であるオン信号幅を算出するステップと、
    　前記電圧検出器によって検出される前記直流電圧が予め決められた第１閾値よりも大きい場合、前記オン信号幅から予め決められた補正値を減算する補正処理を、前記電圧検出器によって検出される前記直流電圧が前記第１閾値以下になるまで繰り返すステップと、
    　前記補正処理の回数が予め決められた上限数に到達した場合または前記電圧検出器によって検出される前記直流電圧が前記第１閾値よりも大きい第２閾値に到達した場合、前記スイッチへの前記オン信号の出力を停止するステップと、
    　を有する、請求項４に記載の直流電源装置の制御方法。
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000350462A (ja) * 1999-06-01 2000-12-15 Sharp Corp 直流電源装置
JP2011097765A (ja) * 2009-10-30 2011-05-12 Daikin Industries Ltd 電源供給回路
JP2016213911A (ja) * 2015-04-28 2016-12-15 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 点灯装置及び照明器具

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000350462A (ja) * 1999-06-01 2000-12-15 Sharp Corp 直流電源装置
JP2011097765A (ja) * 2009-10-30 2011-05-12 Daikin Industries Ltd 電源供給回路
JP2016213911A (ja) * 2015-04-28 2016-12-15 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 点灯装置及び照明器具

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