JP2004185909A

JP2004185909A - 誘導加熱調理器

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Publication number: JP2004185909A
Application number: JP2002350011A
Authority: JP
Inventors: Hidetake Hayashi; 秀竹林; Teruya Tanaka; 照也田中; Hitoshi Takimoto; 等滝本; Hiroki Marutani; 裕樹丸谷
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-12-02
Filing date: 2002-12-02
Publication date: 2004-07-02
Anticipated expiration: 2022-12-02
Also published as: JP3799324B2; CN1709010A; TW200410600A; KR100796404B1; EP1581029B1; EP1581029A1; KR20050085255A; DE60322955D1; WO2004052056A1; EP1581029A4; TWI282716B; CN100531478C

Abstract

【課題】インバータ回路を可変周波数制御する場合に、安価で且つ高性能に構成できる誘導加熱調理器を提供する。
【解決手段】誘導加熱調理器のインバータ回路９の出力電圧と出力電流との位相差に基づいて、インバータ回路９を構成するＩＧＢＴ１１，１３をＰＷＭ制御する制御回路５４を、ＲＩＳＣマイコンによって構成する。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用交流電源に基づいて高周波電流を生成するインバータ回路と、前記高周波電流を加熱手段に供給することで被加熱物を加熱する誘導加熱調理器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差に基づいて前記インバータ回路を制御する誘導加熱調理器は周波数可変型であり、加熱出力が低いレベルから高いレベルまで滑らかに変化させることができるという利点がある。斯様なタイプの加熱調理器の従来技術として、特許文献１に開示されているものがある。この従来技術では、上記出力電圧と出力電流との位相を比較し、それらの位相差が入力電流設定に応じた一定値になるようにフィードバック制御している。その場合、上記位相差に基づく信号が電圧制御発振器（ＶＣＯ）に与えられ、電圧制御発振器が出力する発振信号によってインバータ回路を構成するＩＧＢＴが交互にオンオフされる。
【０００３】
また、特許文献２には、周波数可変型ではないが、インバータ回路を固定周波数制御する場合に、三相モータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵したＤＳＰを用いて行なう技術が開示されている。
【０００４】
【特許文献１】
特許第２８５６７８８号公報
【０００５】
【特許文献２】
特開２００２−２６０８３５号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１に開示されている技術では電圧制御発振器を用いているが、電圧制御発振器を内蔵したＩＣはアナログ回路で構成されているため、インバータ回路が発生するスイッチングノイズの影響を受け易いという問題がある。また、前記ＩＣは現在廃品化が進んでいるため高価になってきており、使用し難い状況下にある。
【０００７】
また、出力電圧や出力電流を検出する場合は、時定数の大きな回路によってアナログ信号をサンプリングしているため、瞬時に発生した変動が検出し難く、制御応答に遅れが出てしまうという問題がある。
【０００８】
更に、周波数可変制御をアナログＩＣとして構成される電圧制御発振器を用いて行う場合には、以下のような問題もある。即ち、インバータ回路のスイッチング周波数を高い方から低い方に変化させて行くと、負荷の特性は誘導性から容量性へと変化する。そして、周波数が共振点から大きく外れると、インバータ回路のスイッチングが電圧振幅の大きい期間に行われてスイッチング損失が増大し、スイッチング素子が破壊に至るおそれもある。
【０００９】
そのような事態を回避するためには、スイッチング周波数の下限を厳格に設定して制御する必要があるが、アナログＩＣは上述のようにノイズの影響を受け易く、周波数が下限付近に近付いた際にノイズが印加されると、下限を超えてしまうことも想定される。
【００１０】
特許文献２は、安価で高性能なインバータ回路を提供することを目的として、三相モータ駆動用のＰＷＭ機能を内蔵したＤＳＰを用いているが、制御方式が周波数固定であり、インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差に基づいて制御するものとは前提構成が異なっている。
【００１１】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、インバータ回路を、周波数可変で制御する場合に、安価で且つ高性能に構成できる誘導加熱調理器を提供することに有る。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の誘導加熱調理器は、商用交流電源に基づいて高周波電流を生成するインバータ回路と、前記高周波電流が加熱手段に供給されることで被加熱物を加熱するものにおいて、
前記誘導加熱調理器の出力を周波数可変とすることにより制御するインバータ出力制御回路を、ＲＩＳＣ（ＲｅｄｕｃｅｄＩｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎＳｅｔＣｏｍｐｕｔｅｒ）マイコン若しくはＤＳＰ（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏｒ）によって構成したことを特徴とする。
【００１３】
即ち、ＲＩＳＣマイコン若しくはＤＳＰは極めて高速な演算が可能であるから、電圧制御発振器に代わる高速の制御信号を出力してインバータ回路を制御することができる。また、Ａ／Ｄ変換も高速に行うことができるので、入力信号の瞬時における変化も捉えることが可能であり、制御周期が短い場合でも制御を確実に行うことができ、制御応答速度を向上させることもできる。そして、発振信号の出力をデジタル制御できるので、耐ノイズ性が向上し、周波数が低い領域においてインバータ回路のスイッチング損失が増大することを容易に防止することもできる。
【００１４】
この場合、請求項２に記載したように、インバータ出力制御回路によって読み込まれるインバータ回路の出力電流波形を、商用交流電源周期の包絡線波形としても良い。斯様に構成すれば、サンプリングレートをある程度低下させることができるので、処理時間に余裕を持たせることができる。
【００１５】
また請求項３に記載したように、インバータ出力制御回路を、インバータ回路の入力電流と出力電流とを、ＰＷＭ制御の搬送波周期に応じて読み込むように構成すると良い。斯様に構成すれば、入力信号波形をサンプリングする前の段階で、時定数の大きな回路により濾波する必要がなくなるので、制御応答速度を更に向上させることができる。
【００１６】
以上の場合において、請求項４に記載したように、インバータ出力制御回路を、電流データを実効値演算するように構成しても良い。斯様に構成した場合も、電流データを時定数の大きな回路により平均化処理した上で読み込む必要がないので、制御応答速度を向上させることができる。
【００１７】
また、請求項５に記載したように、インバータ出力制御回路を、商用交流電源波形のゼロクロス点付近においてＰＷＭ制御の搬送波周波数を可変するように構成すると良い。斯様に構成すれば、入力設定の変化に応じてＰＷＭ制御の搬送波周波数を変化させる場合に電流レベルが低い期間に行うことで、インバータ回路に対する入力電流が急激に変化することを抑制できる。
【００１８】
また、この場合、請求項６に記載したように、インバータ出力制御回路を、搬送波周波数を可変するタイミングを、商用交流電源周期の半周期若しくはその半周期の倍数とするように構成しても良い。斯様に構成すれば、制御の切替えをより短い間隔で行うことができる。
【００１９】
また、請求項７に記載したように、インバータ出力制御回路を、インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差に基づいてインバータ回路を制御し、前記位相差を、商用交流電源周期の半周期の間に検出された値の平均値で評価するように構成しても良い。斯様に構成すれば、前記位相差に応じて周波数可変制御する構成において、入力信号レベルの大小により検出精度に差が生じる場合でも、それらを平均化して評価することができる。
【００２０】
更に、請求項８に記載したように、インバータ出力制御回路を、インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差検出を、商用交流電源波形のゼロクロス点付近では禁止するように構成すると良い。斯様に構成すれば、検出精度が劣化する期間にデータをサンプリングすることを回避できる。
【００２１】
加えて、請求項９に記載したように、インバータ出力制御回路を、商用交流電源電圧を検出して、その上昇度合いが異常な値であると判断した場合にインバータ回路の制御を停止するように構成しても良い。斯様に構成すれば、例えば、商用交流電源の停電や、電源線に雷サージが印加された場合に、その事象を検出してインバータ回路を保護することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
（第１実施例）
以下、本発明を誘導加熱調理器（ＩＨクッキングヒータ）に適用した場合の第１実施例について図１乃至図６を参照して説明する。電気的構成を示す図１において、交流電源１は直流電源回路３と接続されている。この直流電源回路３は直流電源を整流するためのブリッジ回路５と、整流された脈流を平滑化するためのコンデンサ７とから構成されている。
【００２３】
ハーフブリッジ型のインバータ回路９は２つのＩＧＢＴ（スイッチング素子）１１，１３と、各ＩＧＢＴ１１，１３のコレクターエミッタ間に接続されたダイオード１５，１７と、インバータ回路９の出力端子とグランドの間に接続された直列共振回路、即ち加熱コイル（加熱手段）１９及び共振用のコンデンサ２１とから構成されている。
【００２４】
インバータ電圧位相検知回路２０は第１の信号としてインバータ電圧Ｖ_ＩＮを検出し、この検出したインバータ電圧Ｖ_ＩＮを位相比較回路２３へ出力する。またコンデンサ電圧位相検知回路２２はコンデンサ２１を流れるインバータ電流と位相的に相関する第２の信号としてコンデンサ２１の両端の電圧Ｖｃ_１を検出し、この検出した電圧Ｖｃ_１を位相比較回路２３へ出力する。
【００２５】
位相比較回路２３は入力した第１の信号と第２の信号の双方の信号の位相を比較して比較の結果すなわち双方の信号の位相差に係る信号Ｖ_Ｐ１を差分比較回路２５へ出力する。位相差設定回路２７は前述した第１の信号と第２の信号の位相差Ｖ_ＳＥＴを可変設定する。この可変設定された位相差Ｖ_ＳＥＴに応じて入力電力が調整されるようになっている。
【００２６】
差分比較回路２５は、位相比較回路２３より出力される位相差信号Ｖ_Ｐ１と、位相差設定回路２７において可変設定された位相差信号Ｖ_ＳＥＴとの大小を比較して、その比較結果Ｖ_Ｐ２を電圧制御発振器（以下ＶＣＯと称する）２９に出力する。即ち、Ｖ_Ｐ１＞Ｖ_ＳＥＴであればＶ_Ｐ２＝Ｈを出力し、Ｖ_Ｐ１≦Ｖ_ＳＥＴであればＶ_Ｐ２＝Ｌを出力する。ＶＣＯ２９は、前記位相差設定回路２７によって可変設定された位相差となるようにインバータ回路９の発振周波数を制御するための周波数制御手段であり、差分比較回路２５からの出力信号に応じて発振周波数を変化させる。
【００２７】
尚、一般的なアナログ回路としてのＶＣＯは、入力電圧に応じて発振周波数が変化するものであるが、ここでのＶＣＯ２９は、後述するように回路動作をデジタル的にシミュレートしたものであるから、差分比較回路２５より与えられる比較結果に応じて発振周波数を変化させる構成である。
【００２８】
駆動回路３１はＶＣＯ２９からの信号に基づいてＩＧＢＴ１１，１３を交互にオンオフ動作させる。この駆動回路３１からの信号に基づいてＩＧＢＴ１１，１３を交互にオンオフ動作すると、加熱コイル１９とコンデンサ２１が直列共振状態に設定され、これにより加熱コイル１９が高周波電力を発生して図示しないトッププレートの上に載置された鍋などの被加熱物を誘導加熱する。
【００２９】
初期回路３３はインバータ回路９の出力電圧と位相的に相関する第１の信号と、共振用のコンデンサ２１を流れる電流と位相的に相関する第２の信号との双方の信号の位相差を初期設定するための初期設定手段であり、電源が投入されると初期信号を位相差設定回路２７へ出力する。位相差設定回路２７はこの初期回路３３から初期信号を入力すると、第１の信号と第２の信号との位相差を基準の位相差例えば１２０゜に設定する。これにより例えばトッププレートの上に載置された被加熱物が鉄製の鍋である場合には入力電力が１００ワットに設定される。
【００３０】
カレントトランスＣＴ（１）は交流電源１から供給される電源電流Ｉ_ＩＮを検出し、この検出した電源電流Ｉ_ＩＮと相応する信号を入力電流検知回路４３へ出力する。この入力電流検知回路４３はカレントトランスＣＴ（１）からの検出信号に基づいて電源電流すなわち入力電流Ｉ_ＩＮを検知する。
【００３１】
負荷状態検知回路３５は入力電流検知回路４３からの情報に基づいてトッププレートの上に載置された負荷の状態が適正な負荷であるかどうかを検出する。尚、以上の構成がなす基本的な作用は、特許文献１（特許第２８５６７８８号）に開示されているものと同様である。なお、差分比較回路２５は、特許文献１におけるローパスフィルタ（ＬＰＦ）に対応する構成だが、これは、位相差信号の比較をアナログ処理するか、デジタル処理するかの相違に基づく機能名称の相違であり、本質的な機能は同じである。
【００３２】
また、ＩＧＢＴ１１のエミッタと加熱コイル１９とが接続されている部分にもカレントトランスＣＴ（２）が介挿されており、そのカレントトランスＣＴ（２）の出力信号は、インバータ電流検知回路５１を介して負荷状態検知回路３５に与えられている。また、周期フラグ発生部５２は、入力電流検知回路４３によって検知される入力電流Ｉ_ＩＮに基づいて交流電源の半周期毎に所定の期間を示す周期フラグ（図５（ｂ）参照）を発生させるようになっている。
【００３３】
加えて、Ａ／Ｄ変換部５３の入力ポートは、ブリッジ回路５の正側出力端子と、インバータ回路９の出力端子及び入力電流検知回路４３の出力端子に夫々接続されている。そして、Ａ／Ｄ変換部５３は、インバータ回路９の入力電圧，出力電圧及び出力電流をマルチプレックスしてＡ／Ｄ変換するようになっている。尚、インバータ回路９の出力電圧検出については、必要に応じて分圧抵抗（図示せず）を設けるようにする。
【００３４】
そして、本実施例においては、位相比較回路２３，差分比較回路２５，ＶＣＯ２９，負荷状態検知回路３５，初期回路３３，位相差設定回路２７及びＡ／Ｄ変換部５３が制御回路（インバータ出力制御回路）５４を構成しているが、制御回路５４は、ＲＩＳＣアーキテクチャのＣＰＵコアを有するマイクロコンピュータ（ＲＩＳＣマイコン）によって構成されている。ここで、ＲＩＳＣアーキテクチャのＣＰＵは以下のような特徴を備えている。
・全てのデコードがワイヤードロジックで実現され、同一時間で実行可能である単純な命令セット
・命令実行処理のパイプライン制御
・多数の内部レジスタ
・大容量のキャッシュ
そして、上記のアーキテクチャによりプログラムを効率的に実行するため、実行形式のプログラムはコンパイラによって最適化されている。
斯様な構成のＲＩＳＣ型マイコンによれば、トータルでの処理性能がＣＩＳＣ（ＣｏｍｐｌｅｘＩｎｓｔｒｕｃｔｉｏｎＳｅｔＣｏｍｐｕｔｅｒ）型マイコンに比較して向上する。特に、積演算等の実行速度に関しては極めて高速化されている。例えば、本実施例の制御回路５４は、少なくとも１命令の実行速度が１μ秒以下であるものとする。
【００３５】
ここで、図２は、制御回路５４がＶＣＯ２９としての機能を実現してＰＷＭ信号１，２を出力するための処理プログラムのフローチャートであり、図３は、その処理に対応したタイミングチャートである。尚、初期状態として、ＰＷＭ信号１＝Ｈ，ＰＷＭ信号２＝Ｌであるとする。また、設定値ＴＭ１，ＴＭ３には、適当な初期値が設定されている。
【００３６】
制御回路５４は、先ず、図示しない搬送波発生用タイマのカウント値が「０」である場合は（ステップＳ１，「ＹＥＳ」）タイマにアップカウント動作を開始させる（ステップＳ２）。それから、差分比較回路２５からの比較結果Ｖ_Ｐ２に応じて、設定値ＴＭ１〜ＴＭ３を設定する（ステップＳ３〜Ｓ５）。即ち、Ｖ_Ｐ２＝Ｈであれば（ステップＳ３，「ＹＥＳ」）設定値ＴＭ１，ＴＭ３を減少させて周波数を高くし（ステップＳ４）、Ｖ_Ｐ２＝Ｌであれば（ステップＳ３，「ＮＯ」）設定値ＴＭ１，ＴＭ３を増加させて周波数を低くする（ステップＳ５）。
【００３７】
そして、タイマのカウント値が設定値ＴＭ１に達するまで待機し（ステップＳ６）、達すると（「ＹＥＳ」）ＰＷＭ信号１のレベルをロウに変更する（ステップＳ７）。即ち、スタートからここまでがＰＷＭ信号１のレベルがハイとなり、インバータ回路９の上アームＩＧＢＴ１１がＯＮする期間となる。
【００３８】
次に、制御回路５４は、タイマのカウント値が設定値ＴＭ２に達するまで待機し（ステップＳ８）、達すると（「ＹＥＳ」）ＰＷＭ信号２のレベルをハイに変更する（ステップＳ９）。即ち、ステップＳ７〜Ｓ９の期間は、ＰＷＭ信号１，２のレベルが何れもロウとなり、インバータ回路９の上下アームＩＧＢＴ１１，１３が何れもＯＦＦするデッドタイム期間となる。尚、デッドタイム期間を例えば１μ秒とすると、設定値ＴＭ１に対して１μ秒相当のカウント値を加えたものが設定値ＴＭ２となる。
【００３９】
次に、制御回路５４は、タイマのカウント値が設定値ＴＭ３に達するまで待機し（ステップＳ１０）、達すると（「ＹＥＳ」）ＰＷＭ信号２のタイマをダウンカウント動作に切り替える（ステップＳ１１）。そして、更に、タイマのカウント値が設定値ＴＭ１に達するまで待機し（ステップＳ１２）、達すると（「ＹＥＳ」）ＰＷＭ信号２のレベルをロウに変更する（ステップＳ１３）。即ち、ステップＳ９〜Ｓ１３の期間は、ＰＷＭ信号１，２のレベルが夫々ロウ，ハイとなり、インバータ回路９の上アームＩＧＢＴ１１がＯＦＦ，下アームＩＧＢＴ１３がＯＮする期間となる。
【００４０】
それから、制御回路５４は、タイマのカウント値が設定値ＴＭ４に達するまで待機し（ステップＳ１４）、達すると（「ＹＥＳ」）内部的に割り込みを発生させて各種の測定・検出を行なうための検出ルーチンを起動させ（ステップＳ１４ａ）、ＰＷＭ信号１のレベルをハイに変更する（ステップＳ１５）。即ち、ステップＳ１３〜Ｓ１５の期間は、ＰＷＭ信号１，２のレベルが何れもロウとなり、インバータ回路９の上下アームＩＧＢＴ１１，１３が何れもＯＦＦするデッドタイム期間となる。従って、設定値ＴＭ４は、設定値ＴＭ１よりデッドタイム１μ秒に相当するカウント値を減じたものとなる。
【００４１】
ステップＳ１５の実行後はステップＳ１に戻る。そして、ＰＷＭ信号１のレベルはステップＳ１５〜Ｓ７の期間においてハイとなるので、当該期間は、インバータ回路９の上アームＩＧＢＴ１１がＯＮ，下アームＩＧＢＴ１３がＯＦＦする期間となる。
【００４２】
尚、以上の処理について、ＰＷＭ制御の搬送波周波数を例えば２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲で可変することを前提とすると、デッドタイムを挿入することを考慮すると、タイマの分解能（カウント周期）としては０．１μ秒以上が必要である。
【００４３】
また、位相差の検出を搬送波周期に同期させて行う場合は、ＰＷＭ信号によって上アームＩＧＢＴ１１がＯＮした時点からインバータ回路９の出力電流のゼロクロス点までの時間を測定する必要がある。この場合も、搬送波周波数が１００ｋＨｚである場合、その周期は１０μ秒であるから、位相差測定にもやはり０．１μ秒以上の分解能が必要である。
【００４４】
図４は、制御回路５４が実行する検出処理ルーチンのフローチャートであり、図５は、その検出に関連したタイミングを示すタイミングチャートである。このルーチンでは、制御回路５４は、測定開始タイミングが発生するまで待機している（ステップＡ０）。
【００４５】
測定開始タイミングは、図５（ｂ）に示す周期フラグによって与えられる。周期フラグは、上述したように周期フラグ発生部５２が発生させるフラグであり、図５（ａ）に示す商用交流電源の半周期毎に、電流のゼロクロス点付近を除く所定期間を示すフラグである。
【００４６】
制御回路５４は、周期フラグの立ち上がりによって測定開始タイミングの発生を認識すると（ステップＡ０，「ＹＥＳ」）、続いて、割込みの発生を待つ（ステップＡ１）。ここでの割込みは、前述した図２のステップＳ１４ａにおいて発生する内部的な割り込みであり、ＰＷＭ搬送波周期で発生する。そして、その割り込みが発生すると（「ＹＥＳ」）、制御回路５４は、Ａ／Ｄ変換部５３によって入力電圧を読み込む（ステップＡ２）。
【００４７】
この時読み込んだ入力電圧が、前回の値に対して急激に上昇したり低下したりした場合には（ステップＡ３，「ＹＥＳ」）、雷サージの発生や商用交流電源に停電が発生したことが想定されるため、ＶＣＯ２９に停止信号を出力してインバータ回路９の制御を停止させてから（ステップＡ４）ステップＡ０に戻る。一方、読み込んだ入力電圧が、前回の値に対して通常時に想定される所定範囲内で変化した場合には（ステップＡ３，「ＮＯ」）、ステップＡ５に移行する。
【００４８】
ステップＡ５，Ａ６において、制御回路５４は、インバータ回路９の出力電圧，出力電流を夫々読み込む。尚、これらの出力電圧，出力電流をＡ／Ｄ変換して読み込む場合の波形は、実際にはＰＷＭ搬送波が重畳された波形となっているが、ＰＷＭ制御周期に合わせて検出を行うことで、搬送波が重畳された波形をそのまま扱うことが可能となっている。
【００４９】
それから、それら制御回路５４は、出力電圧−出力電流間の位相差を検出する（ステップＡ７）。ここで、図６には、位相差検出のタイミングチャートを示す。位相差検出は、先ず、インバータ電圧位相検知回路２０の出力信号（図６（ａ））の立ち上がりから、コンデンサ電圧位相検知回路２２の出力信号（図６（ｃ））の立ち上がりまでの時間を測定する。但し、検知回路２２の出力信号は、本来加熱コイル１９に流れている電流（図６（ｂ））に対して位相が９０度遅れているため、その分を後程差し引くようにする。即ち、検知回路２２の出力信号は位相１８０度に相当するので、その１／２を差し引く。
【００５０】
以上のように、ステップＡ５〜Ａ７において夫々の読込み及び検出を行なうと、制御回路５４は、それらのデータをメモリに記憶させる（ステップＡ８）。それから、測定終了タイミングが発生したか否かを判断する（ステップＡ９）。測定終了タイミングは、図５（ｂ）に示す周期フラグの立下りとなる。測定終了タイミングでなければ（「ＮＯ」）ステップＡ１に戻り、測定終了タイミングであれば（「ＹＥＳ」）ステップＡ１０に移行する。
【００５１】
ステップＡ１０では、位相差の平均化処理を行なう。即ち、商用交流電源半周期内において周期フラグがセットされている期間に測定した複数の位相差データについてそれらの平均値を求める。そして、得られた平均値をＶ_Ｐ１として差分比較回路２５に出力する（ステップＡ１１）。この信号Ｖ_Ｐ１は差分比較回路２５に出力され、位相差設定回路２７より与えられる設定信号Ｖ_ＳＥＴと比較される。
【００５２】
それから、制御回路５４は、ステップＡ５，Ａ６において得られたインバータ回路９の出力電圧，出力電流について、実効値を演算する（ステップＡ１１）。実効値は、周知のように、例えばｎ個のデータｄａｔａ＿１，ｄａｔａ＿２，・・・，ｄａｔａ＿ｎについて求めた２乗平均値の平方根で得られる。これらの値は、ＩＨクッキングヒータの加熱制御に使用される。それから、ステップＡ０に戻る。
【００５３】
尚、図４は、商用交流電源の半周期について行なう検出だが、ステップＡ１２で演算した実効値については、更に複数周期について平均値を求めて評価する。また、図５に示すように、商用交流電源の半周期を単位として電圧・電流などの検知を行なっているので、ユーザの操作により入力電流設定が変化した場合は、電流波形のゼロクロス点付近でＰＷＭ制御周期の変更が行われるようになっている。即ち、搬送波周波数の変化は、電源電流レベルが比較的低い期間に行われることになる。
【００５４】
以上のように本実施例によれば、誘導加熱調理器のインバータ回路９の出力電圧と出力電流との位相差に基づいて、インバータ回路９を構成するＩＧＢＴ１１，１３を周波数可変でＰＷＭ制御する制御回路５４を、ＲＩＳＣマイコンによって構成した。即ち、ＲＩＳＣマイコンは極めて高速な演算が可能であるから、従来用いられていたアナログＩＣとして構成されるＶＣＯに代わる高速のＰＷＭ信号を出力してインバータ回路９を制御することができる。また、Ａ／Ｄ変換部５３におけるＡ／Ｄ変換も高速に行うことができるので、入力信号の瞬時における変化も捉えることが可能であり、制御周期が短い場合でも位相差の検出を確実に行うことができ、制御応答速度を向上させることもできる。
【００５５】
そして、可変周波数制御する場合、その制御範囲は、前述した一例の２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚのように広い範囲となるため、周波数が高い領域で位相差を検出しようとすると処理を高速に行なう必要があり、制御回路５４をＲＩＳＣマイコン（若しくはＤＳＰ）で構成することは極めて有効である。加えて、ＲＩＳＣマイコン等が備えているキャプチャ機能（フリーランカウンタのカウント値を、例えばトリガ信号の立上がりエッジ毎にラッチしてそれらの差によって時間を計測する）を用いることで、位相差を容易に検出することも可能となる。
【００５６】
更に、制御回路５４は、ＶＣＯ２９による発振信号の出力をデジタル制御できるので、耐ノイズ性が向上し、周波数が低い領域においてインバータ回路９のＩＧＢＴ１１，１３におけるスイッチング損失が増大することを容易に防止することもできる。
【００５７】
また、制御回路５４は、インバータ回路９の入力電流と出力電流とを、ＰＷＭ制御の搬送波周期に応じて読み込むので、入力信号波形をサンプリングする前の段階で、時定数の大きな回路により濾波する必要がなくなり、制御応答速度を更に向上させることができる。また、制御回路５４は、電流データを実効値演算するので、電流データを時定数の大きな回路により平均化処理した上で読み込む必要がなく、制御応答速度を向上させることができる。更に、商用交流電源波形のゼロクロス点付近においてＰＷＭ制御の搬送波周波数を可変するので、インバータ回路９に対する入力電流が急激に変化することを抑制できる。そして、制御の切替えをより短い間隔で行うことができる。
【００５８】
また、制御回路５４は、インバータ回路９の出力電圧と出力電流との位相差を、商用交流電源周期の半周期の間に検出された値の平均値で評価するので、入力信号レベルの大小によって検出精度に差が生じる場合でも、それらを平均化して評価することができる。そして、位相差検出を、商用交流電源波形のゼロクロス点付近では禁止するので、検出精度が劣化する期間にデータをサンプリングすることを回避できる。
【００５９】
加えて、制御回路５４は、商用交流電源電圧を検出して、その上昇度合いが異常な値であると判断した場合にインバータ回路９の制御を停止するので、例えば、商用交流電源の停電や電源線に雷サージが印加された場合などに、その事象を検出してインバータ回路９を保護することができる。
【００６０】
（第２実施例）
図７及び図８は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例では、入力電流及びインバータ出力電流について電流センサＣＴにより検出した信号に、図示しない積分回路を介すことでＰＷＭ搬送波周波数成分を除去し、５０若しくは６０Ｈｚの商用交流電源波形の包絡線を有する波形にする。即ち、図７に示す略そのままの波形とする。
【００６１】
そして、この場合の電圧・電流等の検出周期は、例えば、１００μ秒毎に発生する割り込み信号に応じて行なうようにする。即ち、図４に示すフローチャートのステップＡ１において（「ＹＥＳ」）と判定する周期が１００μ秒毎になる。
【００６２】
また、図８には、ステップＡ３における入力電圧の異常検出処理をより具体的に示す。図８（ａ）は停電検出の場合であり、異常判定レベルは０Ｖ付近のＬ１に設定されている。そして、制御回路５４は、判定レベルＬ１を下回る電圧を２回続けて検出した場合は、ＶＣＯ２９による発振動作を停止させる。この場合、極めて短い時間の停電、所謂瞬停が発生することもあるので、ＶＣＯ２９の発振を停止させた時点から例えば３秒程度の時間が経過した後、その発振動作を再開させるようにする。
【００６３】
尚、判定レベルＬ１は、以下のように設定する。例えば電源周波数が６０Ｈｚであるとしたら電源半周期は約８．３ｍ秒となり、検出周期１００μ秒は、位相約２．１７度に対応する。従って、少なくとも、電流のゼロ点から位相１．０８度以内の振幅に対応する値に判定レベルＬ１を設定する。
【００６４】
また、図８（ｂ）は雷サージが印加された場合であり、異常判定レベルは最大振幅値よりも高いＬ２に設定されている。そして、制御回路５４は、判定レベルＬ２を上回る電圧を２回続けて検出した場合は、ＶＣＯ２９による発振動作を停止させる。この場合も、ＶＣＯ２９の発振を停止させた時点から例えば３秒程度の時間が経過した後、発振動作を再開させるようにする。
【００６５】
以上のように構成した第２実施例によれば、制御回路５４によって読み込まれるインバータ回路９の入力電流及び出力電流の波形を、商用交流電源周期に基づく包絡線波形とするので、サンプリングレートをある程度低下させることができ、処理時間に余裕を持たせることができる。
【００６６】
本発明は上記しかつ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
ＲＩＳＣマイコンに代えて、ＤＳＰとＣＩＳＣマイコンとを用いて構成しても良い。
搬送波周波数を可変するタイミングは、必ずしも商用交流電源周期の半周期に限らず、半周期の倍数としても良い。
入力電力値に応じて周波数をステップ状に変化させて、周波数可変制御を行うようにしても良い。
尚、本発明でいう「位相差」の概念には、２つの信号波形における基準位相間の時間差も含むものとする。
【００６７】
【発明の効果】
本発明の誘導加熱調理器によれば、インバータ回路の出力を周波数可変制御するインバータ出力制御回路を、ＲＩＳＣマイコン若しくはＤＳＰによって構成した。即ち、ＲＩＳＣマイコン若しくはＤＳＰは極めて高速な演算が可能であるから、従来のアナログＩＣとして構成される電圧制御発振器に代わる高速の制御信号を出力してインバータ回路を制御することができる。また、Ａ／Ｄ変換も高速に行うことができるので、入力信号の瞬時における変化も捉えることが可能であり、制御周期が短い場合でも制御を確実に行うことができ、制御応答速度を向上させることもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例であり、誘導加熱調理器の電気的構成を示す図
【図２】制御回路がＶＣＯに相当する機能を実現してＰＷＭ信号１，２を出力するための処理プログラムのフローチャート
【図３】図２の処理に対応するタイミングチャート
【図４】制御回路が実行する検出処理ルーチンのフローチャート
【図５】（ａ）はインバータ回路の入力電流及び出力電流に相当する波形を示し、（ｂ）は商用交流電源の半周期毎に出力される周期フラグを示す図
【図６】位相差検出のタイミングチャート
【図７】本発明の第２実施例を示す図５相当図
【図８】図４のステップＡ３における入力電圧の異常検出処理をより具体的に示す波形図
【符号の説明】
９はインバータ回路、１１，１３はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１９は加熱コイル（加熱手段）、５４は制御回路（インバータ出力制御回路，ＲＩＳＣマイコン）を示す。

Claims

商用交流電源に基づいて高周波電流を生成するインバータ回路と、前記高周波電流を加熱手段に供給することで被加熱物を加熱する誘導加熱調理器において、
前記誘導加熱調理器の出力を周波数可変とすることにより制御するインバータ出力制御回路を、ＲＩＳＣマイコン若しくはＤＳＰによって構成したことを特徴とする誘導加熱調理器。
インバータ出力制御回路によって読み込まれるインバータ回路の出力電流波形を、商用交流電源周期の包絡線波形とすることを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
インバータ出力制御回路は、インバータ回路の入力電流と出力電流とを、ＰＷＭ制御の搬送波周期に応じて読み込むことを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
インバータ出力制御回路は、電流データを実効値演算することを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の誘導加熱調理器。
インバータ出力制御回路は、商用交流電源波形のゼロクロス点付近においてＰＷＭ制御の搬送波周波数を可変することを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の誘導加熱調理器。
インバータ出力制御回路は、搬送波周波数を可変するタイミングを、商用交流電源周期の半周期若しくはその半周期の倍数とすることを特徴とする請求項５記載の誘導加熱調理器。
インバータ出力制御回路は、インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差に基づいてインバータ回路を制御し、前記位相差を、商用交流電源周期の半周期の間に検出された値の平均値で評価することを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載の誘導加熱調理器。
インバータ出力制御回路は、インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相差検出を、商用交流電源波形のゼロクロス点付近では禁止することを特徴とする請求項１乃至７の何れかに記載の誘導加熱調理器。
インバータ出力制御回路は、商用交流電源電圧を検出して、その上昇度合いが異常な値であると判断した場合にインバータ回路の制御を停止することを特徴とする請求項１乃至８の何れかに記載の誘導加熱調理器。