JP5651626B2 - 誘導加熱調理器およびその入力電源電力の検出方法 - Google Patents

Description

本願発明は、誘導加熱調理器およびその入力電源電力の検出方法に関するものである。

ＩＨ（Induction Heating）クッキングヒータ等の誘導加熱調理器は、いわゆる火力（鍋等の被加熱体に供給する電力）をユーザにより調整することができ、所望の火力に応じて電源から供給される入力電力を制御するように構成されている。すなわち誘導加熱調理器の作動（加熱調理）中には、電源から供給される入力電力を正確に検出する必要がある。とりわけ所定の定格電力を越える電力が誘導加熱調理器に供給されると、屋内の配線用遮断器（ブレーカ）が作動し、ユーザに不便や不都合を与えかねず、電源の入力電力（以下、「入力電源電力」という。）を正確にモニタまたは制御しなければならない。

入力電源電力は、一般に、時間の関数で表される交流電源の両端の電圧（以下、「入力電圧」という。）と、交流電源から供給される電流（以下、「入力電流」という。）を乗算したものを所定期間で時間積分して、その所定期間で除算することにより得られる。したがって、従来式の誘導加熱調理器において、入力電圧および入力電流を直接検出する手段を有するものが提案されていた。

一方、たとえば特許文献１は、概略、加熱コイルに印加される駆動電圧と加熱コイルに流れる駆動電流を検出して、駆動周波数と同一の周波数を有する１次成分を含む１次駆動電圧および１次駆動電流から、加熱コイルの共振周波数と負荷抵抗とを瞬時に算出して、加熱コイルに電源供給すべきか否かを判断する誘導加熱調理器（以下、「負荷検知式誘導加熱調理器」または「スマートＩＨ調理器」という。）が提案されている。

国際特許出願公開ＷＯ２０１０／１３７４９８号パンフレット （特に、段落［００６２］〜［００６９］および図９）

本願発明は、スマートＩＨ調理器において、入力電源電力を検出するために、入力電圧および入力電流を直接検出するための高価な別体の装置を用いる代わりに、既存の構成部品を用いて簡便かつ安価に入力電圧および入力電力を検出する手段を提供しようとするものである。したがって、本願発明に係るスマートＩＨ調理器の基本的構成は、前掲の特許文献１に記載されたものと同様のものである。ただし、このスマートＩＨ調理器においても、その段落［００６２］〜［００６９］および図９に詳細に記載されているように、商用電源の１周期における整流回路の平均電力（平均入力電力に対応）を検出するためには、整流回路からの整流電圧の時間変化Ｖ_Ｃ(ｔ)およびそのピーク電圧Ｖ_Ｐを検出する必要があり、より簡便にかつ安価に入力電圧および入力電力を検出する手段の実現が望まれていた。

そこで本願発明は、上記問題点を解消するためになされたもので、誘導加熱調理器に関し、この誘導加熱調理器は、交流入力電源の交流電圧を整流する整流回路と、交流入力電源の交流電圧がピーク電圧を有するピーク時点を検出するピーク時点検出手段と、前記整流回路の整流電圧を検出する整流電圧検出手段と、駆動周波数を有する制御信号を生成する制御回路と、前記制御回路で生成された制御信号に応じて、前記整流回路の整流電圧から高周波電流を生成する駆動回路と、加熱コイル、およびこれに直列に接続された共振コンデンサとからなり、前記駆動回路からの高周波電流が供給されるＬＣＲ誘導加熱部と、ピーク時点を含み、駆動周波数の逆数であるコイル駆動周期において、前記ＬＣＲ誘導加熱部の両端に印加されるピーク時駆動電圧を、制御信号の所定の位相での整流電圧から推定するピーク時駆動電圧推定手段と、ピーク時駆動電圧推定手段がピーク時駆動電圧を推定する前記所定の位相と同位相で、前記ＬＣＲ誘導加熱部に流れるピーク時駆動電流を検出するピーク時駆動電流検出手段と、推定されたピーク時駆動電圧および検出されたピーク時駆動電流から、ＬＣＲ誘導加熱部が消費するピーク時駆動電力を算出するピーク時駆動電力算出手段と、交流入力電源が前記整流回路に供給する入力電力を、ピーク時駆動電力から算出する入力電力算出手段とを備えたことを特徴とするものである。

本願発明によれば、整流回路からの整流電圧の時間変化Ｖ_Ｃ(ｔ)およびそのピーク電圧Ｖ_Ｐを検出することなく、より簡便にかつ安価に入力電圧および入力電力を検出することができる方法、ならびにこれらの方法を用いた誘導加熱調理器を提供することができる。

本願発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の概略的な電気的構成を示す回路ブロック図である。 （ａ）は高周波変調された駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉのコイル駆動１周期における波形を示し、（ｂ）および（ｃ）は負荷が大きくなるにつれて、商用電源とともに変動する整流電圧の波形を示す。 ピーク時電力と平均入力電力との関係を示すグラフである。 実施の形態２による誘導加熱調理器の概略的な電気的構成を示す回路ブロック図である。 実施の形態２の変形例による誘導加熱調理器の概略的な電気的構成を示す回路ブロック図である。 フルブリッジ式駆動回路およびＬＣＲ誘導加熱部の回路構成を示すブロック回路図である。 制御回路が各スイッチング素子に供給する制御信号のタイミングチャートと、ＬＣＲ誘導加熱部の両端に印加される電圧の電圧波形とを示す。 ハーフブリッジ式駆動回路およびＬＣＲ誘導加熱部の回路構成を示すブロック回路図である。 制御回路が各スイッチング素子に供給する制御信号のタイミングチャートと、ＬＣＲ誘導加熱部の両端に印加される電圧の電圧波形とを示す。 実施の形態３に係る誘導加熱装置の概略的な電気的構成を示す回路ブロック図である。 実施の形態４に係る誘導加熱装置の概略的な電気的構成を示す回路ブロック図である。 実施の形態５に係る誘導加熱装置の概略的な電気的構成を示す回路ブロック図である。

以下、添付図面を参照して本願発明に係る誘導加熱調理器の実施の形態を説明する。各実施の形態の説明および以下の添付図面において、同様の構成部品については同様の符号を用いて参照する。

実施の形態１．
図１〜図３を参照しながら、本願発明に係る負荷検知式誘導加熱調理器の実施の形態１について以下詳細に説明する。実施の形態１に係る負荷検知式誘導加熱調理器の基本的構成は、前掲特許文献１に記載されたものと同様のものであるが、本願発明に係る入力電圧および入力電力の検出手段および検出方法について理解を容易にするために、負荷検知式誘導加熱調理器である誘導加熱調理器について以下に詳細説明する。

図１は、実施の形態１による誘導加熱調理器１の概略的な電気的構成を示す回路ブロック図である。誘導加熱調理器１は、概略、商用電源（交流入力電源）１０からの交流電圧を直流電圧に整流する整流回路１２と、加熱コイル２２に所定の駆動周波数を有する高周波電流を供給する駆動回路１４と、加熱コイル２２およびこれに直列に接続された共振コンデンサ２４からなるＬＣＲ誘導加熱部２０とを有する。図中、加熱コイル２２は、インダクタンスＬと負荷抵抗Ｒの等価回路として図示されている。また誘導加熱調理器１は、駆動周波数を有する制御信号を生成する制御回路５０を有する。制御回路５０は、所望の火力または駆動電力（有効電力）でＬＣＲ誘導加熱部２０を駆動するように駆動回路１４を制御するものである。

また誘導加熱調理器１は、商用電源１０の交流電圧（入力電圧）の正および負のピーク電圧を有するピークタイミング（ピーク時点）を検出する手段（ピーク時点検出手段）４０を有する。たとえばピーク時点検出手段４０は、分圧された交流電圧を基準電圧と比較してゼロクロス点を検出するコンパレータと、ゼロクロス点からピーク時点に至る所定の遅延時間を、交流電源の所定の周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）に基づいて測定するタイマとからなるものであってもよく、当業者に広く知られた任意の回路構成を用いることができる。すなわちピーク時点検出手段４０は、交流電圧のピーク電圧ではなく、ピーク電圧を与えるピーク時点のみを検出するものであり、極めて簡便な構成で実現されるものである。

整流回路１２は、全波整流または半波整流するものであってもよく、直流成分を得るためのインダクタンスやコンデンサを含むフィルタ回路（ともに図示せず）を有するものであってもよい。前掲特許文献１に記載の誘導加熱調理器は、整流回路１２を構成する平滑コンデンサ（図示せず）の両端の電圧Ｖ_Ｃ（以下、「整流電圧Ｖ_Ｃ」という）およびそのピーク電圧Ｖ_Ｐを検出する整流電圧検出手段を有し、整流電圧Ｖ_Ｃおよびピーク電圧Ｖ_Ｐから整流回路１２の１周期における平均入力電力Ｐを求めるものである（前掲特許文献１の段落［００６７］参照）。しかしながら、実施の形態１に係る誘導加熱調理器１は、平滑コンデンサの両端の整流電圧Ｖ_Ｃおよびピーク電圧Ｖ_Ｐを検出する整流電圧検出手段を具備しない。詳細については後述するが、実施の形態１に係る誘導加熱調理器１は、回路構成がやや複雑な整流電圧検出手段を省略し、より簡便な手段を用いて、商用電源１０の平均入力電力Ｐ（入力電源電力）を正確に検出することを可能にするものである。

駆動回路１４は、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子（図示せず）を含むインバータ回路であり、インバータ駆動する回路であれば任意のものを用いることができ、たとえばハーフブリッジ式またはフルブリッジ式の駆動回路で構成することができる。

ＬＣＲ誘導加熱部２０は、上述のように、加熱コイル２２およびこれに直列に接続された共振コンデンサ２４からなり、加熱コイル２２は、図中、インダクタンスＬと負荷抵抗Ｒの等価回路として図示されている。加熱コイル２２の上方に図示したものは、鍋などの被加熱体Ｋである。加熱コイル２２に高周波電流が供給されると、その周囲に交流磁場を形成し（交流磁場が導電体からなる被加熱体Ｋに鎖交し）、被加熱体Ｋに渦電流を形成して、被加熱体Ｋ自体を加熱する。

一般に、ＬＣＲ誘導加熱部２０の負荷抵抗Ｒは、被加熱体Ｋの有無または載置状態（被加熱体Ｋに鎖交する交流磁場）に依存して変動する。すなわち負荷抵抗Ｒは、鍋Ｋが載置されていないときの加熱コイル２２自体の線抵抗Ｒ_Ｃに、鍋Ｋを載置したことによる鍋Ｋの見かけ上の負荷抵抗Ｒ_Ｌを加えたものに相当する（Ｒ＝Ｒ_Ｃ＋Ｒ_Ｌ）。

さらに実施の形態１に係る誘導加熱調理器１は、図１に示すように、ＬＣＲ誘導加熱部２０の両端に印加される駆動電圧（出力電圧）Ｖを検出する駆動電圧検出手段２６と、ＬＣＲ誘導加熱部２０に流れる駆動電流（出力電流）Ｉを検出する駆動電流検出手段２８と、駆動電圧検出手段２６および駆動電流検出手段２８に電気的に接続された１次成分抽出手段３０とを有する。

駆動電圧検出手段２６は、ＬＣＲ誘導加熱部２０の両端に印加される駆動電圧（出力電圧）Ｖを検出するものであれば当業者により容易に想到される任意の回路構成を有するものであってもよい。同様に、駆動電流検出手段２８は、ＬＣＲ誘導加熱部２０に流れる駆動電流（出力電流）Ｉを測定するものであれば任意の回路構成を有するものであってもよく、実施の形態１に係る駆動電流検出手段２８として、たとえばカレントトランスが採用されている。

１次成分抽出手段３０は、詳細図示しないが、駆動電圧検出手段２６および駆動電流検出手段２８で検出された駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉのアナログ信号を、駆動周波数の整数倍（たとえば３２倍）のサンプリング周波数で時分割して取り込み、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を有する。また１次成分抽出手段３０は、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉのデジタル信号に対し、サンプリング周波数を用いて離散フーリエ変換することにより、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分（すなわち駆動周波数と同一の周波数を有する成分）だけを抽出する周波数分析器とを有する。なお周波数分析器は、複数の高次周波数成分を有するデジタル信号から１次成分のみを抽出するものであれば任意のものを採用することができ、たとえば複数の高次周波数成分を所定の周波数で離散フーリエ変換して１次成分のみを抽出する市販のソフトウェア（アルゴリズム）を実行する一般的な演算器として構成してもよい。なお、本明細書において、周波数分析器は、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分を抽出するものとして説明するが、駆動周波数のｎ倍の周波数を有する成分のみを抽出するものであってもよく、この場合、１次成分抽出手段は「ｎ次成分抽出手段」と読み替えるものとする。

駆動回路１４は、上述のように、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などのスイッチング素子を含むインバータ回路であり、ＩＧＢＴを所定の駆動周波数（たとえば３０ｋＨｚ）を有する制御信号（ゲート信号）で駆動するとき、駆動電圧検出手段２６および駆動電流検出手段２８は、図２（ａ）に示すような高周波変調された駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを検出する。図２（ａ）に示すコイル駆動１周期は、たとえば駆動周波数が３０ｋＨｚのとき、約３３μ秒である。

このとき１次成分抽出手段３０は、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分、すなわち駆動電圧Ｖ_１および駆動電流Ｉ_１を次式のように複素表示することができる。

ここでＶ_１Re，Ｉ_１ReはＶ_１，Ｉ_１の実部を示し、Ｖ_１Im，Ｉ_１ImはＶ_１，Ｉ_１の虚部を示し、そしてｊは虚数単位を示す。

また、ＬＣＲ誘導加熱部２０のインピーダンスＺ、および駆動電圧Ｖ_１および駆動電流Ｉ_１の位相（駆動電流Ｉ_１に対する駆動電圧Ｖ_１の位相またはインピーダンスＺの位相）θは次式で表される。

ここでＩｍ（Ｚ）およびＲｅ（Ｚ）はそれぞれインピーダンスＺの虚部および実部を意味する。なお、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの位相は、arctanの代わりにarcsinまたはarccosを用いて算出してもよい。位相θが９０度付近ではarctanは発散し、誤差を多く含み得るので、arcsinまたはarccosを用いて位相θを算出することが好ましい場合がある。

さらに本願発明に係る誘導加熱調理器１は、図１に示すように、駆動回路１４および１次成分抽出手段３０に電気的に接続された制御回路５０を備える。本願発明に係る制御回路５０は、上記［数２］より１次成分抽出手段３０が抽出した複素表示の１次成分の駆動電圧Ｖ_１および駆動電流Ｉ_１から、ＬＣＲ誘導加熱部２０のインピーダンスＺおよび駆動電圧Ｖ_１および駆動電流Ｉ_１の位相（偏角）θを算出し、これらに基づいて駆動回路１４に適当な駆動信号（ゲート信号）を供給して、ＬＣＲ誘導加熱部２０で消費される有効電力値Ｗ_Ｅおよび電流実効値Ｉ_Ｅを制御するものである。

具体的には、制御回路５０は、ＬＣＲ誘導加熱部２０の有効電力値Ｗ_Ｅおよび電流実効値Ｉ_Ｅを次式により算出することができる。

ここでＩ_１ ^＊はＩ_１の複素共役を示す。
したがって、制御回路５０は、駆動電圧Ｖ_１および駆動電流Ｉ_１から、ＬＣＲ誘導加熱部２０のインピーダンスＺ、および有効電力値Ｗ_Ｅおよび電流実効値Ｉ_Ｅを瞬時に算出することができる。

またＬＣＲ誘導加熱部２０を含む一般のＬＣＲ共振回路において、負荷抵抗Ｒ、インピーダンスＺ、加熱コイル２２のインダクタンスＬおよび共振周波数Ｆｒは次式で表される。

ここでωは１次成分の周波数ｆ（定義より駆動周波数と同一、ω＝２πｆで表される）であり、Ｃは共振コンデンサ２４の静電容量であって、ともに既知である。したがって制御回路５０は、［数２］で算出したθを用いて、［数４］から共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒ（＝Ｒ_Ｃ＋Ｒ_Ｌ）を求めることができる。

上説明したように、制御回路５０は、駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの１次成分から共振周波数Ｆｒ（または加熱コイル２２のインダクタンスＬ）と負荷抵抗Ｒを検出することができる。共振周波数ＦｒまたはインダクタンスＬは、被加熱体Ｋを構成する材料・材質に依存することが知られている。また負荷抵抗Ｒ（とりわけ鍋Ｋの見かけ上の負荷抵抗Ｒ_Ｌ）は、鍋Ｋの載置状態（鍋Ｋが加熱コイル２２の上方にどの程度載置されているか）により変化することが知られている。したがって、制御回路５０は、共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒを検出することにより、鍋Ｋの材質および載置状態を瞬時に検出し、鍋Ｋの材質および載置状態に応じた最適な駆動条件で鍋Ｋを誘導加熱することができる（前掲特許文献１の段落［００３２］参照）。

ところで、ＬＣＲ誘導加熱部２０で消費される有効電力値Ｗ_Ｅは、一般に、整流回路１２の整流電圧Ｖ_Ｃがほぼ一定とみなせる場合、任意のタイミングで測定された電圧Ｖ_Ｃと整流回路１２から出力される電流Ｉ_Ｃの積として算出することができる。しかしながら、整流電圧Ｖ_Ｃをできるだけ一定にする（直流波形とする）ためには、できるだけ大きい静電容量を有する平滑コンデンサを用いる必要があり、静電容量が大きい平滑コンデンサを用いると、整流回路１２の無効電力が増えて力率が悪くなり、好ましくない。

したがって実際に用いられる全波整流用の整流回路１２の両端の整流電圧Ｖ_Ｃは、ＬＣＲ誘導加熱部２０の負荷が小さいときには、ほぼ一定とみなせるが、負荷が大きくなるにつれて、図２（ｂ）に示すような電圧波形から図２（ｃ）に示すような電圧波形に変化する。とりわけ整流電圧Ｖ_Ｃは、負荷が極めて大きいときには、商用電源１０とともに変動し、電源電圧を全波整流したままのような波形を有する（図２（ｃ））。このように整流回路１２の整流電圧Ｖ_Ｃが変動すると、整流回路１２から出力される電流Ｉ_Ｃも変化し、上記のように、ＬＣＲ誘導加熱部２０で消費される有効電力値Ｗ_Ｅを、単純に電圧Ｖ_Ｃと電流Ｉ_Ｃの積で求めることはできない。

本願発明によれば、上記説明したように、駆動電圧検出手段２６および駆動電流検出手段２８が駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉを検出し、１次成分抽出手段３０がその一次成分である駆動電圧Ｖ_１および駆動電流Ｉ_１を抽出した後、制御回路５０が［数３］を用いて、ＬＣＲ誘導加熱部２０の有効電力値Ｗ_Ｅおよび電流実効値Ｉ_Ｅを算出することができる。しかし、ＬＣＲ誘導加熱部２０で消費される有効電力値Ｗ_Ｅ（火力または負荷）が特に大きい場合には（図２（ｃ））、整流回路１２の整流電圧Ｖ_ＣおよびＬＣＲ誘導加熱部２０の有効電力値Ｗ_Ｅは、駆動電圧Ｖ_１および駆動電流Ｉ_１（商用電源１０の電圧）とともに大きく変動してしまう。

そこで実施の形態１に係る誘導加熱調理器１は、ピーク時電力算出手段５２を有する。ピーク時電力算出手段５２は、ピーク時点検出手段４０により検出したピーク時点（図２（ｂ）の一点鎖線で示す時点）を含むコイル駆動周期における１次駆動電圧Ｖ_１および１次駆動電流Ｉ_１（図２（ａ））に［数３］を適用して、ＬＣＲ誘導加熱部２０で消費されるピーク時電力Ｗ_ＥＰを求めるものである。したがってピーク時電力算出手段５２は、図２（ｂ）または図２（ｃ）に示すように整流電圧Ｖ_Ｃの変動の大小にかかわらず、商用電源１０の交流電圧がピークを有する時点、すなわち整流電圧Ｖ_Ｃのピーク時点におけるＬＣＲ誘導加熱部２０で消費されるピーク時電力Ｗ_ＥＰを算出することができる。

本願発明に係る誘導加熱調理器１は、さらに入力電力算出手段５４を有し、詳細後述のように、算出されたピーク時電力Ｗ_ＥＰから商用電源１０の平均入力電力Ｐを算出するものである。
図３は、ピーク時電力Ｗ_ＥＰと平均入力電力Ｐとの関係を示すグラフである。図示のように、本願発明の発明者らは、ＬＣＲ誘導加熱部２０の負荷が小さい場合には、整流電圧Ｖ_Ｃの波形が直流電圧の波形に近似し、ピーク時電力Ｗ_ＥＰと平均入力電力Ｐとはほぼ同じ値を示す（Ｐ＝Ｒ×Ｗ_ＥＰとしたときの線形比例係数Ｒが略１である）が、ＬＣＲ誘導加熱部２０の負荷が大きくなると、係数Ｒが徐々に小さくなり、特に火力が大きくなると（たとえばＬＣＲ誘導加熱部２０の有効電力Ｗ_Ｅが８００Ｗを越えると）、係数Ｒが１／２に漸近することを確認した。

線形比例係数Ｒが１／２に漸近する理論的な理由は以下の通りである。整流電圧Ｖ_Ｃは、上述のように、ＬＣＲ誘導加熱部２０の負荷が小さいときには、ほぼ一定とみなせるが、負荷が特に大きいときには、図２（ｃ）に示すように、電源電圧は全波整流したままのような波形（全波波形）を有する。このとき平均入力電力Ｐは、一般に、整流電圧Ｖ_Ｃのピーク電圧Ｖ_Ｐ（実施の形態１では測定しない）を用いて、次式により求めることができる。
（平均入力電力Ｐ）
＝（整流電圧Ｖ_Ｃの二乗の平均）／（ピーク電圧Ｖ_Ｐの二乗）×（ピーク時電力Ｗ_ＥＰ）
ここでピーク電力Ｗ_ＥＰは、図２（ａ）に示すようにピーク電圧Ｖ_Ｐを有する時のコイル駆動の１周期における有効電力である。

ここで、ＬＣＲ誘導加熱部２０の負荷が大きく、電源電圧が全波整流したままのような波形（全波波形）を有する場合、ピーク時電力Ｗ_ＥＰと平均入力電力Ｐとの間の線形比例係数Ｒが１／２に近似できることを検証する。

上式における全波整流された整流電圧Ｖ_Ｃの二乗の平均は次式で求められる。

ここで（２πｆｔ）をｘと置換する。

したがって次式を得る。

ここで三角関数の加法定理から次式を得る。

よって、以下の式を得る。

したがって平均入力電力Ｐは、負荷が特に大きいときには、すなわち整流電圧Ｖ_Ｃが全波整流したままのような波形（全波波形）を有するときには、ピーク時電力Ｗ_ＥＰの１／２となる。

本願発明者らは、１つの具体的な実施例において、ピーク時電力Ｗ_ＥＰに対して算出された平均入力電力Ｐ（下表）を用いて、図３に示すようにグラフを得た。

また本願発明者らは、図３のグラフにおいて、平均入力電力Ｐがピーク時電力Ｗ_ＥＰをパラメータとする次の一般多項式により近似されることを見出した。

すなわち本願発明に係る入力電力算出手段５４は、整流電圧Ｖ_Ｃのピーク時点におけるＬＣＲ誘導加熱部２０で消費されるピーク時電力Ｗ_ＥＰから、商用電源１０の平均入力電力Ｐを算出することができる。入力電力算出手段５４は、ピーク時電力Ｗ_ＥＰから［数１０］の一般多項式および［表２］の係数を用いて平均入力電力Ｐを算出する演算回路として構成してもよい。択一的には、入力電力算出手段５４は、たとえば［表１］に示すように平均入力電力Ｐとピーク時電力Ｗ_ＥＰとの間の対応関係（テーブル）を記憶するメモリ（図示せず）を有し、ピーク時電力算出手段５２からのピーク時電力Ｗ_ＥＰに基づいて平均入力電力Ｐを出力するものであってもよい。

さらに択一的には、ピーク時電力Ｗ_ＥＰと平均入力電力Ｐとの間の線形比例係数Ｒが１／２と近似できるまで（図３の点ａまで）、ピーク時電力Ｗ_ＥＰをいくつかの区間に分割して、それぞれの区間で平均入力電力Ｐをピーク時電力Ｗ_ＥＰで適当に直線近似して表してもよい。

なお、ピーク時電力Ｗ_ＥＰと平均入力電力Ｐとの間の線形比例係数Ｒが、ほぼ１である状態（ＬＣＲ誘導加熱部２０の負荷が小さい状態）から、１／２に近似できる状態（ＬＣＲ誘導加熱部２０の負荷が十分に大きい状態）に移行するときの平均入力電力Ｐは、整流回路１２の平滑コンデンサを始め、ＬＣＲ誘導加熱部２０のインダクタンス等に依存する。換言すると、平均入力電力Ｐを計算するために用いられる［表１］に記載の係数または［表２］に記載の平均入力電力Ｐとピーク時電力Ｗ_ＥＰとの間の対応関係（テーブル）は、各誘導加熱調理器の回路構成によって特定することができる。

このように、実施の形態１に係る誘導加熱調理器によれば、整流電圧Ｖ_Ｃのピーク電圧Ｖ_Ｐを検出することなく、ピーク時電力算出手段５２を用いてＬＣＲ誘導加熱部２０でのピーク時電力Ｗ_ＥＰを算出し、入力電力算出手段５４を用いることにより、平均入力電力Ｐを検出することができる。すなわち実施の形態１に係る誘導加熱調理器１によれば、整流電圧Ｖ_Ｃのピーク電圧Ｖ_Ｐを検出するために必要とされる整流電圧検出手段を省略し、より簡便な回路構成を有するピーク時電力算出手段５２および入力電力算出手段５４を用いて、平均入力電力Ｐを求めることができる。なお、実施の形態１において、ピーク時電力算出手段５２および入力電力算出手段５４は、制御回路５０とは別体のものとして説明したが、制御回路５０内に組み込み、一体のものとして構成することができることは云うまでもない。

実施の形態２．
図４〜図９を参照しながら、本願発明に係る誘導加熱装置の実施の形態２について以下に説明する。実施の形態２による誘導加熱装置２は、概略、整流電圧検出手段１５を有するとともに、駆動電圧検出手段２６の代わりに駆動電圧推定手段１７を用いる点を除いて、実施の形態１の誘導加熱装置１と同様の構成を有するので、その他の構成部品に関連する詳細な説明を省略する。なお図中、同一構成部品については同一の符号を用いて示す。

図４は、実施の形態２による誘導加熱調理器２の概略的な電気的構成を示す回路ブロック図である。実施の形態２による誘導加熱装置２は、整流電圧Ｖ_Ｃを検出する整流電圧検出手段１５を有する。整流電圧検出手段１５は、当業者により広く知られた任意の回路構成を採用することができ、たとえば整流回路１２の両端の電圧を分圧した後に、整流電圧Ｖ_Ｃを検出する差動アンプであってもよい。

整流電圧検出手段１５は、ピーク時点検出手段４０に接続され、ピーク時点検出手段４０で検出されたピーク時点における整流電圧Ｖ_Ｃを検出するものである。なお、整流電圧検出手段１５は、連続する複数のピーク時点における整流電圧Ｖ_Ｃを検出して、これらの平均値を整流電圧Ｖ_Ｃとして算出するものであってもよい。

制御回路５０は、上述のように、駆動回路１４に所定の駆動周波数を有する制御信号を供給することにより、所望の火力（消費電力または負荷）がＬＣＲ誘導加熱部２０で消費されるように駆動回路１４を制御するものである。すなわち制御回路５０は、駆動回路１４に供給される矩形波形を有する制御信号のオン／オフのタイミング（周期、位相、またはデューティ比）を制御するものである。

実施の形態２に係る駆動電圧推定手段１７は、整流電圧検出手段１５で検出されたピーク時点における整流電圧Ｖ_Ｃを受け、制御回路５０からの制御信号がオン状態にある時点の整流電圧Ｖ_Ｃを駆動電圧Ｖ’として推定するものである。

また実施の形態２に係る駆動電流検出手段２８は、実施の形態１と同様、ＬＣＲ誘導加熱部２０に流れる駆動電流Ｉを検出するものであるが、駆動電圧推定手段１７が駆動電圧Ｖ’を推定する時点と同期して、制御回路５０からの制御信号がオン状態にある時点の電流を駆動電流Ｉ’として検出するものである。

実施の形態２に係る制御回路５０は、駆動電圧推定手段１７からの駆動電圧Ｖ’と、駆動電流検出手段２８からの駆動電流Ｉ’を乗算することにより、ピーク時電力Ｗ_ＥＰを算出することができる。

したがって実施の形態２に係るピーク時電力算出手段５２は、次式により平均入力電力Ｐを算出することができる。
（平均入力電力Ｐ）
＝（整流電圧Ｖ_Ｃの二乗の平均）／（ピーク電圧Ｖ_Ｐの二乗）×（ピーク時電力Ｗ_ＥＰ）
ここでピーク電力Ｗ_ＥＰは、駆動電圧Ｖ’と駆動電流Ｉ’の積である。

実施の形態２に係る入力電力算出手段５４は、ピーク時電力Ｗ_ＥＰと平均入力電力Ｐとは、実施の形態１において上記説明したような関係を有するので、ピーク時電力算出手段５２で算出されたピーク時電力Ｗ_ＥＰに基づいて、平均入力電力Ｐを求めることができる。すなわち実施の形態２に係る誘導加熱調理器２によれば、駆動電圧検出手段２６および１次成分抽出手段３０を省略し、整流電圧Ｖ_Ｃを検出することにより、より簡便な手法で商用電源１０の平均入力電力Ｐを算出することができる。なお、実施の形態２と同様、ピーク時電力算出手段５２および入力電力算出手段５４は、制御回路５０と一体のものとして構成してもよい。

ここで実施の形態２に係る誘導加熱調理器２の例示的な回路構成について説明する。図６は、フルブリッジ式駆動回路１４およびＬＣＲ誘導加熱部２０の回路構成を示すブロック回路図である。フルブリッジ式駆動回路１４は、ＩＧＢＴ等の４つのスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４を有する。フルブリッジ式駆動回路１４は、高電位側に整流電圧検出手段１５からの整流電圧Ｖ_Ｃが接続され、低電位側に基準電位（ＧＮＤ電位）が接続される。

図６において、ＬＣＲ誘導加熱部２０の左側をプラス（＋）側、右側をマイナス（−）側とし、ＬＣＲ誘導加熱部２０の左側の電位が右側より高いときに流れる電流を正の電流とし、小さいときに流れる電流を負の電流とする。

図７は、制御回路５０がスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４のそれぞれに供給する制御信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮのタイミングチャートと、ＬＣＲ誘導加熱部２０の両端に印加される電圧の電圧波形とを示すものである。スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４は、制御回路５０からの制御信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮに基づいてスイッチング動作を行う。制御信号はスイッチング素子を制御するために必要な所定のオン電位を有するが、説明の便宜上、スイッチング素子をＯＮ制御するときの電位を１とし、スイッチング素子をＯＦＦ制御するときの電位を０として以下説明する。すなわち制御信号の電位が１のとき、スイッチング素子はＯＮ制御され（導通状態となり）、制御信号の電位が０のとき、スイッチング素子はＯＦＦ制御される（非導通状態となる）。

より具体的には、図７に示す制御信号ＵＰ，ＵＮ，ＶＰ，ＶＮのそれぞれは、電位０および電位１をデューティ比５０％で繰り返す矩形波信号である。制御信号ＵＰ，ＵＮおよび制御信号ＶＰ，ＶＮは、互いに逆位相を有しており（排他出力）、たとえば制御信号ＵＰが電位１を有するとき、制御信号ＵＮは電位０を有する。よって、制御信号ＵＰ，ＵＮにより、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２が同時に導通状態となることはない。仮に、制御信号ＵＰ，ＵＮがともに電位１を有し、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２が同時に導通状態となると、整流電圧Ｖ_Ｃと基準電位（ＧＮＤ電位）との間が短絡してしまう。同様に、制御信号ＶＰ，ＶＮがともに電位１を有し、スイッチング素子ＴＲ３，ＴＲ４が同時に導通状態となることはない。

フルブリッジ式駆動回路１４は、制御信号ＵＰ，ＵＮと制御信号ＶＰ，ＶＮの位相をずらすことにより、正または負の駆動電流がＬＣＲ誘導加熱部２０に流れる時間（期間）を制御する。この位相を制御位相という。コイル駆動１周期を３６０度とすると、制御位相は０度〜１８０度の間で制御することができる。制御位相は３６０度〜１８０度の間で制御することも可能であるが、ＬＣＲ誘導加熱部２０に流れる時間（期間）は、制御位相は０度〜１８０度の間で制御した場合と実質的に同一波形となるので、通常、０度〜１８０度の間で制御位相を制御する。

フルブリッジ式駆動回路１４の動作について以下説明する。制御信号ＵＰ，ＶＮの電位が１で、制御信号ＶＰ，ＵＮの電位が０であるとき、ＬＣＲ誘導加熱部２０には正（左側から右側へ）の電流が流れる。逆に、制御信号ＵＰ，ＶＮの電位が０で、制御信号ＶＰ，ＵＮの電位が１であるとき、ＬＣＲ誘導加熱部２０には負（右側から左側へ）の電流が流れる。上記以外の場合には電流は流れない。このとき、ＬＣＲ誘導加熱部２０に印加される駆動電圧は整流電圧Ｖ_Ｃまたは−Ｖ_Ｃを振幅とする図７に示すような電圧波形を有する。すなわちＬＣＲ誘導加熱部２０の両端に印加される電圧は、１，０，−１に整流電圧Ｖ_Ｃを乗算したものである。

一方、整流電圧Ｖ_Ｃは、上述のように、とりわけＬＣＲ誘導加熱部２０の負荷が大きく、電源電圧が全波整流したままのような波形（全波波形）を有する場合、電源電圧に依存して大きく変化する（図２（ｃ））。そこで実施の形態２に係る駆動電圧推定手段１７は、ピーク時点検出手段４０で検出されたピーク時点を含むコイル駆動周期において、たとえば制御信号ＵＰ，ＶＮの電位が０から１へ立ち上がった時（制御信号の所定の位相）における整流電圧Ｖ_Ｃを、ＬＣＲ誘導加熱部２０の正のピーク時駆動電圧Ｖ’と推定する。

図８は、ハーフブリッジ式駆動回路１４およびＬＣＲ誘導加熱部２０の回路構成を示すブロック回路図である。ハーフブリッジ式駆動回路１４は、ＩＧＢＴ等の２つのスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２を有する。ハーフブリッジ式駆動回路１４は、同様に、高電位側に整流電圧検出手段１５からの整流電圧Ｖ_Ｃが接続され、低電位側に基準電位（ＧＮＤ電位）が接続される。

図９は、制御回路５０がスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２のそれぞれに供給する制御信号ＵＰ，ＵＮのタイミングチャートと、ＬＣＲ誘導加熱部２０の両端に印加される電圧の電圧波形とを示すものである。スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２は、制御回路５０からの制御信号ＵＰ，ＵＮに基づいてスイッチング動作を行う。図９は、スイッチング素子をＯＮ制御する電位１とＯＦＦ制御する電位０の間隔（期間）のデューティ比を調整することにより、ＬＣＲ誘導加熱部２０に流れる電流を制御するデューティ制御方法を示すものである。デューティ比は、コイル駆動１周期を１００％とした場合、電位１の区間が０〜５０％の範囲で制御される。

図８に示すハーフブリッジ式駆動回路１４を用いた場合、ＬＣＲ誘導加熱部２０に印加される駆動電圧は整流電圧Ｖ_Ｃを振幅とする図９に示すような電圧波形を有する。すなわちＬＣＲ誘導加熱部２０に印加される電圧は、１または０に整流電圧Ｖ_Ｃを乗算したものである。

なお、デューティ制御方法の他、たとえばデューティ比を５０％に固定して周波数を変えることにより、ＬＣＲ誘導加熱部２０に流れる電流を制御する周波数可変制御方法を用いることもできる。制御回路５０は、周波数可変制御方法を用いた場合であっても、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御する時点（タイミング、位相）を制御することができるので、ＬＣＲ誘導加熱部２０に印加される駆動電圧を検出することができる。

したがって、ハーフブリッジ式駆動回路１４においても同様に、整流電圧Ｖ_Ｃは電源電圧に依存して大きく変化し得るが（全波波形）、駆動電圧推定手段１７は、ピーク時点検出手段４０で検出されたピーク時点を含むコイル駆動周期において、制御信号の所定の位相における整流電圧Ｖ_Ｃを、ＬＣＲ誘導加熱部２０のピーク時駆動電圧Ｖ’と推定することができる。

したがって、駆動回路１４がフルブリッジ式またはハーフブリッジ式のものであるかによらず、実施の形態２に係る駆動電流検出手段２８は、ピーク時点検出手段４０で検出されたピーク時点を含むコイル駆動周期において、たとえば制御信号ＵＰ，ＶＮの電位が０から１へ立ち上がった時に、駆動電圧Ｖ’が推定された時点と同期させて、ＬＣＲ誘導加熱部２０に流れる電流を駆動電流Ｉ’として検出することができる。

なお、上記説明では、駆動電圧推定手段１７は、制御信号の所定の位相の一例として、制御信号ＵＰ，ＶＮの電位が０から１へ立ち上がった時点を採用するものとして説明したが、制御信号ＵＰ，ＶＮの電位が１から０へ立ち下がった時点を用いることができ、その他の任意の時点（タイミング、位相）を基準としてもよい。ただし、通常のデジタル回路においては、制御信号の電位の立ち上がり時点または立ち下がり時点の検出が容易である。

また制御信号の所定の位相は、立ち上がり時点または立ち下がり時点に限定されるものではなく、これらの時点から実際に駆動電圧が変化するまでに生じる遅延時間が無視できない程度に大きい場合には、ピーク時点検出手段４０で検出されたピーク時点を含むコイル駆動周期におけるその他の時点（タイミング、位相）で同時に駆動電圧Ｖ’および駆動電流Ｉ’を検出すればよい。

こうして制御回路５０は、駆動電圧Ｖ’と駆動電流Ｉ’の積からピーク時電力Ｗ_ＥＰを算出し、実施の形態２に係る入力電力算出手段５４は、上述のように、駆動電圧検出手段２６および１次成分抽出手段３０を省略して、整流電圧検出手段１５で得られた整流電圧Ｖ_Ｃおよびピーク電圧Ｖ_Ｐを用いて、より簡便な手法により平均入力電力Ｐを算出することができる。

ただし実施の形態２に係る誘導加熱調理器を、共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒを検出することにより、鍋Ｋの材質および載置状態を瞬時に検出し、鍋Ｋの材質および載置状態に応じた最適な駆動条件で鍋Ｋを誘導加熱するスマート誘導加熱調理器として構成する場合には、１次成分抽出手段３０は、図２に示す駆動電圧Ｖおよび駆動電流Ｉの一次成分である駆動電圧Ｖ_１および駆動電流Ｉ_１を抽出し、制御回路５０は［数４］を用いて共振周波数Ｆｒと負荷抵抗Ｒを算出する必要がある。したがって、この場合、実施の形態２の変形例に係るスマート誘導加熱調理器２’は、図５に示すように、実施の形態１と同様、駆動電圧検出手段２６および１次成分抽出手段３０を具備しなければならない。なお、実施の形態２の変形例に係る駆動電圧検出手段２６および駆動電圧推定手段１７は、両方の機能を有する１つのプロセッサとして一体的に構成してもよい。

実施の形態３．
図１０を参照しながら、本願発明に係る誘導加熱装置の実施の形態３について以下に説明する。実施の形態３による誘導加熱装置３は、概略、入力電力推定手段５６と入力電力制限手段５８とを追加した点を除いて、実施の形態１の誘導加熱装置１と同様の構成を有するので、その他の構成部品に関連する詳細な説明を省略する。なお図中、同一構成部品については同一の符号を用いて示す。

一般の誘導加熱調理器は、商用電源１０を入力電源として用いる。通常、商用電源１０の定格電圧Ｖ_０は法令等により規定されているが、商用電源１０の実際の入力電圧Ｖが定格電圧Ｖ_０の９５％〜１０５％の間で変動することが想定され、定格電圧の上記範囲の変動に対応しなければならない。通常の誘導加熱調理器は、最大火力（すなわちＬＣＲ誘導加熱部２０で消費される有効電力値Ｗ_Ｅの最大値）等について、定格電圧Ｖ_０および定格電流Ｉ_０を基準として設計されているため、商用電源１０の実際の入力電圧Ｖが定格電圧Ｖ_０より低下したとき、制御回路５０は、ユーザが所望する火力を得るために、定格電流Ｉ_０を越える入力電流Ｉを供給しようとする場合がある。しかしながら、入力電流Ｉが定格電流Ｉ_０を越えると、配線用遮断器（ブレーカ）が作動し、その他の家電製品への電源供給も遮断し、ユーザに不便や不都合を与えるおそれがある。そのために実施の形態１および２に係る誘導加熱調理器１，２のように、入力電力を常時モニタするために入力電力算出手段５４を設け、入力電力が定格電圧Ｖ_０および定格電流Ｉ_０の積を越えて、配線用遮断器が作動することを事前に回避することが好ましい。

一方、実施の形態３に係る誘導加熱装置３は、より簡便な手段を用いて、商用電源１０の実際の入力電圧Ｖを推定する手段（入力電圧推定手段）５６を提案するものである。図１０は、実施の形態３に係る誘導加熱装置３の概略的な電気的構成を示す回路ブロック図である。実施の形態３の誘導加熱装置３は、実施の形態１と同様、ＬＣＲ誘導加熱部２０の両端の電圧を検出する駆動電圧検出手段２６を有する。ただし実施の形態１とは異なり、実施の形態３に係る駆動電圧検出手段２６は、ピーク時点検出手段４０に直接的に接続されている。

ピーク時点検出手段４０は、商用電源１０の実際の入力電圧Ｖがピーク電圧を有する時点を検出するものであるが、上記説明したように、整流電圧Ｖｃは、ＬＣＲ誘導加熱部２０の負荷が大きいときには、電源電圧を全波整流したままのような波形を有し、そのピーク電圧は電源電圧（入力電圧）のピーク電圧Ｖ_Ｐと等しくなる。すなわち実施の形態３に係る誘導加熱装置３は、ピーク時点検出手段４０で検出されたピーク時点において駆動電圧検出手段２６が検出した電圧を、電源電圧（入力電圧）のピーク電圧Ｖ_Ｐと推定する入力電圧推定手段５６を有する。なお、定格電圧Ｖ_０は、交流入力電力の実効値として規定されているので、入力電圧推定手段５６により推定されたピーク電圧Ｖ_Ｐを１／√２倍することにより、定格電圧Ｖ_０を容易に算出することができる。

上述のように、実施の形態１および２のように、入力電力算出手段５４を用いて入力電力を常時モニタすることに代えて、極めて簡便な構成を有する入力電圧推定手段５６を用いて、ピーク時点における駆動電圧検出手段２６の電圧を電源電圧（入力電圧）のピーク電圧Ｖ_Ｐと推定することができる。

また実施の形態３に係る誘導加熱装置３は入力電力制限手段５８を有する。入力電力制限手段５８は、入力電圧推定手段５６に接続され、推定された入力電圧Ｖが定格電圧Ｖ_０の所定範囲内で変動するとき、入力電圧Ｖに応じて入力電力を制限するものである。具体的には、入力電力制限手段５８は、推定された入力電圧Ｖがたとえば定格電圧Ｖ_０の９５％より下がったとき、所望の火力を得るために、より多くの入力電流Ｉを供給して定格電流Ｉ_０を越えることがないように制御回路５０にフィードバックするものである。すなわち入力電力制限手段５８は、入力電圧Ｖが定格電圧Ｖ_０の９５％以上となるまで、駆動回路１４がＬＣＲ誘導加熱部２０に供給する高周波電流を低減するように制御回路５０を制御するものである。

なお、実施の形態３では特に説明しなかったように、入力電圧Ｖを推定するためには、駆動電流検出手段２８、１次成分抽出手段３０、ピーク時電力算出手段５２、および入力電力算出手段を用いる必要はないので、実施の形態３に係る誘導加熱装置３においては、これらの構成部品を省略することもできる。

実施の形態４．
図１１を参照しながら、本願発明に係る誘導加熱装置の実施の形態４について以下に説明する。実施の形態４による誘導加熱装置４は、実施の形態３と同様、入力電力推定手段５６および入力電力制限手段５８を有するものであるが、入力電力推定手段５６が駆動電圧検出手段２６ではなく、１次成分抽出手段３０に接続されている点を除いて、実施の形態３の誘導加熱装置３と同様の構成を有するので、その他の構成部品に関連する詳細な説明を省略する。なお図中、同一構成部品については同一の符号を用いて示す。

図１１は、実施の形態４に係る誘導加熱装置４の概略的な電気的構成を示す回路ブロック図である。上述のとおり、実施の形態４の入力電力推定手段５６は、駆動電圧検出手段２６の代わりに、１次成分抽出手段３０に接続されている。実施の形態３の入力電力推定手段５６は、駆動電圧検出手段２６で検出された駆動電圧Ｖから入力電圧を推定したが、駆動電圧Ｖが外乱ノイズを含むとき、入力電圧を正確に推定できないことがある。そこで、実施の形態４の入力電力推定手段５６は、１次成分抽出手段３０で得られた駆動電圧の１次成分から入力電圧を推定して、外乱ノイズの影響を最小限に抑えようとするものである。

具体的に、フルブリッジ式駆動回路を用いた場合、制御位相と入力電圧ピーク電圧時における駆動電圧１次成分の実効値との関係は次式で表される。

ここでＶ_１Ｅは駆動電圧Ｖの１次成分であり、Ｖ_Ｅは入力電圧の実効値である。また、ａは制御位相（図６における制御信号ＵＰ，ＵＮと制御信号ＶＰ，ＶＮのずれまたは時間差）であり、［数１１］における単位はラジアン（rad）である。０〜１８０度は０〜πに対応する。

制御回路５０は制御位相ａを制御するものであり、駆動電圧検出手段２６で検出された駆動電圧Ｖから駆動電圧の１次成分の実効値Ｖ_１Ｅが得られるので、入力電圧の実効値Ｖ_Ｅは［数１１］を変形して次式で求められる。

一方、ハーフブリッジ式駆動回路を用いた場合、制御位相と入力電圧ピーク電圧時における駆動電圧１次成分の実効値Ｖ_Ｅとの関係は次式で表される。

ここでデューティ比の０〜５０％は０〜πラジアンに対応する。
なお、デッドタイムが設定されている場合でも、制御回路５０は、駆動信号波形をどのように制御して駆動電圧を出力するものであるので、制御位相と入力電圧ピーク電圧時における駆動電圧１次成分の実効値との関係を同様に演算することができる。

実施の形態４では特に説明しなかったように、入力電圧Ｖを推定するためには、ピーク時電力算出手段５２および入力電力算出手段を用いる必要性はないので、実施の形態４に係る誘導加熱装置４においては、これらの構成部品を省略することもできる。

実施の形態５．
図１２を参照しながら、本願発明に係る誘導加熱装置の実施の形態５について以下に説明する。実施の形態５による誘導加熱装置５は、駆動電流検出手段２８が共振コンデンサ２４の両端の電圧を検出することによりＬＣＲ誘導加熱部２０に流れる電流を検出する点を除いて、実施の形態１の誘導加熱装置１と同様の構成を有するので、その他の構成部品に関連する詳細な説明を省略する。なお図中、同一構成部品については同一の符号を用いて示す。

図１２は、実施の形態５に係る誘導加熱装置５の概略的な電気的構成を示す回路ブロック図である。実施の形態５に係る駆動電流検出手段２８は、図１２に示すように、共振コンデンサ２４の両端のコンデンサ電圧Ｖ_ＲＣを検出する手段（コンデンサ電圧検出手段、図示せず）を内蔵し、実施の形態１と同様、１次成分抽出手段３０に電気的に接続されている。コンデンサ電圧Ｖ_ＲＣは、駆動電圧Ｖと同様、駆動周波数の整数倍の高次周波数成分を含み、１次成分抽出手段３０を用いて離散フーリエ変換することにより、コンデンサ電圧Ｖ_ＲＣの１次成分Ｖ_ＲＣ１（駆動周波数と同一の周波数を有する成分）だけを抽出し、複素表示することができる。なお、コンデンサ電圧Ｖ_ＲＣの１次成分Ｖ_ＲＣ１と駆動電流Ｉ_１は次の関係式を満たす。

ここでωは１次成分の周波数ｆ（定義より駆動周波数と同一、ω＝２πｆ）であり、Ｃは共振コンデンサ２４の静電容量であって、ともに既知である。
上式より、駆動電流Ｉ_１はコンデンサ電圧Ｖ_ＲＣ１に対して位相がπ／４（９０度）だけ進んでいることが明らかである。そして本願発明によれば、コンデンサ電圧Ｖ_ＲＣ１を複素表示するので、次式より極めて簡便な計算により駆動電流Ｉ_１を求めることができる。

このように実施の形態５によれば、実施の形態１〜４に係る駆動電流検出手段２８で用いられていた比較的に高価なカレントトランスを省略して、より安価に駆動電流を検出する手段を採用することにより、誘導加熱装置５の製造コストを削減することができる。

１〜５…誘導加熱調理器、１０…商用電源、１２…整流回路、１４…駆動回路、１５…整流電圧検出手段、１７…駆動電圧推定手段、２０…ＬＣＲ誘導加熱部、２２…加熱コイル、２４…共振コンデンサ、２６…駆動電圧検出手段、２８…駆動電流検出手段、３０…１次成分抽出手段、４０…ピーク時点検出手段、５０…制御回路、５２…ピーク時電力算出手段、５４…入力電力算出手段、５６…入力電力推定手段、５８…入力電力制限手段、Ｋ…被加熱体。

Claims (4)

1. 誘導加熱調理器であって、
   交流入力電源の交流電圧を整流する整流回路と、
   交流入力電源の交流電圧がピーク電圧を有するピーク時点を検出するピーク時点検出手段と、
   前記整流回路の整流電圧を検出する整流電圧検出手段と、
   駆動周波数を有する制御信号を生成する制御回路と、
   前記制御回路で生成された制御信号に応じて、前記整流回路の整流電圧から高周波電流を生成する駆動回路と、
   加熱コイル、およびこれに直列に接続された共振コンデンサとからなり、前記駆動回路からの高周波電流が供給されるＬＣＲ誘導加熱部と、
   ピーク時点を含み、駆動周波数の逆数であるコイル駆動周期において、前記ＬＣＲ誘導加熱部の両端に印加されるピーク時駆動電圧を、制御信号の所定の位相での整流電圧から推定するピーク時駆動電圧推定手段と、
   ピーク時駆動電圧推定手段がピーク時駆動電圧を推定する前記所定の位相と同位相で、前記ＬＣＲ誘導加熱部に流れるピーク時駆動電流を検出するピーク時駆動電流検出手段と、
   推定されたピーク時駆動電圧および検出されたピーク時駆動電流から、ＬＣＲ誘導加熱部が消費するピーク時駆動電力を算出するピーク時駆動電力算出手段と、
   交流入力電源が前記整流回路に供給する入力電力を、ピーク時駆動電力から算出する入力電力算出手段とを備えたことを特徴とする誘導加熱調理器。
2. 制御信号の所定の位相は、ＬＣＲ誘導加熱部に高周波電流が供給されるときの位相であることを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱調理器。
3. 駆動電流検出手段は、ＬＣＲ誘導加熱部の共振コンデンサの両端の電圧を検出する手段を有することを特徴とする請求項１または２に記載の誘導加熱調理器。
4. 誘導加熱調理器の入力電源電力を検出する方法であって、
   誘導加熱調理器は、交流入力電源の交流電圧を整流する整流回路と、交流入力電源の交流電圧がピーク電圧を有するピーク時点を検出するピーク時点検出手段と、前記整流回路の整流電圧を検出する整流電圧検出手段と、駆動周波数を有する制御信号を生成する制御回路と、前記制御回路で生成された制御信号に応じて、前記整流回路の整流電圧から高周波電流を生成する駆動回路と、加熱コイル、およびこれに直列に接続された共振コンデンサとからなり、前記駆動回路からの高周波電流が供給されるＬＣＲ誘導加熱部とを有し、
   前記誘導加熱調理器の入力電源電力の検出方法は、
   ピーク時点を含み、駆動周波数の逆数であるコイル駆動周期において、前記ＬＣＲ誘導加熱部の両端に印加されるピーク時駆動電圧を、制御信号の所定の位相での整流電圧から推定するステップと、
   ピーク時駆動電圧を推定する前記所定の位相と同位相で、前記ＬＣＲ誘導加熱部に流れるピーク時駆動電流を検出するステップと、
   推定されたピーク時駆動電圧および検出されたピーク時駆動電流から、ＬＣＲ誘導加熱部が消費するピーク時駆動電力を算出するステップと、
   交流入力電源が前記整流回路に供給する入力電力を、ピーク時駆動電力から算出するステップとを有することを特徴とする検出方法。

Images