CN102428750B - 感应加热烹调器以及感应加热方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种极其迅速(几十微秒左右)地探测有无被加热体、载置状态以及被加热体的材质等，来判断是否应对被加热体进行感应加热的感应加热烹调器。本发明的感应加热烹调器具有：LCR感应加热部，由加热线圈以及与其串联连接的共振电容器构成；驱动电路，对LCR感应加热部以驱动频率进行电源供给；驱动电压检测单元，检测驱动电压；驱动电流检测单元，检测驱动电流；1次分量抽出单元，抽出包含具有与驱动频率相同的频率的1次分量的1次驱动电压以及1次驱动电流；以及控制电路部，计算LCR感应加热部的电感或者共振频率和负载电阻，并且根据所计算出的电感或者共振频率和负载电阻，判断是否应对LCR感应加热部进行电源供给。

Description

感应加热烹调器以及感应加热方法

技术领域

本发明涉及感应加热烹调器以及感应加热方法，尤其是涉及可以瞬间探测感应加热烹调器的被加热体的材质以及载置状态，并且按照最佳条件进行驱动的感应加热烹调器及其感应加热方法。

背景技术

在以往的感应加热烹调器中，提出了多个控制成在锅等被加热体没有充分载置的情况下不对加热线圈进行电源供给(防止所谓空烧)，在载置了锅以外的小件(例如铁制的勺、舀等)的情况下不对它们进行加热的单元。

例如专利文献1记载的感应加热烹调器涉及小件探测装置，构成为，检测逆变器电路的输入电流和功率开关半导体的集电极电压，并使用利用这些2个参数来绘制的图(专利文献1的第2图)来检测被加热体是否为小件，当在该图中检测到处于规定的区域中的输入电流以及集电极电压的情况下，判断为被加热体是小件。同样地，在专利文献1的第3图中，记载了小件探测装置可以通过比较加热线圈电流和输入电流来检测被加热体是否为小件的方案。

另外，根据专利文献2记载的感应加热用逆变器的空运转检测方法，可以检测逆变器的输入电流以及输出电流，在绘制以它们为参数的图(专利文献2的图2)上的扩大的空运转检测可能区域中探测锅为空烧状态，而防止空烧。

专利文献3记载的电磁感应加热烹调器可以检测逆变器的驱动频率和相位角，并在以它们为参数的矩阵(专利文献3的图2)中判别锅的材质等。同样地，记载为通过检测逆变器的驱动频率和加热线圈电流，还可以正确地判别不锈钢等磁性体与非磁性体的中间的材质。

专利文献1：日本特公昭61-29117号公报

专利文献2：专利第2882060号公报

专利文献3：专利第2745247号公报

发明内容

但是，根据专利文献1的感应加热烹调器，为了检测逆变器电路的输入电流，需要在与商用电源的频率的至少半周期相当的时间中检测输入电流。或者，为了对在输入电流中产生的噪声进行平滑化，必需在更长时间内检测输入电流。即，专利文献1记载的感应加热烹调器为了检测被加热体是否为小件，需要在至少几十毫秒左右的长时间中持续加热，有可能对作为小件的被加热体进行加热。

同样地，根据专利文献2的感应加热用逆变器的空运转检测方法，需要在与商用电源的频率的至少半周期相当的长时间中检测逆变器的输入电流，直至探测到是空烧状态为止，至少需要与几十毫秒左右相当的时间。

根据专利文献3记载的电磁感应加热烹调器，虽然利用逆变器的相位角和驱动频率呈现锅的材质固有的特性的现象，但为了得到专利文献3的图3的图形，需要对规定范围的驱动频率(例如1kHz～70kHz)进行频率扫描，需要实质上的时间。即，专利文献3的电磁感应加热烹调器需要在通过频率扫描检测逆变器的相位角以及驱动频率的期间，以相同的驱动功率加热未知的被加热体，而有可能无法根据锅的材质对锅进行加热。

因此，强烈要求开发出可以比以往的感应加热烹调器更迅速地检测有无被加热体、载置状态、材质或者小件的技术。另外，期待开发出通过瞬间探测有无被加热体、载置状态、材质、小件，按照最佳的驱动条件使被加热体感应加热的装置以及方法。

本发明是为了解决上述问题而完成的，提供一种感应加热烹调器，其特征在于，具有：LCR感应加热部，由加热线圈以及与其串联连接的共振电容器构成；驱动电路，对所述LCR感应加热部以驱动频率进行电源供给；驱动电压检测单元，检测对所述LCR感应加热部的两端施加的驱动电压；驱动电流检测单元，检测所述LCR感应加热部中流过的驱动电流；1次分量抽出单元，从所检测出的驱动电压以及驱动电流，抽出包含具有与驱动频率相同的频率的1次分量的1次驱动电压以及1次驱动电流；以及控制电路部，根据1次驱动电压以及1次驱动电流，计算所述LCR感应加热部的电感或者共振频率和负载电阻，并且根据所计算出的电感或者共振频率和负载电阻，判断是否应对所述LCR感应加热部进行电源供给。另外，本发明的感应加热烹调器根据所得到的共振频率和负载电阻、电感来得到加热条件。

根据本发明的感应加热烹调器，可以极其迅速(几十微秒左右)地探测有无被加热体、载置状态以及被加热体的材质等，判断是否应对被加热体进行感应加热，并且按照对各个被加热体最佳的驱动条件，从加热开始时刻立即对被加热体进行加热。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的感应加热烹调器的电气结构的电路框图。

图2是由驱动电压检测单元以及驱动电流检测单元检测出的驱动电压以及驱动电流的波形图。

图3是示出加热线圈上的由各种材质构成的圆板的载置状态的俯视图。

图4是示出将由各种材质构成的圆板载置到各种位置时的共振频率与负载电阻的关系的图。

图5是示出将由各种材质构成的圆板载置到各种位置时的电感与负载电阻的关系的图。

图6是示出本发明的实施方式2的感应加热烹调器的电气结构的电路框图。

图7是示出本发明的实施方式4的感应加热烹调器的多个加热线圈的俯视图。

图8是示出包括实施方式6的感应加热烹调器的相位校正单元的电气结构的电路框图。

图9是示出来自全波整流用的整流电路的变动电压波形的图形。

图10是示出实施方式7的驱动电压检测单元以及驱动电流检测单元收集驱动电压以及驱动电流时的低速采样方法的概念图。

图11示出全桥式驱动电路的驱动电压波形。

图12是示出全桥式驱动电路的相位宽度与1次分量的系数的关系的图形。

图13示出半桥式驱动电路的驱动电压波形。

图14是示出半桥式驱动电路的相位宽度与1次分量的系数的关系的图形。

(符号说明)

1～4：感应加热烹调器、10：商用电源、12：整流电路、14：驱动电路、20：LCR感应加热部、22：加热线圈、24：共振电容器、26：圆板(虚拟锅)、28：中央线圈、29：卫星线圈、30：驱动电压检测单元、32：驱动电流检测单元、34：电容器电压检测单元、40：1次分量抽出单元、42：相位校正单元、50：控制电路

具体实施方式

以下，参照附图，说明本发明的感应加热烹调器的实施方式。在各实施方式的说明以及以下的附图，使用同样的符号来参照同样的结构部件。

实施方式1.

以下，参照图1～图5，详细说明本发明的感应加热烹调器的实施方式1。图1是示出实施方式1的感应加热烹调器1的概略的电气结构的电路框图。感应加热烹调器1大致具有：整流电路12，将来自二相或者三相的商用电源10的交流电流整流为直流电流；驱动电路14，对加热线圈22供给具有规定的驱动频率的高频电流；LCR感应加热部20，由加热线圈22以及与其串联连接的共振电容器24构成；驱动电压检测单元30，检测对LCR感应加热部20的两端施加的驱动电压；以及驱动电流检测单元32，检测LCR感应加热部20中流过的驱动电流。

具体而言，整流电路12既可以是进行全波整流或者半波整流的电路，也可以是具有包括用于得到直流分量的电感、电容器的滤波器电路(都未图示)的电路。另外，驱动电路14是包括IGBT等开关元件(未图示)的逆变器电路，只要是进行逆变器驱动的电路则可以使用任意的电路，例如可以由半桥电路或者全桥电路构成。

LCR感应加热部20如上所述，由加热线圈22以及与其串联连接的共振电容器24构成，加热线圈22在图1中图示为电感L与负载电阻R的等价电路。在图中，在电感L的上方图示的是锅等被加热体P。如果对加热线圈22供给了高频电流，则在其周围形成交流磁场(交流磁场与由导电体构成的被加热体P磁链)，在被加热体P中形成窝电流，而对被加热体P自身进行加热。

一般，LCR感应加热部20的负载电阻R依赖于被加热体P的有无或者载置状态(与被加热体P磁链的交流磁场)而变动。即，负载电阻R相当于对没有载置锅P时的加热线圈22自身的线电阻Rc加上载置了锅P时的锅P的表观负载电阻R_L而得到的电阻(R＝R_C+R_L)。

另外，驱动电压检测单元30只要是检测对LCR感应加热部20的两端施加的驱动电压(输出电压)V的单元，则也可以是具有本领域技术人员容易想到的任意的电路结构的单元。同样地，驱动电流检测单元32只要是测定LCR感应加热部20中流过的驱动电流(输出电流)I的单元，则也可以是具有任意的电路结构的单元，作为实施方式1的驱动电流检测单元32，例如采用电流互感器。

进而，本发明的感应加热烹调器1具备与驱动电压检测单元30以及驱动电流检测单元32电连接的1次分量抽出单元40。

如上所述，驱动电路14是包括IGBT(绝缘栅双极晶体管)等开关元件的逆变器电路，在通过具有规定的驱动频率(例如30kHz)的控制信号(门信号)对IGBT进行驱动时，驱动电压检测单元30以及驱动电流检测单元32检测图2所示那样的高频调制后的驱动电压V以及驱动电流I。

高频调制后的驱动电压V以及驱动电流I一般表示为包含驱动频率的整数倍的高次频率分量的合成波形。另外，本发明的1次分量抽出单元40通过针对由驱动电压检测单元30以及驱动电流检测单元32检测出的图2所示的驱动电压V以及驱动电流I，使用例如驱动频率的整数倍的采样频率进行离散傅立叶变换，仅抽出驱动电压V以及驱动电流I的1次分量(即，具有与驱动频率相同的频率的分量)。另外，在1次分量抽出单元40中，作为从具有多个高次频率分量的信号仅抽出1次分量的方法以及算法可以使用任意的方法，可以使用一般市面销售的软件来仅抽出驱动电压V以及驱动电流I的1次分量。

此时，在本发明的1次分量抽出单元40中，作为驱动电压V以及驱动电流I的1次分量，可以如下式那样进行复数表示。

[式1]

V₁＝V_1 Re+j×V_1 Im

I₁＝I_1 Re+j×I_1 Im                        (1)

此处，V₁、I₁表示驱动电压V以及驱动电流I的1次分量，V_1Re、I_1Re表示V₁、I₁的实部、V_1Im、I_1Im表示V₁、I₁的虚部、j表示虚数单位。

另外，LCR感应加热部20的阻抗Z、以及驱动电压V₁以及驱动电流I₁的相位(相对驱动电流I₁的驱动电压V₁的相位或者阻抗Z的相位)θ用下式来表示。

[式2]

Z＝V₁/I₁

θ＝arctan(Im(Z)/Re(Z))                (2)

此处，Im(Z)以及Re(Z)分别表示阻抗Z的虚部以及实部。另外，驱动电压V以及驱动电流I的相位也可以代替arctan而使用arcsin或者arccos来计算。在相位θ是90度附近时arctan发散，而包含大量的误差，所以有时优选使用arcsin或者arccos来计算相位θ。

进而，本发明的感应加热烹调器1如图1所示，具备与驱动电路14以及1次分量抽出单元40电连接的控制电路50。本发明的控制电路50根据从上述[式2]由1次分量抽出单元40抽出的复数表示的1次分量的驱动电压V₁以及驱动电流I₁，计算LCR感应加热部20的阻抗Z以及驱动电压V₁以及驱动电流I₁的相位(偏角)θ，据此对驱动电路14供给适合的驱动信号(门信号)。

同样地，本发明的控制电路50可以计算用下式表示的LCR感应加热部20的有效电力值W_E以及电流实效值I_E。

[式3]

W_E＝Re(V₁×I₁ ^*)/2

$I_E=\sqrt{I_1\×{I_1}^{*}}/\sqrt{2}---\left(3\right)$

此处I₁ ^*表示I₁的复数共轭。

如上所述，本发明的控制电路50可以根据驱动电压V以及驱动电流I的1次分量，计算LCR感应加热部20的阻抗Z、驱动电压V₁以及驱动电流I₁的相位(相对驱动电流I₁的驱动电压V₁的相位或者阻抗Z的相位)θ、有效电力值W_E以及电流实效值I_E。

另一方面，在包括LCR感应加热部20的一般的LCR电路中，负载电阻R、阻抗Z、加热线圈22的电感L以及共振频率Fr用下式来表示。

[式4]

R＝W_E/I_E ²

Z＝R+j×(ωL-1/ωC)

L＝(Rtanθ+1/ωC)/ω

$\mathrm{Fr}=1/2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LC}}---\left(4\right)$

此处，ω是1次分量的频率f(根据定义与驱动频率相同，用ω＝2πf来表示)，C是共振电容器24的静电电容，都已知。因此，本发明的控制电路50可以使用用[式2]计算出的θ，根据[式4]求出共振频率Fr和负载电阻R(＝R_C+R_L)。

同样地，可以以下那样求出共振频率Fr。如上述[式2]以及[式4]那样，负载电阻R、阻抗Z用下式来表示。

[式5]

Z＝V₁/I₁

Z＝R+j×(ωL-1/ωC)                 (5)

根据上述[式5]，加热线圈22的电感L可以用下式来表示。

[式6]

R＝Re(Z)

L＝(Im(Z)+1/ωC)/ω                 (6)

因此，可以根据从上述[式6]得到的电感L和共振电容器24的已知的静电电容C求出共振频率Fr。

[式7]

$\mathrm{Fr}=1/2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LC}}---\left(7\right)$

本发明的控制电路50通过如以下的详述，从驱动电压V以及驱动电流I的1次分量检测共振频率Fr(或者加热线圈22的电感L)和负载电阻R，探测被加热体P的载置状态(包括有无锅P)以及被加热体P的材质，判断是否应对LCR感应加热部20进行电源供给等。另外，本发明的控制电路50可以根据在图2的高频调制后的驱动电压以及驱动电流的单一的周期(即，在驱动频率是30kHZ时，1个周期是约33微秒)中探测出的相位，计算共振频率Fr(或者加热线圈22的电感L)和负载电阻R，瞬间判断可否进行电源供给。

此处，以下，使用具体例，说明计算共振频率Fr和负载电阻R，而如何判断可否进行电源供给。

如图3所示，准备在平面上卷绕的加热线圈22和多个圆板26。圆板26由铁、磁性不锈钢、非磁性不锈钢、以及铝这4种材质构成。这些圆板26是虚拟的锅P。将加热线圈22以及各圆板26的直径设成约180mm以及约200mm，将各圆板26的厚度全部设成1.5mm。圆板26在图3(a)中载置于加热线圈22上的中央(同心圆O上)(在本申请中，将该状态称为“重叠率是100％”)。另外，圆板26在图3(b)以及(c)中，圆板26的外缘E分别配置于加热线圈22的直径的75％以及50％的位置(重叠率分别是75％以及50％)。即，在重叠率是50％时，圆板26的外缘E与加热线圈22的中心O重叠。

针对由铁、磁性不锈钢、非磁性不锈钢、以及铝的材质构成的4种圆板26，在分别载置为重叠率成为100％、75％以及50％之后(对应于图3(a)、(b)、(c))，如上述的说明，在从驱动电压V以及驱动电流I的1次分量检测到(计算)共振频率Fr和负载电阻R时，得到图4(a)那样的图(图形)。另外，在完全没有载置圆板26的情况(无负载的情况)下，得到用双重圆表示的共振频率Fr以及负载电阻R。

根据本发明，也可以针对材质不同的圆板26，将图4(a)的重叠率是100％、75％以及50％的点连续连接，如图4(b)的阴影区域所示，将重叠率小于50％的区域设定为驱动禁止区域。即，本发明的控制电路50在所检测出的共振频率Fr和负载电阻R被包含于小于重叠率50％的驱动禁止区域中的情况下，可以判断为锅P没有充分载置于加热线圈22的上方、或者载置了小件，以不对LCR感应加热部20供给高频电流的方式，控制驱动电路14。其中，针对是否向LCR感应加热部20进行给电的阈值不限于50％的重叠率，而例如也可以设成40％以下或者60％以下的重叠率。

这样本发明的控制电路50事先设定(存储)以共振频率Fr和负载电阻R为参数的、禁止对LCR感应加热部20供给高频电流的驱动禁止区域，以仅在这些检测出的值不包含于驱动禁止区域时，对LCR感应加热部20供给高频电流的方式，控制驱动电路14。另外，也可以如图4(b)所示，以不对由铝构成的锅P进行加热的方式，设定驱动禁止区域。即，驱动禁止区域可以根据产品规格自由设定。

如上所述，本发明的控制电路50可以根据在高频调制后的驱动电压以及驱动电流的单一的周期(例如约33微秒)中探测出的相位，瞬间计算共振频率Fr和负载电阻R，所以可以防止不应加热的小件的加热，所以极其安全，在无负载时可以避免浪费的功耗，所以可以有助于节能。

换言之，根据本发明，通过检测共振频率Fr和负载电阻R，可以瞬间检测锅P的材质以及载置状态(锅P在加热线圈22的上方载置为何种程度)，按照与锅P的材质以及载置状态对应的最佳的驱动条件使锅P感应加热。

另外，在上述具体例中，控制电路50检测共振频率Fr和负载电阻R，但也可以检测加热线圈22的电感L和负载电阻R，同样地控制驱动电路14。图5(a)以及图5(b)是在从驱动电压V以及驱动电流I的1次分量检测了加热线圈22的电感L和负载电阻R时得到的与图4以及图4(b)同样的图。在完全没有载置圆板26的情况(即，在无负载的情况)下，得到双重圆所示的电感L以及负载电阻R。此时，也可以以仅在所检测出的电感L和负载电阻R没有包含于驱动禁止区域(图中的阴影区域)时，对LCR感应加热部20供给高频电流的方式，控制驱动电路14，作为其阈值将重叠率设定为小于40％。同样地，还可以以不对由铝构成的锅P进行加热的方式，设定驱动禁止区域。

另外，已知在共振频率时可以最高效地加热。根据本发明，可以得到锅P的共振频率Fr，所以作为驱动频率可以选择共振频率Fr。另外，通常，如果设成比共振频率Fr低的频率，则对IGBT等元件造成恶劣影响，所以在不知共振频率Fr的情况下，有时将驱动频率设定为比实际的共振频率Fr非常高。在该情况下，实际上限制了可以进一步增大电流来加热，作为设备对使用者造成加热限制。根据本发明的结果可知共振频率Fr，所以可以得知用于得到期望的加热电力的驱动频率能够设定到多少，可以实现加热调整。

实施方式2.

以下，参照图6，说明本发明的感应加热装置的实施方式2。在实施方式2的感应加热装置2中，作为驱动电流检测单元32，代替电流互感器，而使用对共振电容器24的两端的电压进行检测的电容器电压检测单元34来检测LCR感应加热部20中流过的电流，除了该点，具有与实施方式1的感应加热装置1同样的结构，所以省略与其他结构部件关联的详细说明。另外，在图中，使用同一符号示出同一结构部件。

实施方式2的感应加热装置2如图6所示，具有对共振电容器24的两端的电容器电压V_C进行检测的电容器电压检测单元34，电容器电压检测单元34与1次分量抽出单元40电连接。电容器电压V_C与驱动电压V同样地，包含驱动频率的整数倍的高次频率分量，可以通过使用1次分量抽出单元40进行离散傅立叶变换，仅抽出电容器电压V_C的1次分量V_C1(具有与驱动频率相同的频率的分量)，进行复数表示。另外，电容器电压V_C的1次分量V_C1和驱动电流I₁满足接下来的关系式。

[式8]

V_C1＝I₁/jωC

                                (8)

I₁＝jωCV_C1

此处，ω是1次分量的频率f(根据定义与驱动频率相同，ω＝2πf)，C是共振电容器24的静电电容，都已知。

根据上式可知，驱动电流I₁相比于电容器电压V_C1，相位超前了π/2(90度)。另外，根据本发明，由于对电容器电压V_C1进行复数表示，所以可以根据下式通过极其简便的计算求出驱动电流I₁。

[式9]

V_C1＝a+j×b

I₁＝(-b+j×a)×ωC                       (9)

根据这样求出的驱动电流I₁，如实施方式1的说明，检测共振频率Fr(或者加热线圈22的电感L)和负载电阻R，从而可以探测被加热体P的载置状态(包括有无锅P)以及被加热体P的材质，瞬间地判断是否应对LCR感应加热部20进行电源供给等。

另外，根据实施方式2，通过省略实施方式1中使用的比较昂贵的电流互感器，采用更廉价地检测驱动电流的单元，可以削减感应加热装置2的制造成本。

实施方式3.

接下来，以下，说明本发明的感应加热装置的实施方式3。

在以往的感应加热装置中，在加热线圈中开始流过电流时，进行各种反馈控制，同时使电力逐渐增大，而以最佳的驱动条件进行加热。即，根据此前的感应加热装置，需要用于找出加热线圈的最佳驱动条件的用于反馈控制的实质上的时间。因此，在使用了所谓摇锅等烹调方法的情况等下，起因于锅P的载置状态而产生了负载电阻R的急剧的变动时，难以与其相伴地使加热线圈的最佳驱动条件追随。

但是，在共振电容器24的电容C已知时，根据本发明，如实施方式1的说明(参照[式4]、[式6]、[式7])，可知包括LCR感应加热部20的加热线圈22的电感L和负载电阻R的所有常数。

驱动的电压的理想波形可以通过驱动控制单元得到。可以通过驱动波形的傅立叶级数展开，得到理想的驱动电压波形的1次分量的比例。由于LCR感应加热部20的电感L、负载电阻R以及共振电容器电容C已知，所以LCR感应加热部20的阻抗Zl通过下式得到。

[式10]

$\mathrm{Zl}=\sqrt{R^2+{(\mathrm{\ωL}-\frac{1}{\mathrm{\ωC}})}^2}---\left(10\right)$

如上所述，对锅供给的有效电力值W可以通过驱动电流I和负载电阻R得到并求出负载电阻R，所以可以针对希望注入到LCR感应加热部20中的期望的有效电力值W，计算所需的驱动电流I。

另外，在阻抗Z过小、而成为可以供给驱动电流I的范围外的情况下，无法对该锅P供给期望的电力W。在该情况下，需要降低供给电力等处置。

如果使用通过上述[式10]得到的阻抗Zl，则可以通过对驱动电流I乘以阻抗Zl来求出所需的驱动电压。另外，驱动的频率根据锅探测的结果来决定。

控制电路50知道对驱动电路14，按照什么样的电压波形进行驱动。该波形是理想波形。如果对该理想波形进行傅立叶级数展开，则可以得到1次的分量的电压的大小。其中，例如，如果是半桥，则针对每个占空比，具有1次的分量的大小，如果是全桥，则针对每个相位，具有1次的分量的大小。由此，可以得知为了得到所需的1次分量的驱动电压的大小而所需的占空比、相位。

在此时的驱动电压成为可以实际供给的值的范围外的情况下，是实际上无法供给的电力。在该情况下，例如，增大驱动频率等来再次尝试计算。由此，即使在进行反馈控制的情况下，也可以提供大至接近希望加热的电力的初始值，所以可以直至所要求的电力，高速注入电力。因此，可以得到煤气那样的瞬间的加热感。

另外，根据本发明的感应加热烹调器3，可以根据驱动电压V以及驱动电流I的1次分量，在极其短的时间(在驱动频率是30kHz时，约33微秒)内求出LCR感应加热部20的共振频率Fr、电感L以及负载电阻R，所以在对锅P进行了摇锅时起因于锅P的载置状态而负载电阻R急剧地变动了的情况下，也可以始终按照最佳的条件驱动加热线圈22，而应对摇锅烹调。

实施方式4.

以下，参照图7，说明本发明的感应加热装置的实施方式4。实施方式4的感应加热装置4具有多个加热线圈22和独立地驱动各个加热线圈的驱动电路，除了该点以外，具有与实施方式1的感应加热装置1同样的结构，所以省略与其他结构部件关联的详细说明。另外，在图中，使用同一符号示出同一结构部件。

实施方式4的感应加热装置4不限于此，也可以如图7所示，具有中央线圈28和4个卫星线圈29a～29d。中央线圈28以及卫星线圈29a～29d分别连接到与实施方式1同样的驱动电路(未图示)。因此，实施方式4的感应加热装置4通过针对中央线圈28以及卫星线圈29，分别从驱动电压V以及驱动电流I的1次分量检测共振频率Fr(或者加热线圈22的电感L)和负载电阻R，可以探测被加热体P的载置状态(包括有无锅P)以及被加热体P的材质，瞬间地判断是否应对各加热线圈28、29进行电源供给(例如，在驱动频率是30kHZ时，以约33微秒)。例如，在锅P小、而仅载置于中央线圈28的上方的情况下，控制电路50在加热刚刚开始之后，探测在卫星线圈29a～29d的上方没有载置锅P，立即停止向卫星线圈29a～29d的给电，从而可以尽可能避免不需要的功耗。另外，在锅P从中心脱离，而仅载置于中央线圈28和卫星线圈29a、29d的上方时，通过同样地停止向卫星线圈29b、29c的给电，可以避免不需要的功耗。

实施方式5.

接下来，以下，说明本发明的感应加热装置的实施方式5。实施方式5的感应加热装置5代替上述实施方式的1次分量抽出单元40，而使用n次分量抽出单元，除了该点以外，具有与实施方式1的感应加热装置1或者实施方式2的感应加热装置2同样的结构，所以省略与其他结构部件关联的详细说明。另外，在图中，使用同一符号示出同一结构部件。

实施方式5的n次分量抽出单元(未图示)通过针对由驱动电压检测单元30以及驱动电流检测单元32检测出的驱动电压V以及驱动电流I，使用驱动频率的n倍(n是自然数)的采样频率进行离散傅立叶变换，不仅抽出驱动电压V以及驱动电流I的1次分量，而且还抽出n次分量(即，具有驱动频率的n倍的频率的分量)。

一般，为了对铝制的被加热体P高效地感应加热，需要具有比在使由铁等构成的被加热体P感应加热时使用的高频电流的驱动频率高的驱动频率。另外，这样对由包括具有高导电率以及低透磁率的铝的任意的金属材料构成的锅P感应加热的、所谓全金属应对的感应加热烹调器已经被提出(例如日本专利第3460997号)，并在市场中销售，本发明还可以应用于上述全金属应对的感应加热烹调器。

通常，在通过具有n倍的驱动频率的驱动电流I对铝制的被加热体P感应加热时，驱动电流I的1次分量成为小的值，n次分量变大。另外，实施方式5的n次分量抽出单元在与驱动电压V以及驱动电流I的1次分量相比n次分量(例如3次分量)更大的情况下，并非抽出1次分量，而抽出n次分量，进行与上述同样的运算，从而可以瞬间计算共振频率Fr以及负载电阻R。此时，通过使用n次分量来运算，无需增大A/D变换器的分辨率，所以是优选的。

另外，虽然没有详细图示，但作为示出使用n次分量来计算出的共振频率与负载电阻的关系的图，得到与图4(a)同样的图(其中，铝圆板的负载电阻伴随共振频率的增大，而如图4(a)所示变大)。即，控制电路部50根据n次驱动电压以及n次驱动电流，计算LCR感应加热部20的电感L或者共振频率Fr和负载电阻R，并且根据所计算出的电感L或者共振频率Fr和负载电阻R，判断是否应对LCR感应加热部20进行电源供给。这样，实施方式5的感应加热烹调器可以使用示出共振频率与负载电阻的关系的上述图，来探测针对被加热体P的材质和加热线圈22的重叠率，在驱动禁止区域中不对加热线圈22进行电源供给。

实施方式6.

以下，参照图8，说明本发明的感应加热装置的实施方式6。实施方式6的感应加热装置6具有在由驱动电压检测单元30以及驱动电流检测单元32(或者电容器电压检测单元34)检测出的驱动电压V与驱动电流I之间检测起因于这些检测单元的相位差(φ)的相位校正单元42，除了该点以外，具有与上述实施方式的感应加热装置(尤其是实施方式1的感应加热装置1或者实施方式2的感应加热装置2)同样的结构，所以省略与其他结构部件关联的详细说明。另外，在图中，使用同一符号来示出同一结构部件。

图8是在实施方式1的感应加热装置1中嵌入了相位校正单元42的实施方式6的感应加热装置6的电路框图。对于本领域技术人员可知，针对实施方式2的感应加热装置2，也可以同样地采用实施方式6的相位校正单元42。在图8所示的感应加热装置6中，如上所述，有时依赖于驱动电压检测单元30以及驱动电流检测单元32的电路结构，而在驱动电压检测单元30检测的驱动电压V、与驱动电流检测单元32检测的驱动电流I之间产生相位差(φ)。这样的相位差(φ)对本发明的1次分量抽出单元40根据1次驱动电压以及1次驱动电流计算LCR感应加热部20的电感L或者共振频率Fr和负载电阻R时的运算结果造成恶劣影响。因此，优选为设置校正上述相位差(φ)的相位校正单元42。

在处于没有设置锅P的状态(无负载状态)的LCR感应加热部20中，负载电阻R仅依赖于加热线圈22的线电阻，由于是无负载状态(没有与锅P的磁耦合的状态)，所以电感L与加热线圈22的电感相同，共振用电容器C的静电电容是固定值，且已知。因此，LCR感应加热部20的各常数已知，所以可以理论上计算在无负载状态下供给了电源时的驱动电压V与驱动电流I之间产生的相位差(θ)。

另一方面，实际上，在对LCR感应加热部20以无负载状态供给了电源时，可以使用1次分量抽出单元40来检测在驱动电压检测单元30检测的驱动电压V、与驱动电流检测单元32检测的驱动电流I之间产生的相位差。例如，在相对由1次分量抽出单元40检测出的驱动电压V的驱动电流I的相位差是(θ-φ)时，可以判断为起因于驱动电压检测单元30以及驱动电流检测单元32的电路结构，而驱动电流I比实际延迟相位偏移(φ)而被检测出。此时，通过对驱动电流I的检测结果加上相位偏移(φ)，可以校正为更接近实际的驱动电流I。

更具体而言，例如在产品出厂时，通过以没有载置锅P的状态(无负载状态)进行电源供给，检测上述相位偏移(φ)，并将该信息预先存储到相位校正单元42内的存储器(未图示)中。然后，当用户实际使用时，相位校正单元42将通过相对由1次分量抽出单元40检测出的驱动电压V的驱动电流I的相位偏移(φ)校正后的相位差信号供给到控制电路50。

另外，为了对所检测出的驱动电流I加上相位偏移(φ)而得到校正后的驱动电流Ia，可以将C作为复数系数使用下式简单地计算。

[式11]

Ia＝C×I

C＝cosφ+jsinφ                         (11)

另外，在相对所检测出的驱动电压V的驱动电流I的相位偏移(φ)还依赖于驱动频率而变动的情况下，优选针对所使用的每个驱动频率预先检测相位偏移(φ)，并存储到相位校正单元42内的存储器(未图示)中。

这样根据实施方式6，使用相位校正单元42，通过相对驱动电压V的驱动电流I的相位偏移(φ)进行校正，使用更正确地检测出的驱动电压V以及驱动电流I，检测共振频率Fr和负载电阻R，从而可以瞬间检测锅P的材质以及载置状态，按照与锅P的材质以及载置状态对应的最佳的驱动条件对锅P感应加热。

实施方式7.

以下，参照图9，说明本发明的感应加热装置的实施方式7。实施方式7的感应加热装置7可以使用比使用了驱动电压V和驱动电流I的1次分量更简便的方法，来检测LCR感应加热部20的电力，除了该点以外，具有与上述实施方式的感应加热装置同样的结构，所以省略与其他结构部件关联的详细说明。另外，在图中，使用同一符号示出同一结构部件。

一般，电力是通过针对将商用电源的电压和电流相乘的结果在规定期间进行积分并除以规定期间而得到的，尤其是由LCR感应加热部20消耗的电力被检测为整流电路12的两端的电压、与从其输出的电流之积。

构成整流电路12的平滑电容器(未图示)具有充分大的静电电容，在可以视为整流电路12(平滑电容器)的两端的电压V_C大至恒定的情况(可以视为大至为直流电流的情况)下，由LCR感应加热部20消耗的电力可以计算为在任意的定时测定出的电压V_C与从整流电路12输出的电流I_C之积。

但是，为了使由整流电路12输出的电压波形成为直流波形，需要静电电容大的平滑电容器，如果使用静电电容大的平滑电容器，则无效电力增大而功率因数恶化，而并不优选。

因此，实际使用的全波整流用的整流电路12的两端的电压V_C在LCR感应加热部20的负载小时，可以视为大至恒定，但在负载大时，如图9所示，成为对电源电压进行了全波整流那样(与商用电源一起变动)的波形。如果这样整流电路12的电压V_C变动，则从整流电路12输出的电流I_C也变化，如上所述，无法单纯地通过电压V_C与电流I_C之积来求出由LCR感应加热部20消耗的电力。

另一方面，可以检测驱动电压检测单元30检测的驱动电压V以及驱动电流检测单元32检测的驱动电流I，所以有效电力W可以通过上式[式3]求出，通过合计图2所示的线圈驱动的1个周期中的在多个定时得到的有效电力W，可以求出线圈驱动的1个周期中的Wc。另外，如上所述，驱动电压V与整流电路12的两端的电压V_C一起变动，所以通过在与商用电源的1个周期相当的时间中持续(即，相当于多个线圈驱动周期的期间)运算有效电力Wc，可以正确地检测由LCR感应加热部20消耗的电力。

其中，例如，在商用电源的1个周期是1/60秒(60Hz)，且图2的线圈驱动的1个周期是1/30000秒(30kHz)时，为了在商用电源的1个周期中测量由LCR感应加热部20消耗的电力，需要在与商用电源的至少1/2周期(即，线圈驱动250周期量)相当的期间中，持续检测有效电力Wc。但是，这样的一连串的运算处理需要不间断地进行高速的A/D变换，为了针对CPU的数据取入和运算处理，产生很大的负荷。

因此，在实施方式7的发明中，提出了使用任意的适合的单元，检测整流电路12的两端的电压V_C的平均值以及峰值电压V_P，在得到峰值电压V_P的定时，求出线圈驱动的1个周期中的电力Wc的技术。如上所述，线圈驱动的1个周期相对商用电源的1个周期极其小，所以可以视为线圈驱动的1个周期中的有效电力Wc不由于电压V_C而变动。

另外，在包括峰值电压V_P的任意的定时，电力与电压的平方成比例，所以即使在电压变动的情况下，平均电力也与变动电压的平方成比例，其比恒定。因此，可以考虑为即使在整流电路12的两端的电压V_C如图9所示具有变动波形的情况下，整流电路12的两端的电压V_C的平均值的平方相对整流电路12的1个周期中的平均电力之比，等于峰值电压V_P的平方相对在得到峰值电压V_P的定时检测出的线圈驱动的1个周期中的相对电力Wc之比。

因此，控制电路50可以通过下式在商用电源的1个周期中求出整流电路12的1个周期中的平均电力。

(平均电力)＝(电压V_C的平均的平方)/(电压V_P的平方)×(电力Wc)

另外，在整流电路12进行全波整流的情况下，整流电路12的两端的电压V_C的平均值以及峰值电压V_P也可以并非在商用电源的1个周期检测，而在半周期中检测。这样，可以使用比使用了驱动电压V和驱动电流I的1次分量更简便的运算来计算电力。

实施方式8.

以下，参照图10，说明本发明的感应加热装置的实施方式8。在实施方式8的感应加热装置8中，驱动电压检测单元30以及驱动电流检测单元32使收集驱动电压V以及驱动电流I的数据的采样速度成为低速，除了该点以外，具有与上述实施方式的感应加热装置同样的结构，所以省略与其他结构部件关联的详细说明。另外，在图中，使用同一符号示出同一结构部件。

如上所述，为了检测被加热体P的共振频率Fr(或者电感L)和负载电阻R，需要在线圈驱动的1个周期中检测驱动电压V以及驱动电流I。通常，驱动电压检测单元30以及驱动电流检测单元32取入以采样频率进行了时分割时的各个定时下的驱动电压V以及驱动电流I，通过A/D变换器变换为数字数据，用于共振频率Fr以及负载电阻R的运算。但是，如果在图2的线圈驱动的1个周期中，时分割为例如32点，则在线圈驱动的频率是30kHZ时，需要在商用电源的1个周期中取入96万点(960kHz)的驱动电压V以及驱动电流I，进行模拟/数字变换，据此求出共振频率Fr以及负载电阻R。但是，这样的运算处理需要高速的A/D变换器，但CPU内置的A/D变换器在多数情况下是低速，而为了实现高速的A/D变换需要外挂的专用A/D变换器，所以不可避免地成本变高。

因此，实施方式8的发明提出了针对驱动电压V以及驱动电流I以更低的采样速度进行数据收集的技术。首先，假设为驱动电压V以及驱动电流I在商用电源的1个周期中实质上不变化。

以往，对线圈驱动的1个周期进行n分割(在图10中，例如5分割)，将驱动电压V以及驱动电流I的数据收集n次，将此时的采样间隔设成s。

实施方式8的驱动电压检测单元30以及驱动电流检测单元32不变更该采样间隔s，而如图10所示，按照采样间隔{s×(n+1)}的间隔收集驱动电压V以及驱动电流I的数据，从而可以依次(按升序)探测线圈驱动的多个周期中的不同定时的驱动电压V以及驱动电流I。

择一地，实施方式8的驱动电压检测单元30以及驱动电流检测单元32不变更该采样间隔s，而如图10所示，按照{s×(n-1)}的间隔收集驱动电压V以及驱动电流I的数据，从而可以依次(按降序)探测线圈驱动的多个周期中的不同定时的驱动电压V以及驱动电流I。

因此，由于假设为驱动电压V以及驱动电流I不变化，所以根据实施方式8，与以往同样地，在将驱动电压V以及驱动电流I的数据收集了n次时，可以得到与线圈驱动的1个周期量相当的1个完整的数据组。

另外，在如实施方式7说明的那样，整流电路12的两端的电压V_C变动的情况下，线圈驱动的多个周期中的驱动电压V以及驱动电流I也有可能依赖于电压V_C而变动。但是，在整流电路12的电压V_C具有峰值电压V_P的区域中，比较恒定，所以优选在该定时针对驱动电压V以及驱动电流I以更低的采样速度进行数据收集。或者，也可以在根据变动的电压V_C，校正了线圈驱动的多个周期中的驱动电压V以及驱动电流I之后，得到与线圈驱动的1个周期量相当的1个完整的数据组。

实施方式9.

以下，参照图11～图14，说明本发明的感应加热装置的实施方式9。实施方式9的感应加热装置9使用被加热体P的共振频率Fr以及负载电阻R，瞬间实现由LCR感应加热部20消耗的期望的电力，除了该点以外，具有与上述实施方式的感应加热装置同样的结构，所以省略与其他结构部件关联的详细说明。另外，在图中，使用同一符号示出同一结构部件。

在上述实施方式中，如上所述，根据本发明，可以使用一次分量抽出单元40，来检测被加热体P的共振频率Fr(或者电感L)和负载电阻R。此时，如果由用户设定了作为目标的电力W，则实现其的电流I通过下式提供。

[式12]

$I=\sqrt{W/R}---\left(12\right)$

如果将驱动频率设成f、将角速度设成ω(＝2πf)、将LCR感应加热部20的电感设成L、将负载电阻设成R、以及将共振电容器24的静电电容设成C，则其阻抗Z通过下式表示。

[式13]

$Z=\sqrt{R^2+{(\mathrm{\ωL}-1/\mathrm{\ωC})}^2}---\left(13\right)$

因此，为了对该阻抗Z得到实现目标电力W的电流I而所需的电压通过下式来表示。

[式14]

V＝Z·I                           (14)

以下，首先说明驱动电路14是全桥式驱动电路的情况。

图11示出全桥式驱动电路的驱动电压波形(1个周期量、一次分量)。一般，通过控制图11所示的相位宽度a，可以控制LCR感应加热部20的电力。该驱动电压波形的傅立叶级数展开v(x)通过下式来表示。

[式15]

$v\left(x\right)=V\·\frac{4}{\mathrm{\π}}\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{(-1)}^m}{2m+1}\·\sin ((2m+1)\·\frac{a}{2})\·\sin \left((2m+1)x\right)---\left(15\right)$

此处，0＜a＜π。于是，上述1次分量的系数c1(a)通过下式来表示。

[式16]

$c1\left(a\right)=V\·\frac{4}{\mathrm{\π}}\·\sin \left(\frac{a}{2}\right)---\left(16\right)$

图12是示出相位宽度a与1次分量的系数c1(a)的关系的图形。此处，如果将作为目标的电压设成Vd，则相位宽度a的值通过下式求出。

[式17]

$\mathrm{Vd}=V\·\frac{4}{\mathrm{\π}}\·\sin \left(\frac{a}{2}\right)$

$a=2\arcsin (\frac{\mathrm{\π}}{4}\·\frac{\mathrm{Vd}}{V})---\left(17\right)$

如上所述，根据本发明，可以使用一次分量抽出单元40，瞬间探测相位宽度a、即由LCR感应加热部20消耗的期望的电力。

接下来，说明驱动电路14是半桥式驱动电路的情况。

图13示出半桥式驱动电路的驱动电压波形(1个周期量、一次分量)。同样地，通过控制图13所示的相位宽度a，可以控制LCR感应加热部20的电力。该驱动电压波形的傅立叶级数展开v(x)通过下式来表示。

[式18]

$v\left(x\right)=V\·\frac{a}{2\mathrm{\π}}+V\·\frac{2}{\mathrm{n\π}}\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\sin (n\·\frac{a}{2})\·\cos \left(\mathrm{nx}\right)---\left(18\right)$

此处，0＜a＜π。于是，上述1次分量的系数c1(a)通过下式来表示。

[式19]

$c1\left(a\right)=V\·\frac{2}{\mathrm{\π}}\·\sin \left(\frac{a}{2}\right)---\left(19\right)$

图14是示出相位宽度a与1次分量的系数c1(a)的关系的图形。此处，相位宽度a通常表示为占空比d(％)的情况较多，具有下述关系。

[式20]

$d=\frac{a}{2\mathrm{\π}}\×100(\%)---\left(20\right)$

此处，如果将作为目标的电压设成Vd，则相位宽度a的值通过下式求出。

[式21]

$\mathrm{Vd}=V\·\frac{2}{\mathrm{\π}}\·\sin \left(\frac{a}{2}\right)$

$a=2\arcsin (\frac{\mathrm{\π}}{2}\·\frac{\mathrm{Vd}}{V})---\left(21\right)$

如果将其代入上式[式20]而求出d，则得到占空比。这样，即使在使用了半桥式驱动电路14的情况下，也可以使用一次分量抽出单元40，瞬间探测相位宽度a、即由LCR感应加热部20消耗的期望的电力。另外，从图14可知，即使占空比是50％以上时，也没有效果，而被控制为50％以下。

另外，如上所述，在使用本发明的一次分量抽出单元40，来探测被加热体P的共振频率Fr以及负载电阻R时，需要在线圈驱动的1个周期中检测驱动电压V以及驱动电流I。此时，虽然没有详细图示，但一次分量抽出单元40中使用的A/D变换器优选选择为，其采样频率成为驱动频率(时钟频率)的n倍(n是2以上的自然数)。也可以择一地选择，以使A/D变换器的采样频率成为驱动频率(时钟频率)的1/n倍(n是2以上的自然数)。不论在何种情况下，驱动频率(时钟频率)以及A/D变换器的采样频率都优选使用相同的时钟发信源来构成。

Claims (18)

1.一种感应加热烹调器，其特征在于，具有：

LCR感应加热部，由加热线圈以及与其串联连接的共振电容器构成；

驱动电路，对所述LCR感应加热部以驱动频率进行电源供给；

驱动电压检测单元，检测对所述LCR感应加热部的两端施加的驱动电压；

驱动电流检测单元，检测所述LCR感应加热部中流过的驱动电流；

1次分量抽出单元，从所检测出的所述驱动电压以及所述驱动电流，抽出包含具有与所述驱动频率相同的频率的1次分量的1次驱动电压以及1次驱动电流；以及

控制电路部，根据所述1次驱动电压以及所述1次驱动电流，计算所述LCR感应加热部的电感以及负载电阻、或者共振频率以及负载电阻，并且根据所计算出的负载电阻是否大于由电感的值预先确定的负载电阻的值、或者所计算出的负载电阻是否大于由共振频率的值预先确定的负载电阻的值，判断是否应对所述LCR感应加热部进行电源供给。

2.一种感应加热烹调器，其特征在于，具有：

LCR感应加热部，由加热线圈以及与其串联连接的共振电容器构成；

驱动电路，对所述LCR感应加热部以驱动频率进行电源供给；

驱动电压检测单元，检测对所述LCR感应加热部的两端施加的驱动电压；

电容器电压检测单元，检测所述共振电容器的两端的电容器电压；

1次分量抽出单元，从所述电容器电压，抽出包含具有与所述驱动频率相同的频率的1次分量的1次电容器电压，根据所述1次电容器电压，计算所述LCR感应加热部中流过的、包含具有与所述驱动频率相同的频率的1次分量的1次驱动电流，并且从所检测出的所述驱动电压，抽出包含具有与所述驱动频率相同的频率的1次分量的1次驱动电压；

控制电路部，根据所述1次驱动电压以及所述1次驱动电流，计算所述LCR感应加热部的电感以及负载电阻、或者共振频率以及负载电阻，并且根据所计算出的负载电阻是否大于由电感的值预先确定的负载电阻的值、或者所计算出的负载电阻是否大于由共振频率的值预先确定的负载电阻的值，判断是否应对所述LCR感应加热部进行电源供给。

3.根据权利要求1或者2所述的感应加热烹调器，其特征在于，

1次分量抽出单元从与驱动频率的单一周期相当的时间中的驱动电压以及驱动电流，抽出1次驱动电压以及1次驱动电流。

4.根据权利要求1或者2所述的感应加热烹调器，其特征在于，

控制电路部具有存储以电感以及负载电阻、或者共振频率以及负载电阻为参数的电源供给图中的规定的驱动禁止区域的存储单元，在所计算出的所述电感以及所述负载电阻、或者所述共振频率以及所述负载电阻处于电源供给图上的驱动禁止区域时，停止向所述LCR感应加热部的电源供给。

5.根据权利要求1或者2所述的感应加热烹调器，其特征在于，

控制电路部计算LCR感应加热部的负载电阻、电感以及阻抗，并且使用它们，根据由所述LCR感应加热部消耗的期望的电力，决定用于控制驱动电路的矩形脉冲控制信号的占空比。

6.根据权利要求1或者2所述的感应加热烹调器，其特征在于，

具有多个LCR感应加热部、和对各个所述LCR感应加热部进行电源供给的多个驱动电路。

7.根据权利要求1或者2所述的感应加热烹调器，其特征在于，

具有相位校正单元，该相位校正单元检测所检测出的驱动电流的相位相对所检测出的驱动电压的偏移，并校正该驱动电流的相位。

8.根据权利要求1所述的感应加热烹调器，其特征在于，具备：

整流电路，将来自商用交流电源的交流电压整流为直流电压；以及

检测来自整流电路的电压V_C的平均值以及峰值电压V_P的单元，

控制电路部根据在提供峰值电压的定时检测出的1次驱动电压以及1次驱动电流求出有效电力Wc，并且通过下式求出由LCR感应加热部消耗的平均电力，

(平均电力)＝(电压Vc的平均的平方)/(电压V_P的平方)×(电力Wc)。

9.根据权利要求1所述的感应加热烹调器，其特征在于，

驱动电压检测单元以及驱动电流检测单元为了对线圈驱动的1个周期进行m分割而以采样间隔s检测驱动电压以及驱动电流，按照s×(m+1)或者s×(m-1)的采样间隔，检测线圈驱动的多个周期中的驱动电压以及驱动电流，其中m是2以上的自然数。

10.根据权利要求2所述的感应加热烹调器，其特征在于，

驱动电压检测单元以及电容器电压检测单元为了对线圈驱动的1个周期进行m分割而以采样间隔s检测驱动电压以及驱动电流，按照s×(m+1)或者s×(m-1)的采样间隔，检测线圈驱动的多个周期中的驱动电压以及驱动电流，其中m是2以上的自然数。

11.根据权利要求1或者2所述的感应加热烹调器，其特征在于，

控制电路计算共振频率、负载电阻以及阻抗，并且根据它们，计算为了得到应由LCR感应加热部消耗的期望的电力而所需的电流，并且根据对用于控制驱动电路的矩形脉冲控制信号的电压波形进行了傅立叶级数展开时的、1次分量的系数与相位宽度之间成立的关系式，计算矩形脉冲控制信号的占空比，使用该占空比来控制驱动电路。

12.一种感应加热烹调器，其特征在于，具有：

LCR感应加热部，由加热线圈以及与其串联连接的共振电容器构成；

驱动电路，对所述LCR感应加热部以驱动频率进行电源供给；

驱动电压检测单元，检测对所述LCR感应加热部的两端施加的驱动电压；

驱动电流检测单元，检测所述LCR感应加热部中流过的驱动电流；

n次分量抽出单元，从所检测出的驱动电压以及驱动电流，抽出包含具有驱动频率的n倍的频率的n次分量的n次驱动电压以及n次驱动电流，其中n是1以外的自然数；以及

控制电路部，根据所述n次驱动电压以及所述n次驱动电流，计算所述LCR感应加热部的电感以及负载电阻、或者共振频率以及负载电阻，并且根据所计算出的负载电阻是否大于由电感的值预先确定的负载电阻的值、或者所计算出的负载电阻是否大于由共振频率的值预先确定的负载电阻的值，判断是否应对所述LCR感应加热部进行电源供给。

13.一种感应加热烹调器，其特征在于，具有：

LCR感应加热部，由加热线圈以及与其串联连接的共振电容器构成；

驱动电路，对所述LCR感应加热部以驱动频率进行电源供给；

驱动电压检测单元，检测对所述LCR感应加热部的两端施加的驱动电压；

电容器电压检测单元，检测所述共振电容器的两端的电容器电压；

n次分量抽出单元，从所述电容器电压，抽出包含具有所述驱动频率的n倍的频率的n次分量的n次电容器电压，根据所述n次电容器电压，计算所述LCR感应加热部中流过的、包含具有所述驱动频率的n倍的频率的n次分量的n次驱动电流，并且从所检测出的所述驱动电压，抽出包含具有所述驱动频率的n倍的频率的n次分量的n次驱动电压，其中n是1以外的自然数；以及

控制电路部，根据所述n次驱动电压以及所述n次驱动电流，计算所述LCR感应加热部的电感以及负载电阻、或者共振频率以及负载电阻，并且根据所计算出的负载电阻是否大于由电感的值预先确定的负载电阻的值、或者所计算出的负载电阻是否大于由共振频率的值预先确定的负载电阻的值，判断是否应对所述LCR感应加热部进行电源供给。

14.根据权利要求12或者13所述的感应加热烹调器，其特征在于，

具有相位校正单元，该相位校正单元检测所检测出的驱动电流的相位相对所检测出的驱动电压的偏移，并校正该驱动电流的相位。

15.根据权利要求12所述的感应加热烹调器，其特征在于，具备：

整流电路，将来自商用交流电源的交流电压整流为直流电压；以及

检测来自整流电路的电压V_C的平均值以及峰值电压V_P的单元，

控制电路部根据在提供峰值电压的定时检测出的1次驱动电压以及1次驱动电流求出有效电力Wc，并且通过下式求出由LCR感应加热部消耗的平均电力，

(平均电力)＝(电压Vc的平均的平方)/(电压V_P的平方)×(电力Wc)。

16.根据权利要求12所述的感应加热烹调器，其特征在于，

驱动电压检测单元以及驱动电流检测单元为了对线圈驱动的1个周期进行m分割而以采样间隔s检测驱动电压以及驱动电流，按照s×(m+1)或者s×(m-1)的采样间隔，检测线圈驱动的多个周期中的驱动电压以及驱动电流，其中m是2以上的自然数。

17.根据权利要求13所述的感应加热烹调器，其特征在于，

驱动电压检测单元以及电容器电压检测单元为了对线圈驱动的1个周期进行m分割而以采样间隔s检测驱动电压以及驱动电流，按照s×(m+1)或者s×(m-1)的采样间隔，检测线圈驱动的多个周期中的驱动电压以及驱动电流，其中m是2以上的自然数。

18.根据权利要求12或者13所述的感应加热烹调器，其特征在于，

控制电路计算共振频率、负载电阻以及阻抗，并且根据它们，计算为了得到应由LCR感应加热部消耗的期望的电力而所需的电流，并且根据对用于控制驱动电路的矩形脉冲控制信号的电压波形进行了傅立叶级数展开时的、1次分量的系数与相位宽度之间成立的关系式，计算矩形脉冲控制信号的占空比，使用该占空比来控制驱动电路。

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