1282716 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明為關於使用商用交流電源發生高頻頻率電流的 反相(inverter)電路，及利用該高頻率電流供給加熱手段， 加熱被加熱物的誘導加熱調理器。 【先前技術】 例如專利文獻(1)所述的誘導加熱調理器，為依反相 路輸出電壓與輸出電流的相位差，控制該反相t路的 數可變型料加論理n，有加熱輸㈣低辑能圓滑變 化ΐ高水準之賴。該項切之技術，為比較上述之輸出 電壓與輸出電流的相位，經回饋控制(feedbaek靖㈣使該 些相位差與輸人電流設定對應—定之值。此場合，依據上 述t位差的訊號供給電壓控制振盪器(vco)，電壓控制振 盪器輸出振盪訊號，使得構成反相電路的IGBT被交互 關（ON，OFF)。 又專利文獻(2)所載的加熱調理器，雖非頻率數可變 型，但揭示反相電路在固定頻率數控制之場合，使用内藏 驅動三相馬達(tri_phase motor)用的pwM機能的DSp之技 術。 專利文獻(1) 日本專利第2856788號公報 專利文獻(2) 日本專利特開2002-260835號公 報 在專利文獻(1)所揭示的技術，雖使用電壓控制振盪 态，但内藏電壓控制振盪器的1C為類比(anai〇g)電路構 成有谷易受反相電路發生的開關雜訊(switching noise)的 11069pifl.doc 5 1282716 現在正漸進入廢品化，成為高價 又，在檢測輸出電壓或輸出雷ώ 數大的電路採樣(sampling)，類比:二=’因用時間常 發生的變動，有出現控以延：難以檢出瞬時内 =(~—高:二進=:的Γ :r進行’糊二===:$ 頻率述比t要嚴格設定控制開關動作之 限值。 近下限附近時，摻人雜訊就可能超過下 的，ίΓί獻i2)’以提供㈣且高性能的反相電路為目 ㈣方·^内藏驅動三相馬達用的pwm機能之Dsp。但 闲哺t⑽基於上返事項而形成者，其目的為提供—種 控制的反相電路’價廉且高性能之構成4 為達成上述目的，在申請專利範圍第1項所述的誘導 6 11069pifl.doc 1282716 加熱调理恭’為使用商用交流電源生成高頻率電流的反相 電路及利用该南頻率電流供給加熱手段來加熱被加熱物 的裝置。 其特徵為，依頻率數可變特性控制該誘導加熱調理器 之輸出的反相輸出電路用RISC(Reduced instructi〇n Set C〇mPuter’間化指令計算機)微電腦(micro computer)、或 DSP(Digital Signal Processor,數位訊號處理器）構成。 亦即，RISC微電腦或DSP可做極高速的演算，能夠 代替電壓控制振盪器輸出高速的控制訊號，控制反相電 路。又’因A/D轉換亦能高速進行，故亦能捕捉輸入訊號 的瞬時變化，在控制週期極短之場合也可確實進行控制， 能多句提升控制的反應速度。又，振盪訊號的輸出可用數位 控制(digital control)，故提高耐雜訊性，亦能夠容易地防止 在低頻率數的區域，反相電路的開關時損失變大。 此場合，如申請專利範圍第2項所述，把由反相輸出 控制電路讀人的反相電路的輸出之電流波形，當成商用交 流電源週期的包絡線波形亦可。如此之構成，可某程度地 減少採樣率(sampling rate)，能夠有充足的處理時間。 又如申請專利範圍第3項所述，反相輸出控制電路， 可對應FWM控制的載波週期，讀入反相電路輸入電流與 輸出電流之構成亦可。如此之構成，則在採樣輸入訊號波 形之前的階段，不必要用時間常數大的電路濾波，故可更 提升控制反應速度。 在上述的場合，如申請專利範圍第4項所述，將反相 輪出控制電路，做成演算電流資料的有效值之構成亦可。 7 11069pifl.doc 1282716 如此的構成，電流資料不需讀入時間常數大的電路平均化 處理，故能提升控制反應速度。 又。如申4專利範圍第5項所述，該反相輸出控制電 路在商用父流電源波形的零交叉(zero_cross)點附近，使 PWM控制的載波頻率數成為可變之構成亦可。如此之構 成’在對應輪入設定的變化，要變化PWM控制的載波頻 率數的場合，均在電流水平低的期間進行，故能夠抑制反 相電路的輸入電流急速變化。 敗ϋ申明專利範圍第7項所述，該反相輸出控制電 據反相電路的輸出電壓與輸出電流的相位差，控制 於。仙位差，用商用交流電源週期的半週期之間 對應今相^平均值來#計之構成亦可。如上述之構成，即 水t錢行頻率數可變控制之構成，在因輸入訊號 平均檢出精度發生誤差之場合，亦可使用該些值 又在上述場合’如巾請專利範圍第6項所述，該反相 =出控制電路’將載波頻率數成為可變的時間，設定成商 ，父流電騎_半週期或該半職的倍數之構成亦可。 如此，則可在更短的間隔進行控制的切換。 政，户申:專利範圍第8項所述，該反相輸出控制電 雷政用父流電源波形的零交又點附近，禁止檢測反相 槿忐，^出電壓與輪出電流的相位差之構成亦可。如此之 月b夠避免在檢測精度惡化之期間採取資料樣本。 雷踗^上如申睛專利範圍第9項所述，該反相輸出控制 在檢測商用交流電源電壓時，如判斷上升情況為異 8 11 〇69pifl.doc 1282716 料㈣n料。如此之 能夠檢，象Ϊ護：亭電電路或電源線流入議 明顧本&明之上述原理和其他目的、特徵和優點能更 4 \，、重下文特舉一較佳實施例，並配合所附圖式，作 评細说明如下： 【實施方式】 第一實施例 σ以下芩照第1圖至第6圖說明本發明之誘導加熱調理 =ΙΗ型加熱态調理，IH c〇〇]dng以故⑷的第一實施例。在 ^ \圖所不的電器構成，交流電源1與直流電源電路3連 该直流電源電路3,由用以整流直流電源的電橋(bridge) 迅路5及把被整流的脈衝流平坦化的電容器（capacit〇^7構 成0 半橋(half-bridge)型的反相電路9的構造包含，兩個 IBGT(開關元件)11、13，及連接各IGBT11、13的集電極 一發射極(collector-emitter)間的二極管(di〇de)15、17，以及 連接在反相電路9的輸出端子與接地(ground )之間的串聯 邊振電路’即加熱線圈(heating coil，加熱手段)19與共振 用的電容器21。 反相電壓相位檢測電路20，檢出反相電壓vIN為第一 訊號’並將该檢出的反相電壓Vin輸出至相位差比較電路 23。又’電容器電壓相位檢測電路22，檢出與流經電容器 21的反相電流之相位相關的電容器21兩端的電壓Vcl，該 檢出的電壓VC1為第二訊號輸出到相位比較電路23。 11069pifl.doc 9 1282716 相位比較電路23，比較輸入的第一訊號與第二訊號雙 方的號之相位，將比較結果即雙方訊號的相位差有關的 訊號VP1，輪出至差動比較電路25。相位差設定電路27， 把前述之第一訊號與第二訊號的相位差〜阳7可變設定。形 成對應該設定的可變相位差VSET可調整輸入電力。 差動比較電路25，比較相位比較電路23輸出的相位 差訊號VP1 ’與在相位差設定電路27可變設定的相位差訊 號Vset的大小，將比較結果γΡ2輸出到電壓控制振盪器（以 下稱 VCO)29。即 VP1 > VSET 時輸出 VP2 =H，VP1 $ VSET 時 輸出Vp2=L。VC029，為控制反相電路9的振盪頻率數， 使與該相位差設定電路27可變設定的相位差相同的頻率 數控制手段，對應差動比較電路25的輸出訊號變化振盪頻 率數。 一般的VCO為類比電路，為對應輸入電壓而變化振 盪頻率數者。此處使用的VC0，如後面所述，為數位化的 模擬(simulate)電路動作的裝置，所以能夠對應差動比較電 路25供給的比較結果，變化振盪頻率數。 驅動電路31，依VC029的訊號使IGBT1i、13交互 作ΟΝ/OFF動作。在該驅動電路31的訊號使IGBT11、13 交互ΟΝ/OFF動作時，加熱線圈19與電容器21成串聯狀 態設定，由此，加熱線圈19發生高頻率電力，誘導加熱頂 板(top plate)上载置的鍋等之被加熱物。 初期電路33，為反相電路9的輸出電壓與相位相關之 第一訊號，與流過共振用電容器21的電流與相位相關之第 二訊號，雙方的訊號之相位差的初期設定用之初期設定手 11069pifl.doc 10 I282716 丰又’在電源投入時將初期訊號輸出到相位差設定電路27。 差"二疋電路27’在該初期電路33的初期訊號輸入時， :，一吼號與第二訊號的相位差設定為基準相位差如 =〇 。由此，如頂板上載置的被加熱物為鐵製鍋之場合， 雨入電力被5又疋為1 〇〇瓦特(界如）。 變流器CT(i)(currenttransformer)，檢測由交流電源i =給的電源流量IIN，將該檢出的電源電流IiN對應的訊號 輸出到輸入電流檢測電路43。該輸入電流檢測電路43，依 據變流器、CT(1)的輸出訊號檢測電源電流亦即輸入電流 IlN。 主負荷狀態檢測電路35，依據輸入電流檢測電路43的 十月報，檢測頂板上載置的負荷之狀態是否為適正的負荷。 以上之構成形成的基本作用，與專利文獻(1)(曰本專利第 2856788號)所揭示者相同。又，差動比較電路乃，為專利 文獻⑴中的低通濾波器(l〇w-pass fllter，LpF)的對應構成， 但此為依相位差訊號的比較，是用類比處理或用數位處理 之不同而機能名稱相異，本質上的機能是相同的。地 又’ IGBT11的發射極與加熱線圈19的連接部份亦有 變流器CT(2)插入。該變流器CT(2)的輸出訊號，經反相 流檢測電路51 ,供給負荷狀態檢測電路35。又，周期桿記 發生部52，依據輸入電流檢測電路43檢測的輪入^流 IIN，在父流電源的每半週期發生表示所定之期間 宜日 記(flug)(參考第5(b)圖）。 A/D變換部53的輸入端(p〇rt)，與電橋電路5正侧輸 出端子，反相電路9的輸出端子及輸入電流檢測電路^ n069pifi.doc 11 1282716 ^輪出端子侧連接。如此，A/D變換器將反相電路9的 電壓’輸㈣壓及輪出電流多路傳輸(multiplex)進行 t轉換。又，反相電路9的輸出電壓檢測，必要時可設 置分壓電阻(未圖示）。 在本實施例，用相位比較電路23、差動比較電路25、 —C029、負荷狀態檢測電路％、初期電路33、相位差設 Γί Ϊ路27 ’以及A/D變換器53構成控制電路(反相輸出控 ί =)54。惟控制電路54為有歷架構的CPU磁心的 :電腦(RISC微電腦)之構成。此處之RISC架構的cpu具 備如下之特徵 -全部的譯碼用布線邏輯(wired l〇gic)實現 在同一時間執行的單純之指令系統 -^線控制指令的執行處理 -大量的内部記存器 -大容量的高速緩衝記憶體(cache) ，為使上述的架構能有效率地執行程式，執行形式的程 式用編碼器(compiler)加以最適化。 上述之構成的RISC型微電腦，整體的處理性能，較 CISC 型(Complex Instruction Set c〇mputer，複雜指令集電 腦)微電腦提升。特別在累積演算等的執行速度，被才=高 速化。例如本實施例的控制電路54，一個指令的執行^度 僅在lgsec以下。 又 …第2圖為控制電路54執行vc〇29的機能，輸出ρ· 汛號1、2的處理程式之流程圖（n〇w chart)。第3圖為對靡 該處理的時序圖(timing chart)。在初期狀態，設定pwM訊 11069pifl.doc 12 1282716 號卜Η，PWM訊號2=L ;又，為設定值TMl、TM3設定 適當的初期值。 首先，控制電路54，在未圖示的載波發生用計時器 (timer)的計數(count)值為「〇」之場合(步驟s卜「YES」）， 開始計時器的向上計數(up count)動作（步驟S2)。然後，對 應差動比較電路25的比較結果vp2，設定設定值 TM1 〜TM3(步驟 S3〜S5)。即 VP2=H 時(S3，「YES」），減少 設定值TM1、TM3提高頻率數(S4) ; VP2二L時(步驟S3， 「NO」）增加設定值TM1、TM3，降低頻率數(步驟S5)。 然後，待機至計時器的計數值到達設定值TM1(步驟 S6)，到達時（rYES」）變更pWM訊號1為低水準(1〇w)(步 驟S7)。即自「開始」到此處PWM訊1的水準為高(high)， 反相電路9的上臂(arm)iGBTll成為ON之期間。 —其次，控制電路54再待機直到計時器的計數值到達 设疋，TM2(步驟S8)，到達（「YES」）時變更PWM訊號2 的為高水準(步驟S9)。即步驟S7〜S9的期間，pWM訊號卜 2的水準都在低方’反相電路9的上下臂、η二 者皆為〇FF的空載期間（dead time)。又，如設空載期間為 ’則對設定值TM1加上以咖相當的計數值就成為 設定值TM2。 ' μ —其次，控制電路54再待機直到計時器的計數值到達 步驟si〇)，到達（rYES」）時把pWM訊號2 的汁日守态切換為向下計數(加^^ c〇unt)(步驟Μ〗）。然後， 再待機至計數值到達TM1即(步驟s12，「yes」辦，變更 PWM為虎2為低水準（步驟S13)。亦即在步驟％〜如期 H069pifl.doc 13 1282716 PWM訊號卜2分別為低、高水準，此期間反相電路 的上臂IGBT11為OFF，下臂IGBT13為〇N。 再其次’控制電路54待機直到計時器的計數值到達 ，定值TM4(步驟S14)，到達（「YES」）時由内部發生擠入 起動進行各_定、檢_例行檢測程式(步驟81句，變 更PWM訊號1的水準為高水準。即在步驟犯〜仍的期 間’ PWM訊號1、2二者皆為低水準，反相電路9的上、 二臂IGBT1卜η二者皆成〇F的空載時間。因此，設定 值™4 ’為設定值TM1減去空載時間的相當計數 值而得者。 步驟S15執行後返回步驟S1。該pwM訊號i的水準， 在步驟S15〜S7的期間為高轉，故該期間内反相電路9 的上臂IGBT11為ON，下臂TGBT13為〇FF。 又，上述的處理，如PWM控制的載波頻率數在 20KHz〜ΙΟΟΚΗζ的範圍_動為前提，再考慮插入空載時 間，則計時器的分解能力（計數週期）有必要在 O.^sec 以 上0 又，相位差的檢測要與載波的週期同步進行之場合， 有必要測定由PWM訊號使上臂IGBT11開(〇N)之時點， 到反相電路9的輪出電流的零交叉點之時間。此場合，如 載波頻率數為l_Kz之場合，其職為_ee，所以相 位差=測定適是需要〇·1μ^。以上的分解能力。 第j圖為控制電路5 4執行檢測處理程式(routine)的流 私圖，、第5圖不與該檢測關連的時序(timin幻的時序圖。在 忒輊式(routing)，控制電路54在發生開始測定時間之前， 14 11069pifl.doc 1282716 —直處於待機狀況(步驟A〇)。 …^始測定時間’由第5_所示的週期標記供給。所 口月，期標記，為如前述由週期標記發生部52發生的標記， =5(a)圖所示商用交流電源的每半個週期，顯示電不流的 V父叉點附近之外的所定時間之標記。 控制電路5 4，依週期標記上升認知開始測定時間的發 生(步驟AO，「YES」），接著等待有無發生擠入(步驟ai)。 此處之擠入’為前述第2圖的步驟81如的發生内部的擠入 動作，在PWM載波之週期發生。然後，有發生擠入時 (「YES」），控制電路54由A/D變換部53讀入輸入電壓(步 驟 A2)。 該時讀入之輸入電壓，對前次讀入值急激上升或下降 之場合(f,驟A3「YES」），可想定為發生雷電渴流(surge)， 或商用交流電源發生停電，故對vc〇29輸出停止訊號停 止反相電路9的控制（步驟A4)，再回到步驟A0。另一方 面’该項入之輸入電壓，對前次之讀入值在通常可想定的 所定範圍内變化之場合(步驟A3，rN〇」），則移到步驟 Α5。 在步驟Α5、Α6，控制電路54分別讀入反相電路9的 輸出電壓、輸出電流。又，該些輸出電壓、輸出電流用A/D 變換讀入場合的波形，實際上為重疊PWM載波的波形， 可利用與PWM控制週期合併檢測，所以能夠處理重疊載 波的波形。 然後’控制電路54檢出輸出電壓與輸出電流間的相 位差(步驟Α7)。第6圖示相位差檢測的時序圖。相位差檢 15 11069pifi.doc 1282716 測，先測定由反相電壓相位檢測電路2〇的輪出訊號(第6⑻ 圖）的上升起’ 1電谷益電壓相位檢測電路的輸出訊號 (第6_)的上升之時間。但是，檢測電路22的輸出訊號， 對原來加熱線圈19流動的電流(第6⑻圖），相位差延遲 90。，所以該部分往後扣除。即檢測電路22的輸出訊號相 當於相位180度，所以扣除其1/2。 如上所述’在步驟A5〜A7讀人及檢 ，電=54將該些資料記存於記憶體(步驟、 j否發生測祕了時間(步驟A9)。測枝了上 ，所不的職標記的下降時間。非測定終止時”、、「 驟A1，如為測卿卿」)時，移動到 流電源的半週期内之二：理所":在商用交 =資料求其平均值。再以該求得
比較電路25，與相位差設定電乂;“f %輪出到差動 比較。 疋电路27运來的設定訊號VSET 其後’控制電路54對在步，驟^ 路9的輸出、輸出電流，計曾右^巧的反相電 所謂的有效值，為如所周知的，tf效值(=驟A11)。 data2......data η，即求j：二-欠大 1 °、11個的貧料 datal、 值，在IH加熱調理器的二埶5 = f的平方根。該些 驟AO。 、匕制時使用。然後再返回步 又 ，第4圖為對商用交流雷 ^原的半個週期進行檢如 11069pifl.doc 16 1282716 在步驟^ 12演算的有效值，更進而用複數個週期推求的平 均值進仃評計。又’如第5圖所示，以商用交流電源的半 個週期為單位’進行電壓、電流等的檢測，故在使用 作使輸入電流設定變化之場合，會在糕波形的零交叉點 附近、’進行PWM控制週期的變更。即載波頻率數的變化， 在電源電流水準比較低的期間進行。 如上所述本實施例，該控制電路54，依據誘導加埶調 理器的反相電路9之輸出電壓與輪出電流的相位差，並用 頻率可變PWM控制構成反相電路9的IGBT11、13，係用 R/SC微電腦構成。即因RISC微電腦能夠以極高速度演 算，用以取代先前的用類比IC構成的vc〇，能夠輸出高 速的PWM訊號控制反相電路9。又，a/d變換部53的A/D 變換亦能鬲速進行，故輸入訊號的瞬時之變化亦能抓住， 控制週期極短的場合亦能確實檢測相位差，能夠提升控制 反應速度。 用頻率可變控制之場合，該控制範圍，可如前述之例的 20KHz〜ΙΟΟΚΗζ範圍廣大，在頻率數高的區域檢測相位差 時，有必要進行高速度之處理，控制電路54用RISC微電 腦(或DSP)構成極為有效。加上，Rise微電腦具備的捕捉 機能（自激計數器（free_run counter)的計數值，例如鎖住觸 發訊號的每一上升棱(edge)，由該些差計測時間），可以容 易地檢出相位差。 另外，控制電路54，能夠用數位化控制VOC29輸出 的振盪訊號，故提高耐雜訊性，在頻率數低的區域，能夠 容易地防止反相電路9的IGBTU、13的開關損失之增大。 17 11069pifl.doc Ϊ282716 又，控制電路54，為對應PWM控制的載波之週期， 讀入反相電路9的輸人電流與輸出钱，在採取輸入訊號 波形樣本之前的階段，無需經時間常數大的電路濾波之必 要，此夠更k尚控制反應速度。又，控制電路％，計算電 流資料的有效值m料亦無需經過時間常數大的電路 平均化處理後再讀入之必要，可提升控制反應速度。而且， 在商用交流電源波形的零交叉_近，變化PWM控制的 載波頻率數，故能抑觸反相電路9的輸 化。如此，㈣在更短關隔進行切換操作。 艾 又’控制電路54，使用商用交流電源週期的半個週期 =間k測之值的平均值，來評估反相電路9的輸出電壓盥 =電流的相位差，故在因輸人訊號水準的大小，致檢測 &度差的場合’亦可將檢驗平均化用來評估。而且，相 心檢測’禁止在商用交流電源波形的零交叉點附近進 仃，故此夠避迴在檢測精度劣化的期間採取資料樣本。 另外，控制電路54，在檢測商用交流電源電壓，判斷 ς上升情況為異常值之場合，會停止反相電路9的控制操 ^故在如商用交流電源停電或源線發生制電流等時， 出該事故，保護反相電路9。 第二實施例 ^7圖及第8圖示本發明第二實施例的輸人電流及輸 —、0Hf的波形圖。與第—實施例相同部份使用同一符號， 略’以下僅對不同部份說明。第二實施例，在電流 檢出的輸人電流及反相輸出電流的訊號，經未圖示 、貝刀电路除去PWM載波頻率成份，形成或的 11069pifl.doc 18 1282716 =流電源波形的包络線之波形，即第7圖示其簡略的 此場合電壓、電流等的拎 μ肌發生的擠人訊號進行。即第4圖所對，=每1〇〇 A1判定為y谓」）的週期為每1(%sec w程圖的步驟 又’第8圖更具體的顯步 檢出處理。第8⑻圖為檢出停電的^電壓的異常 定在〇伏特(V)附近的L1。控制電二口4，二吊巧定水準設 在L1水準以下之電壓日寺，停止ν 沾續兩次檢出 合j VC029之振盪停止時點後經過馨辰遭=後此= 振盥動作會再開始。 ^ 3私之後，该 60HZ ^ W + 應的相位為約2·17度。因二C?測週期叫⑽對 嫩值，設定。點到相位 第8(b)圖為發生雷湧電流之場合， 設在比最大振幅值更高的位M。所以，m 準L2 續兩次檢出超過判定水準L2的電·夺，停止^ = 廣動作。此場合亦設定成，在Vc〇2 9的振 譬如3秒後，振盈動作會再開始。 振盈停止後經過 如上述之構成的第二實施例，用控制電路Μ 反相電路9的輪人電流及輸出電 用貝々 電源週期依據的包絡線波形，故 ^商用父流 率，能保持充裕的處理時間。 -某私度的樣本採取 本餐明不文上述各圖面記述的實施例之限制，有如下 11069pifl.doc 19 ⑽ 2716 之麦形或擴張之可能。 源週勒的半W 4可艾的時間，不限定必需用商用交電 ^的+週期，用半週期的倍數亦可。 玉 制亦可應輪入電力值逐步變化頻率數，進行頻率數可變控 率數力’把反相電路的輸出轉為頻 :替有極高速的演算能力，故 出高、#的妣⑹、類比1c構成之電壓控制振盪器，發 進=:=Γ反相電路。又，變換亦可高速 場人捕輪入訊號的瞬時變化，控制週期極短之 s亦此確貫進行㈣，也能提升控航應速度。 雖然本發明已以一較佳實施例揭露如上，然其並非用 限定本發明’任何熟習此技藝者，在不脫離本發明 2範圍内，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保 噗範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。 【圖式簡單說明】 第1圖不本發明第一實施例之誘導加熱調理器的電氣 構成圖。 ” 二第2圖示控制電路執行相當VOC之機能，輸出PWM 机號1、2的處理程式之流程圖。 11069pifl.doc 20 1282716 第3圖示對應第2圖之處理的時序圖。 第4圖控制電路執行檢測處理例行程式的流程圖。 形 第5(a)圖示反相電路的輸入電流及輸出電流相當之波 記 第5⑻圖示在商用交流電源的每半週期輸出的週期標 第6圖示相位差檢測的時序圖。 第7圖示本發明第二實施例之相當於 第8⑻圖輸入電壓的異常處理，示商交、=份。 時的判定水準L1。 又％電源停電 第8(b)圖輸入電壓的異常處理，示發生帝 判定水準L2。 田/勇電流時的 【主要元件符號說明】 5 9 11 19 21 54 1 交流電源 3 直流電源 電橋電路 反相電路 13 IGBT(開關元件） 加熱線圈（加熱手段） 電容器 空制電路(反相輪出控制電路） 11069pifl.doc 21