JP2009016210A - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Abstract

【課題】回路構成が複雑化することなく、インバータへの入力電流および加熱コイルに供給される高周波電流を精度良く検出できる誘導加熱調理器を提供する。
【解決手段】カレントトランスＣＴ３と電流検出回路４１とからなる電流検出部３５は、インバータ３２の出力電流Ｉｏを検出し、出力電流Ｉｏに基づいて、その全期間を平均化した電圧信号ＶIo0（全電流成分に相当）と、有効電流成分に相当する期間を抽出し平均化した電圧信号ＶIo1と、無効電流成分に相当する期間を抽出し平均化した電圧信号ＶIo2とを制御回路１１に出力する。制御回路１１は、これら電圧信号のうち、いずれか２つの電圧信号を用いてインバータ３２の入力電流Ｉｉの平均値を算出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電力を整流して直流化する直流電源部を電源として高周波電流を生成するインバータと、この高周波電流が供給されることにより被加熱調理器具を誘導加熱する加熱コイルとを備えた誘導加熱調理器に関する。

誘導加熱調理器においては、インバータへの入力電流および入力電圧やインバータから加熱コイルに供給される高周波電流などを検出することにより、調理器本体への入力電力の検出や被加熱調理器具の材質検知を行うようにしたものがある（例えば特許文献１、２参照）。

図９は、上記誘導加熱調理器の電気的構成の一例を示している。図９に示す誘導加熱調理器１は、２つのＩＨ加熱部を備えたものであり、それらに対応する２つのインバータ２、３を備えている。なお、インバータ２、３は基本構成が同じであるため、以下ではインバータ２とそれに対応する構成について説明し、インバータ３とそれに対応する構成については（ ）内に符号のみ示す。誘導加熱調理器１は、インバータ２（３）と、直流電源部４（５）と、入力電流検出部６（７）と、高周波電流検出部８（９）と、入力電圧検出部１０と、制御回路１１とから構成されている。

直流電源部４（５）は、ダイオードブリッジＤＢ１（ＤＢ２）、平滑用のコイルＬ１（Ｌ２）および平滑用のコンデンサＣ１（Ｃ２）から構成され、交流電源１２からの交流出力を直流化してインバータ２（３）に供給する。インバータ２（３）は、インバータ駆動回路１３（１４）、インバータ主回路１５（１６）、加熱コイルＬ３（Ｌ４）および共振コンデンサＣ３、Ｃ４（Ｃ５、Ｃ６）から構成され、加熱コイルＬ３（Ｌ４）に高周波電流を供給することで被加熱調理器具１７（１８）を誘導加熱する。入力電流検出部６（７）は、カレントトランスＣＴ１（ＣＴ２）および電流検出回路１９（２０）から構成され、直流電源部４（５）への入力電流を検出する。高周波電流検出部８（９）は、カレントトランスＣＴ３（ＣＴ４）および電流検出回路２１（２２）から構成され、加熱コイルＬ３（Ｌ４）に流れる高周波電流を検出する。入力電圧検出部１０は、トランスＴ１および電圧検出回路２３から構成され、直流電源部４（５）への入力電圧を検出する。

上記構成によれば、制御回路１１は、入力電流検出部６（７）により検出される直流電源部４（５）への入力電流、すなわちインバータ２（３）への入力電流と、高周波電流検出部８（９）により検出される加熱コイルＬ３（Ｌ４）に流れる高周波電流と、入力電圧検出部１０により検出される直流電源部４（５）への入力電圧とに基づいて、調理器本体への入力電力および被加熱調理器具１７（１８）の材質検知を行い、その結果に基づいてインバータ２（３）を制御するので、被加熱調理器具１７（１８）の材質に適した加熱を行うことができるようになっている。
特開２００２−２６０８３５号公報 特開２００４−１８５９０９号公報

しかしながら、従来技術の構成においては、インバータ２（３）の入力電流と高周波電流とを検出するため、１つのインバータ２（３）につき、２つのカレントトランスＣＴ１、ＣＴ３（ＣＴ２、ＣＴ４）と、２つの電流検出回路１９、２１（２０、２２）とが必要になってしまう。また、複数のＩＨ加熱部つまり複数のインバータを備えた誘導加熱調理器の場合、各インバータ２（３）への入力電流を個別に検出する必要があるが、上記構成ではこの入力電流を直流電源部４（５）への入力電流から検出している関係上、インバータ２（３）の数だけ直流電源部４（５）を設けなければならない。

さらに、各インバータ２（３）のインバータ主回路１５（１６）に別々の電源が供給されることに伴い、インバータ駆動回路１３（１４）の電源についても同様に、別々の電源供給が必要となる。このため、１つの制御回路１１で複数のインバータ駆動回路１３（１４）を制御する場合には、その制御信号を、絶縁用素子、例えばフォトカプラＰＨ１（ＰＨ２）を介して出力しなければならない。以上のように、従来技術のものでは、部品点数が増大し、複雑な回路構成になってしまうとともに、装置の製造コストが高騰してしまうという問題がある。
また、インバータ２（３）からの回生電流は平滑用のコンデンサＣ１（Ｃ２）に流れるが、コンデンサＣ１（Ｃ２）の容量は力率との兼ね合いから十分に大きくできない。このため、回生電流の一部が高周波電流として交流電源１２側に流れ込んでしまい、この影響により、直流電源部４（５）への入力電流を精度良く検出できなくなってしまう。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路構成が複雑化することなく、インバータへの入力電流および加熱コイルに供給される高周波電流を精度良く検出できる誘導加熱調理器を提供することにある。

本発明の誘導加熱調理器は、調理器本体と、交流電源より供給される交流電力を整流して直流化する直流電源部と、前記直流電源部を電源として高周波電流を生成するインバータと、前記高周波電流が供給されることにより被加熱調理器具を誘導加熱する加熱コイルと、前記インバータを制御することにより前記被加熱調理器具に対する加熱を制御するインバータ制御部とを備えた誘導加熱調理器において、前記高周波電流を検出する高周波電流検出部と、前記高周波電流検出部の検出値に基づいて、前記高周波電流の全電流成分、有効電流成分および無効電流成分のうち少なくとも２つの電流成分を検出し、それら電流成分に基づいて前記インバータへの入力電流を検出するインバータ入力電流検出部とを備えていることを特徴とする。

本発明によれば、高周波電流検出部により検出された高周波電流の検出値に基づいて、インバータへの入力電流を検出するので、回路構成が複雑化することなく、インバータへの入力電流および加熱コイルに供給される高周波電流を精度良く検出することができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１〜図５を参照しながら説明する。
図１は、２つのＩＨ加熱部を備えた誘導加熱調理器の電気構成を概略的に示しており、図９と同一の構成部分には同一符号を付している。図１に示す誘導加熱調理器３１は、インバータ３２、３３と、直流電源部３４と、電流検出部３５、３６（高周波電流検出部に相当）と、インバータ入力電圧検出部３７と、制御回路１１とを備えている。なお、インバータ３２、３３は、基本構成が同じであるため、以下では従来技術と同様に、インバータ３２とそれに対応する部分について説明し、インバータ３３とそれに対応する部分については説明を省略し、（ ）内に符号のみ示す。

直流電源部３４は、ダイオードブリッジＤＢ１、平滑用のコイルＬ１、Ｌ２および平滑用のコンデンサＣ１、Ｃ２から構成されている。ダイオードブリッジＤＢ１は、４つのダイオードをブリッジ状に接続した周知構成であり、その交流入力端子には商用交流電源１２からの交流出力が与えられている。ダイオードブリッジＤＢ１の一方の直流出力端子はコイルＬ１を介して電源線３８に接続されるとともに、コイルＬ２を介して電源線３９に接続されている。ダイオードブリッジＤＢ１の他方の直流出力端子は電源線４０に接続されている。電源線３８と電源線４０との間にはコンデンサＣ１が接続され、電源線３９と電源線４０との間にはコンデンサＣ２が接続されている。このような構成により、直流電源部３４は、交流電源１２からの交流出力を直流化した出力をインバータ３２、３３に供給するようになっている。

インバータ３２（３３）は、インバータ駆動回路１３（１４）、インバータ主回路１５（１６）、加熱コイルＬ３（Ｌ４）および共振コンデンサＣ３、Ｃ４（Ｃ５、Ｃ６）から構成されている。インバータ駆動回路１３（１４）には、制御回路１１から制御信号が与えられており、この制御信号に基づいてインバータ主回路１５（１６）を駆動するようになっている。インバータ主回路１５（１６）は、例えばＩＧＢＴであるトランジスタＱ１、Ｑ２（Ｑ３、Ｑ４）およびフライホイールダイオードＤ１、Ｄ２（Ｄ３、Ｄ４）を備えた周知のハーフブリッジ形の構成である。

トランジスタＱ１（Ｑ３）のコレクタは電源線３８（３９）に接続され、トランジスタＱ２（Ｑ４）のエミッタは電源線４０に接続されている。トランジスタＱ１、Ｑ２（Ｑ３、Ｑ４）の各ゲートには、インバータ駆動回路１３（１４）から駆動信号が与えられている。トランジスタＱ１とＱ２（Ｑ３とＱ４）の共通接続点は、加熱コイルＬ３（Ｌ４）の一端に接続されている。加熱コイルＬ３（Ｌ４）の他端は、共振コンデンサＣ３（Ｃ５）を介して電源線３８（３９）に接続されるとともに、共振コンデンサＣ４（Ｃ６）を介して電源線４０に接続されている。このような構成により、インバータ３２（３３）は、インバータ駆動回路１３（１４）から与えられる駆動信号に応じて加熱コイルＬ３（Ｌ４）に高周波電流を供給し、被加熱調理器具１７（１８）を誘導加熱するようになっている。

電流検出部３５（３６）は、カレントトランスＣＴ３（ＣＴ４）および電流検出回路４１（４２）とから構成されている。カレントトランスＣＴ３（ＣＴ４）の一次巻線は、加熱コイルＬ３（Ｌ４）の他端と、共振コンデンサＣ３およびＣ４（Ｃ５およびＣ６）の共通接続点との間に介在するように設けられている。一方、カレントトランスＣＴ３（ＣＴ４）の二次巻線は、一次巻線に流れる電流と逆極性となる電流が自身に流れるように構成されており、その両端は、電流検出回路４１（４２）の入力端子ｃ１、ｃ２に接続されている。電流検出回路４１（４２）の入力端子ｖには、加熱コイルＬ３（Ｌ４）の一端が接続されている。詳細は後述するが、電流検出回路４１（４２）は、これらの入力に基づいた検出信号を制御回路１１に出力するための出力端子Ｉ、Ｐ１、Ｐ２を有している。

インバータ入力電圧検出部３７は、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２とコンデンサＣ３１とから構成されている。抵抗Ｒ３１とＲ３２とは直列に接続されており、その直列回路の両端には、直流電源部３４のダイオードブリッジＤＢ１の直流出力端子が接続されている。コンデンサＣ３１は、抵抗Ｒ３２に対し並列に接続されている。このような構成により、インバータ入力電圧検出部３７は、ダイオードブリッジＤＢ１の直流出力端子における全波整流された直流出力を分圧した電圧Ｖvdoを制御回路１１に出力するようになっている。

制御回路１１（インバータ制御部に相当）は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどを備えたマイクロコンピュータを主体として構成されている。制御回路１１および電流検出回路４１、４２には、電源端子Ｖｄと電源線４０とから電源Ｖｄが供給されるようになっている。また、インバータ駆動回路１３、１４には、電源端子Ｖｃと電源線４０とから電源Ｖｃが供給されるようになっている。すなわち、上記構成の全ての回路には電源供給用の電源線４０が接続されており、これにより、基準電位Ｖｅ（グランド電位）を共通にしている。なお、本実施形態では、電流検出回路４１（４２）と制御回路１１とからインバータ入力電流検出部が構成される。

図２は、電流検出回路４１の詳細構成を示している。なお、電流検出回路４２は、電流検出回路４１と同様の構成であるので説明を省略する。電流検出回路４１は、位相検出回路５１および出力回路５２から構成されている。このうち、位相検出回路５１（位相差検出部に相当）は、ダイオードブリッジＤＢ５１、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５８、トランジスタＱ５１、ＡＮＤゲート５３、５４、バッファゲート５５、インバータゲート５６およびダイオードＤ５１、Ｄ５２から構成されている。

ダイオードブリッジＤＢ５１は、周知の構成であり、その交流入力端子は、電流検出回路４１の入力端子ｃ１、ｃ２に接続されている。ダイオードブリッジＤＢ５１の直流出力端子は、電源線５７および電源線４０に接続されている。電源線５７と電源線４０との間には、ダイオードブリッジＤＢ５１から出力される電流を電圧に変換するための抵抗Ｒ５１が接続されている。

入力端子ｃ１は、抵抗Ｒ５２を介してトランジスタＱ５１のベースに接続され、トランジスタＱ５１のベースは、抵抗Ｒ５３を介してそのエミッタに接続されている。トランジスタＱ５１のエミッタは電源線４０に接続されており、コレクタは抵抗Ｒ５４を介して電源端子Ｖｄに接続されている。トランジスタＱ５１のコレクタは、ＡＮＤゲート５３の一方の反転入力端子およびＡＮＤゲート５４の一方の非反転入力端子に接続されている。ＡＮＤゲート５３の他方の反転入力端子およびＡＮＤゲート５４の他方の非反転入力端子には、入力端子ｖの電圧、つまり加熱コイルＬ３の一端の電圧を抵抗Ｒ５５およびＲ５６により分圧した電圧Ｖvoが与えられている。

ＡＮＤゲート５３、５４は、オープンドレイン出力であり、それらの出力端子は、それぞれ抵抗Ｒ５７、Ｒ５８を介して電源端子Ｖｄに接続されている。また、ＡＮＤゲート５３、５４の各出力端子は、ダイオードＤ５１、Ｄ５２のアノードにそれぞれ接続されている。ダイオードＤ５１、Ｄ５２の各カソードは共通に接続されるとともに、バッファゲート５５の入力端子およびインバータゲート５６の入力端子に接続されている。

出力回路５２（電流成分検出部に相当）は、抵抗Ｒ５９〜Ｒ６３およびコンデンサＣ５１〜Ｃ５３から構成されている。電源線５７と電源線４０との間には、抵抗Ｒ５９とコンデンサＣ５１との直列回路、抵抗Ｒ６０とコンデンサＣ５２との直列回路および抵抗Ｒ６１とコンデンサＣ５３との直列回路が接続されている。

抵抗Ｒ５９とコンデンサＣ５１との共通接続点は、抵抗Ｒ６２を介して位相検出回路５１のバッファゲート５５の出力端子に接続されるとともに、電圧信号ＶIo1の出力端子Ｐ１に接続されている。抵抗Ｒ６０とコンデンサＣ５２との共通接続点は、抵抗Ｒ６３を介して位相検出回路５１のインバータゲート５６の出力端子に接続されるとともに、電圧信号ＶIo2の出力端子Ｐ２に接続されている。抵抗Ｒ６１とコンデンサＣ５３との共通接続点は、電圧信号ＶIo0の出力端子Ｉに接続されている。なお、抵抗Ｒ６２および抵抗Ｒ６３の抵抗値は、抵抗Ｒ５９および抵抗Ｒ６０の抵抗値に比べ非常に小さい値に設定されている。

次に、本実施形態の作用について図３および図４も参照しながら説明する。
まず、被加熱調理器具１７を誘導加熱する際におけるインバータ３２の発振動作について説明する。図３は、インバータ３２の駆動時における各部の電圧波形および電流波形を示している。インバータ主回路１５のトランジスタＱ１、Ｑ２がスイッチングされインバータ３２が駆動されると、トランジスタＱ１、Ｑ２の共通接続点の電圧Ｖｏおよび加熱コイルＬ３に流れる電流Ｉｏ（インバータ３２の出力電圧および出力電流）は、図３（ａ）および（ｂ）に示すような波形となる。すなわち、出力電圧Ｖｏは、トランジスタＱ１、Ｑ２のスイッチング周期（インバータ３２の発振周波数）に応じた周期で変化する矩形波となる。これに対し、出力電流Ｉｏは、出力電圧Ｖｏと同じ周期で変化する正弦波となるが、その位相が出力電圧Ｖｏの位相よりもθｄだけ遅れたものとなる。

なお、図３（ａ）における電圧Ｖｉは、平滑用のコンデンサＣ１の端子電圧であり、インバータ３２の入力電圧である。この電圧Ｖｉは、商用交流電源１２からの交流出力（正弦波）を全波整流したものであり、商用交流電源１２の周期（約５０Ｈｚまたは約６０Ｈｚ）で変動している。しかし、インバータ３２の発振周波数は例えば３０ｋＨｚであり、インバータ３２の発振の数サイクル程度の短い時間においては、電圧Ｖｉは、ほとんど変化しない。このため、図３（ａ）中では、電圧Ｖｉを略一定として示している。

続いて、インバータ３２の駆動時の発振の１サイクル（図３の時刻ｔ０〜ｔ４）において、インバータ３２に流れる高周波電流について説明する。図４は、この高周波電流の流れる経路を示すものであり、図１におけるインバータ３２に関連する部分を拡大して示す図である。なお、図４では、高周波電流の流れに関係しない構成部分については一部省略している。

［１］時刻ｔ０〜ｔ１の期間について
時刻ｔ０〜ｔ１の期間においては、インバータ駆動回路１３からインバータ主回路１５に対し、トランジスタＱ１をオンさせ、トランジスタＱ２をオフさせるような駆動信号が与えられる。この期間に流れる高周波電流の経路を、図４中にて破線＋△印で示す。すなわち、時刻ｔ０〜ｔ１の期間には「コンデンサＣ１→トランジスタＱ１→加熱コイルＬ３→共振コンデンサＣ４→コンデンサＣ１…」という経路と、「共振コンデンサＣ３→トランジスタＱ１→加熱コイルＬ３→共振コンデンサＣ３…」という経路とに高周波電流が流れる。

［２］時刻ｔ１〜ｔ２の期間について
時刻ｔ１〜ｔ２の期間においては、インバータ駆動回路１３からインバータ主回路１５に対し、トランジスタＱ１およびＱ２をいずれもオフさせるような駆動信号が与えられる。この期間に流れる高周波電流の経路を、図４中にて実線＋△印で示す。すなわち、時刻ｔ１〜ｔ２の期間には「共振コンデンサＣ３→コンデンサＣ１→ダイオードＤ２→加熱コイルＬ３→共振コンデンサＣ３…」という経路と、「加熱コイルＬ３→共振コンデンサＣ４→ダイオードＤ２→加熱コイルＬ３…」という経路とに高周波電流が流れる。

［３］時刻ｔ２〜ｔ３の期間について
時刻ｔ２〜ｔ３の期間においては、インバータ駆動回路１３からインバータ主回路１５に対し、トランジスタＱ１をオフさせ、トランジスタＱ２をオンさせるような駆動信号が与えられる。この期間に流れる高周波電流の経路を、図４中にて実線＋▲印で示す。すなわち、時刻ｔ２〜ｔ３の期間には「コンデンサＣ１→共振コンデンサＣ３→加熱コイルＬ３→トランジスタＱ２→コンデンサＣ１…」という経路と、「共振コンデンサＣ４→加熱コイルＬ３→トランジスタＱ２→共振コンデンサＣ４…」という経路とに高周波電流が流れる。

［４］時刻ｔ３〜ｔ４の期間について
時刻ｔ３〜ｔ４の期間においては、インバータ駆動回路１３からインバータ主回路１５に対し、トランジスタＱ１およびＱ２をいずれもオフさせるような駆動信号が与えられる。この期間に流れる高周波電流の経路を、図４中にて破線＋▲印で示す。すなわち、時刻ｔ３〜ｔ４の期間には「共振コンデンサＣ４→加熱コイルＬ３→ダイオードＤ１→コンデンサＣ１→共振コンデンサＣ４…」という経路と、「共振コンデンサＣ３→加熱コイルＬ３→ダイオードＤ１→共振コンデンサＣ３…」という経路とに高周波電流が流れる。

インバータ３２駆動時において、上記［１］〜［４］のように高周波電流が流れるため、インバータ３２の入力電流Ｉｉの波高値は、図３（ｂ）に示すように、加熱コイルＬ３を流れるインバータ３２の出力電流Ｉｏの波高値（ピーク値）の１／２となる。また、入力電流Ｉｉは、［１］、［３］の期間ではコンデンサＣ１側からインバータ３２側に対して流れ込むもの（有効電流成分）となり、［２］、［４］の期間ではインバータ３２側からコンデンサＣ１側に対して流れ込む回生電流（無効電流成分）となる。

上記のとおり発振動作を行うインバータ３２の入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaは、［１］、［３］の期間の入力電流Ｉｉの絶対値の平均値を電流Ｉi1（有効電流成分）で示し、［２］、［４］の期間の入力電流Ｉｉの絶対値の平均値を電流Ｉi2（無効電流成分）で示すと、下記（１）式で表される。そして、インバータ３２の入力電力Ｐｉは、インバータ３２の入力電圧Ｖｉと上記入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaとから下記（２）式で表される。

また、インバータ３２の入力電力Ｐｉは、前述した入力電流Ｉｉと出力電流Ｉｏとの関係（Ｉｉ＝１／２×Ｉｏ）から、下記（３）式のようにインバータ３２の出力電流Ｉｏに基づいても算出することができる。

ただし、Ｉo1は、［１］、［３］の期間の出力電流Ｉｏの絶対値の平均値（有効電流成分に相当）を示し、Ｉo2は、［２］、［４］の期間の出力電流Ｉｏの絶対値の平均値（無効電流成分に相当）を示す。

上記したとおり、インバータ３２の入力電流Ｉｉおよび入力電力Ｐｉを、インバータ３２の出力電流Ｉｏに基づいて算出することができる。そこで、本実施形態の誘導加熱調理器３１では、電流検出部３５により、インバータ３２の出力電流Ｉｏを検出し、その検出結果に基づいて、制御回路１１がインバータ３２への入力電流Ｉｉおよび入力電力Ｐｉを算出するように構成されている（詳細は後述する）。

続いて、電流検出部３５の検出動作について説明する。インバータ３２の出力電流Ｉｏは、カレントトランスＣＴ３を介してダイオードブリッジＤＢ５１により全波整流され、抵抗Ｒ５１により電圧に変換される。この出力電流Ｉｏに基づく電圧は、電源線５７を介して出力回路５２に与えられる。また、出力電流Ｉｏは、カレントトランスＣＴ３および抵抗Ｒ５２を介してトランジスタＱ５１のベースに入力される。そして、トランジスタＱ５１のコレクタから電圧信号Ｖioとして出力される。一方、インバータ３２の出力電圧Ｖｏ、すなわち、インバータ主回路１５のトランジスタＱ１、Ｑ２の共通接続点の電圧は、抵抗Ｒ５５、Ｒ５６により分圧され、これら抵抗Ｒ５５、Ｒ５６の共通接続点から電圧信号Ｖvoとして出力される。

インバータ３２の出力電圧Ｖｏに基づく電圧信号Ｖvoおよび出力電流Ｉｏに基づく電圧信号Ｖioの波形は、図３（ｃ）および（ｄ）に示すようになる。すなわち、電圧信号Ｖvoは、出力電圧Ｖｏと同位相、同周期の方形波となる。一方、電圧信号Ｖioは、出力電流Ｉｏと同位相、同周期の方形波であり、電圧信号Ｖvoよりもθｄだけ遅れた波形となる。このように、電圧信号ＶvoおよびＶioは、それぞれ出力電圧Ｖｏおよび出力電流Ｉｏの位相を示す位相信号に相当する。電圧信号Ｖioは、ＡＮＤゲート５３の一方の反転入力端子とＡＮＤゲート５４の一方の非反転入力端子とに共通に与えられており、電圧信号Ｖvoは、ＡＮＤゲート５３の他方の反転入力端子とＡＮＤゲート５４の他方の非反転入力端子とに共通に与えられている。

これにより、電圧信号ＶioとＶvoの論理レベルが一致した場合には、バッファゲート５５から出力される電圧信号Ｐo1はＨレベルとなり、インバータゲート５６から出力される電圧信号Ｐo2はＬレベルとなる。これに対し、電圧信号ＶioとＶvoの論理レベルが一致しない場合には、電圧信号Ｐo1はＬレベルとなり、電圧信号Ｐo2はＨレベルとなる。すなわち、電圧信号Ｐo1、Ｐo2は、図３（ｅ）、（ｆ）に示すとおりの波形となる。図３に示すように、電圧信号Ｐo1がＨレベルの期間は、入力電流Ｉｉが有効電流成分となる［１］、［３］の期間と一致し、電圧信号Ｐo2がＨレベルの期間は、入力電流Ｉｉが無効電流成分となる［２］、［４］の期間と一致している。

さて、電流検出回路４１の出力回路５２においては、出力電流Ｉｏに基づく電源線５７の電圧が、抵抗Ｒ５９〜Ｒ６１とコンデンサＣ５１〜Ｃ５３とからなるローパスフィルタにより、平滑化（平均化）されて出力端子Ｉ、Ｐ１、Ｐ２から出力されるようになっている。このうち、出力端子Ｉからは、出力電流Ｉｏに基づく電圧の全期間を平均化した電圧信号ＶIo0（全電流成分に相当）が出力される。

これに対し、出力端子Ｐ１には、抵抗Ｒ６２を介して電圧信号Ｐo1が与えられており、出力端子Ｐ２には、抵抗Ｒ６３を介して電圧信号Ｐo2が与えられている。前述したように、これら抵抗Ｒ６２、Ｒ６３は、抵抗Ｒ５９、Ｒ６０に比べて小さい抵抗値としている。このため、電圧信号Ｐo1、Ｐo2がＬレベルのときには、出力端子Ｐ１、Ｐ２から出力される電圧信号は極めて小さい値（ほぼＬレベル）となる。従って、出力端子Ｐ１からは、出力電流Ｉｏに基づく電圧の［１］、［３］の期間（Ｐo1がＨレベルの期間）を抽出し平均化した電圧信号ＶIo1（有効電流成分に相当）が出力され、出力端子Ｐ２からは、［２］、［４］の期間（Ｐo2がＨレベルの期間）を抽出し平均化した電圧信号ＶIo2（無効電流成分に相当）が出力される。

上記のようにして、電流検出部３５において検出された電圧信号ＶIo0、ＶIo1、ＶIo2は、制御回路１１に与えられている。制御回路１１は、これら電圧信号ＶIo0、ＶIo1、ＶIo2に基づいて入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaを以下のとおり算出する。すなわち、入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaは、上記（１）式〜（３）式と、出力電流Ｉｏの各期間の電流成分に相当する電圧信号ＶIo0、ＶIo1、ＶIo2とに基づいて、以下の（４）式〜（６）式により算出することができる。制御回路１１は、電圧信号ＶIo0、ＶIo1、ＶIo2のうち、いずれか２つの電圧信号を用いて（４）式〜（６）式のいずれかの式により、インバータ３２の入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaを算出する。

ただし、Ｋは、電流検出部３５における種々の回路特性や回路定数などに応じて、予め設定される定数であり、電流検出部３５から出力される各電圧信号と上記（４）式〜（６）式とから入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaを精度良く算出できるような値となっている。

制御回路１１は、上記のとおり検出したインバータ３２の出力電流Ｉｏ、入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaに基づいて、被加熱調理器具１７の材質を以下のように検知する。図５（ａ）は、被加熱調理器具の材質に応じた入力電流Ｉｉと出力電流Ｉｏとの関係を示す図であり、図５（ｂ）は加熱コイルの等価回路図である。すなわち、被加熱調理器具１７の材質が鉄などの磁性体の場合、加熱コイルＬ３で発生した磁束は被加熱調理器具１７を通り易くなり、被加熱調理器具１７と鎖交し易くなる。その結果、漏れ磁束が少なくなり、加熱コイルＬ３の等価インダクタンスＬ（図５（ｂ）参照）は小さくなる。また、磁性体材料は比抵抗が大きく、表皮効果（鍋底のトッププレート側に渦電流が集中する効果）も大きいので加熱コイルＬ３の等価抵抗Ｒ（図５（ｂ）参照）が大きくなる。

一方、アルミや銅のように非磁性で比抵抗が小さい材料の場合、加熱コイルＬ３で発生した磁束は被加熱調理器具１７に通り難くなり、漏れ磁束が多くなるので加熱コイルＬ３の等価インダクタンスＬが大きくなる。そして、比抵抗が小さく表皮効果も小さいので等価抵抗Ｒも小さくなる。また、土鍋などの非金属鍋の場合あるいは無負荷の場合は、誘導電流が全く流れないので等価インダクタンスＬは最も大きくなり、等価抵抗Ｒは最も小さくなる。

そして、出力電流Ｉｏは、加熱コイルＬ３の等価インピーダンスＺに反比例し、入力電流Ｉｉは、出力電流ＩｏとＲ／Ｚに比例する。その結果、被加熱調理器具１７の材質に応じて図５（ａ）に示すような関係となる。すなわち、
材質 出力電流Ｉｏ 入力電流Ｉｉ
鉄 小（Ｒが大 →Ｚが大） 大（Ｒ／Ｚが大）
アルミ 大（Ｒが小 →Ｚが小） 小（Ｒ／Ｚが小）
非金属（土鍋） 小（ωＬが大→Ｚが大） 小（Ｒ／Ｚが小）
従って、入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaおよび出力電流Ｉｏの大小関係に基づいて、被加熱調理器具１７の材質を検知（判定）することができる。

また、制御回路１１には、インバータ入力電圧検出部３７からインバータ３２の入力電圧Ｖｉに基づく電圧Ｖvdoが与えられている。制御回路１１は、算出した入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaと電圧Ｖvdoとからインバータ３２の入力電力Ｐｉを算出する。そして、制御回路１１は、検知した被加熱調理器具１７の材質や検出したインバータ３２の入力電力Ｐｉなどに基づいてインバータ３２の制御を行うことにより、被加熱調理器具１７の誘導加熱を制御するようになっている。

以上説明したように、本実施形態によれば次のような効果を奏する。
カレントトランスＣＴ３と電流検出回路４１とから構成された電流検出部３５は、インバータ３２の出力電流Ｉｏを検出するとともに、この出力電流Ｉｏに基づいて、その全期間を平均化した電圧信号ＶIo0（全電流成分に相当）と、有効電流成分に相当する期間を抽出し平均化した電圧信号ＶIo1と、無効電流成分に相当する期間を抽出し平均化した電圧信号ＶIo2とを制御回路１１に出力する。制御回路１１は、これら電圧信号のうち、いずれか２つの電圧信号を用いてインバータ３２の入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaを算出する。これにより、従来技術とは異なり、インバータ３２の入力電流Ｉｉを直接検出するための電流検出部（カレントトランスおよび電流検出回路）を設ける必要がなくなる。従って、装置の回路構成が複雑化することなく、インバータ３２の入力電流Ｉｉおよび出力電流Ｉｏを検出することができる。

制御回路１１は、マイクロコンピュータを主体として構成されており、出力電流Ｉｏの各期間の電流成分に相当する電圧信号ＶIo0、ＶIo1、ＶIo2のうち、いずれか２つの電圧信号を用いて、上記した（４）式〜（６）式のいずれかの式による簡単な演算から、インバータ３２の入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaを算出する。従って、装置の回路構成が複雑化することなく、インバータ３２の入力電流Ｉｉを精度良く検出できる。

また、電流検出回路４１および４２は、インバータ３２および３３の各出力電流に基づいて電圧信号（ＶIo0、ＶIo1、ＶIo2）を制御回路１１に出力し、制御回路１１が、その電圧信号に基づいてインバータ３２および３３の各入力電流を検出する。このように構成すれば、本実施形態のように、２つのＩＨ加熱部を有する誘導加熱調理器３１において、２つのインバータ３２、３３の入力電流を個別に検出する必要がなくなるため、インバータ３２、３３に直流電源を供給する直流電源部の構成を共通使用することが可能となる。具体的には、直流電源部３４を構成するダイオードブリッジＤＢ１、コイルＬ１、Ｌ２、コンデンサＣ１、Ｃ２のうち、最も高価なダイオードブリッジＤＢ１をインバータ３２および３３にて共通使用することができる。従って、装置の回路構成を簡単化するとともに、製造コストの低減を図ることができる。

上記したように直流電源部３４の共通化を行ったことにより、インバータ駆動回路１３、１４およびインバータ主回路１５、１６に電源供給用の電源線４０を接続してインバータ３２、３３の基準電位（グランド電位）を共通することが可能となる。これに伴い、制御回路１１を含む他の回路にも電源供給用の電源線４０を接続し、インバータ３２、３３と他の回路との基準電位（グランド電位）を共通にした。従って、１つの制御回路１１（マイクロコンピュータ）で複数のインバータ３２、３３の駆動を制御する場合であっても、その制御信号の伝送経路を絶縁する必要がなくなる。つまり、フォトカプラなどの絶縁用素子が不要となるので、装置の回路構成を簡単化するとともに、製造コストの低減を図ることができる。

上記したとおり、本実施形態の構成では、インバータ３２（３３）の出力電流に基づいてインバータ３２（３３）の入力電流を算出するようにしたので、インバータ３２（３３）の入力電流を直接検出することがない。このように構成すれば、インバータ３２（３３）からの回生電流（図３における時刻ｔ１〜ｔ２の期間および時刻ｔ３〜ｔ４の期間）の一部が交流電源１２側に流れ込んだ場合であっても、入力電流の検出精度に影響を及ぼすことがない。従って、インバータ３２（３３）の入力電流を精度良く検出できる。

制御回路１１は、上記のとおり検出したインバータ３２の出力電流Ｉｏ、入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaに基づいて被加熱調理器具１７の材質を検知する。そして、制御回路１１は、この検知結果に基づいて、インバータ３２の駆動を制御する。このように構成すれば、装置の回路構成が複雑化することなく、検知した被加熱調理器具１７の材質に応じて最適な加熱を実行することができる。

インバータ入力電圧検出部３７は、インバータ３２（３３）の入力電圧Ｖｉを抵抗Ｒ３１、Ｒ３２により分圧し、コンデンサＣ３１により平滑化した電圧Ｖvdoを制御回路１１に出力する。制御回路１１は、この電圧Ｖvdoと、入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaとからインバータ３２（３３）の入力電力Ｐｉを算出する。そして、制御回路１１は、この入力電力Ｐｉに基づいてインバータ３２（３３）の駆動を制御する。このように構成すれば、装置の回路構成を簡単化するとともに、インバータ３２（３３）の入力電力Ｐｉに基づいて、交流電源１２の電源電圧変動などに対応した加熱制御を実行することができる。

（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について図６および図７を参照しながら説明する。
図６は、第１の実施形態における図２相当図であり、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。図６に示す電流検出回路６１は、図２に示す電流検出回路４１に対し、位相検出回路５１に替えて位相検出回路６２（位相差検出部に相当）を備えている点と、出力回路５２に替えて出力回路６３を備えている点と、出力端子Ｐ１およびＰ２に替えて出力端子Ｐを備えている点とが異なっている。

位相検出回路６２は、位相検出回路５１におけるオープンドレイン出力のＡＮＤゲート５３、５４に替えて、プッシュ−プル出力のＡＮＤゲート６４、６５を有している。また、位相検出回路６２は、位相検出回路５１におけるダイオードＤ５１、Ｄ５２および抵抗Ｒ５７、Ｒ５８に替えてＯＲゲート６６を有している。ＡＮＤゲート６４、６５の各出力端子は、それぞれＯＲゲート６６の非反転入力端子に接続されている。このＯＲゲート６６の出力端子からは、電圧信号Ｖθが出力されるようになっている。

出力回路６３は、出力回路５２における抵抗Ｒ５９、Ｒ６０、Ｒ６２、Ｒ６３およびコンデンサＣ５１、Ｃ５２に替えて、抵抗Ｒ７１およびコンデンサＣ７１を有している。抵抗Ｒ７１とコンデンサＣ７１とは、位相検出回路６２のＯＲゲート６６の出力端子と電源線４０との間に直列に接続されている。抵抗Ｒ７１とコンデンサＣ７１の共通接続点は、電圧信号Ｖθａの出力端子Ｐに接続されている。すなわち、電流検出回路６１は、第１の実施形態における電流検出回路４１に比べて回路構成が簡素化されている。なお、本実施形態では、電流検出回路６１と制御回路１１とからインバータ入力電流検出部が構成される。

次に、上記構成の作用について図７も参照しながら説明する。
図７は、第１の実施形態における図３相当図であり、インバータ３２の駆動時における各部の電圧波形および電流波形を示している。電流検出回路６１のＡＮＤゲート６４、６５の各入力端子には、電流検出回路４１におけるＡＮＤゲート５３、５４の各入力端子と同様に、電圧信号ＶvoおよびＶioが与えられている。これにより、電圧信号ＶioとＶvoの論理レベルが一致した場合には、ＯＲゲート６６から出力される電圧信号ＶθはＨレベルとなり、電圧信号ＶioとＶvoの論理レベルが一致しない場合にはＬレベルとなる。すなわち、電圧信号Ｖθは、図７（ｅ）に示すとおり、第１の実施形態における電圧信号Ｐo1（図３（ｅ）参照）と同じ波形となる。また、電圧信号Ｖθは、電圧信号Ｖvo（図７（ｃ））と電圧信号Ｖio（図７（ｄ））との位相差θを示す信号となっている。つまり、電圧信号Ｖθは、出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏとの位相差θを示すようになっている。

電流検出回路６１の出力回路６３においては、ＯＲゲート６６の出力端子における電圧信号Ｖθが、抵抗Ｒ７１とコンデンサＣ７１とからなるローパスフィルタにより、平滑化（平均化）されて出力端子Ｐから出力されるようになっている。これにより、出力端子Ｐからは、出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏとの位相差θを示す電圧信号Ｖθの全期間を平均化した電圧信号Ｖθａが出力される。

さて、インバータ３２の入力電流Ｉｉの全期間の絶対値の平均値Ｉi0と、入力電流Ｉｉの［１］、［３］の期間（第１の実施形態参照）の絶対値の平均値Ｉi1と、入力電流Ｉｉの［２］、［４］の期間（第１の実施形態参照）の絶対値の平均値Ｉi2とは、出力電流Ｉｏのピーク値Ｉop（図７（ｂ）参照）と、出力電圧Ｖｏおよび出力電流Ｉｏの位相差θとに基づいて、下記（７）式〜（９）式によって算出することができる。

制御回路１１には、電流検出回路６１において検出された電圧信号Ｖθａ（図７（ｅ））と、電流検出回路４１と同様にして検出された電圧信号ＶIo0（図７（ｆ））とが与えられている。制御回路１１は、電圧信号Ｖθａから算出される位相差θと、電圧信号ＶIo0から算出されるピーク値Ｉopと、これら（７）式〜（９）式とからインバータ３２の入力電流Ｉｉの各期間における絶対値の平均値Ｉi0（全電流成分に相当）、Ｉi1（有効電流成分に相当）、Ｉi2（無効電流成分に相当）を算出する。そして、制御回路１１は、算出したＩi0、Ｉi1、Ｉi2のうち、いずれか２つを用いて、下記（１０）式〜（１２）式のいずれかの式により、インバータ３２の入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaを算出する。

以上に説明した本実施形態のように、第１の実施形態における電流検出回路４１に比べ、簡素化された回路構成の電流検出回路６１を用いた場合においても、マイクロコンピュータを主体として構成された制御回路１１による簡単な演算によって、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態について図８を参照しながら説明する。
図８は、第１の実施形態における図２相当図であり、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。図８に示す電流検出回路７１（位相信号出力部に相当）は、図２に示す電流検出回路４１に対し、位相検出回路５１に替えて位相検出回路７２を備えている点と、出力回路５２に替えて出力回路７３を備えている点と、出力端子Ｐ１およびＰ２に替えて出力端子Ｐ３およびＰ４を備えている点とが異なっている。

位相検出回路７２は、位相検出回路５１に対し、ＡＮＤゲート５３、５４、バッファゲート５５、インバータゲート５６、ダイオードＤ５１、Ｄ５２および抵抗Ｒ５７、Ｒ５８を省略した構成となっている。また、出力回路７３は、出力回路５２に対し、抵抗Ｒ５９、Ｒ６０、Ｒ６２、Ｒ６３およびコンデンサＣ５１、Ｃ５２を省略した構成となっている。そして、位相検出回路７２のトランジスタＱ５１のコレクタは、電圧信号Ｖioを出力するための出力端子Ｐ３に接続され、抵抗Ｒ５５とＲ５６との共通接続点は、電圧信号Ｖvoを出力するための出力端子Ｐ４に接続されている。すなわち、電流検出回路７１は、第２の実施形態における電流検出回路６１よりもさらに回路構成が簡素化されている。なお、本実施形態では、電流検出回路７１と制御回路１１とからインバータ入力電流検出部が構成される。

上記構成により、電流検出回路７１は、制御回路１１に対し、インバータ３２の出力電流Ｉｏに基づく電圧信号Ｖio、インバータ３２の出力電圧Ｖｏに基づく電圧信号Ｖvoおよび電流検出回路４１と同様にして検出された電圧信号ＶIo0を出力するようになっている。制御回路１１は、これら電圧信号Ｖio、Ｖvo、ＶIo0とから、第２の実施形態において電圧信号Ｖθａと電圧信号ＶIo0とから算出した出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏとの位相差θおよび出力電流Ｉｏのピーク値Ｉopを算出する。

制御回路１１は、上記のように算出した位相差θおよびピーク値Ｉopと、上記（７）式〜（９）式とからインバータ３２の入力電流Ｉｉの各期間における絶対値の平均値Ｉi0（全電流成分に相当）、Ｉi1（有効電流成分に相当）、Ｉi2（無効電流成分に相当）を算出する。そして、制御回路１１は、算出したＩi0、Ｉi1、Ｉi2のうち、いずれか２つを用いて、上記（１０）式〜（１２）式のいずれかの式により、インバータ３２の入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaを算出する。

以上に説明した本実施形態のように、第２の実施形態における電流検出回路６１に比べ、さらに簡素化された回路構成の電流検出回路７１を用いた場合においても、マイクロコンピュータを主体として構成された制御回路１１による簡単な演算によって、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
誘導加熱調理器３１を製造する工程において、インバータ３２（３３）の入力電流を定格値（例えば１５Ａ／２００Ｖ、３ｋＷ相当）に調整し、その調整値に相当する補正値を不揮発性メモリ（制御回路１１のマイクロコンピュータ内蔵のものでもよいし、外付けのものでもよい）に記憶させておき、その補正値により、算出した入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaを補正するようにしてもよい。すなわち、例えば、入力電流の目標値が１５Ａのとき、部品のばらつきなどの原因により、制御回路１１により算出された入力電流の平均値Ｉiaが１４．５Ａ相当であった場合には、不揮発性メモリに補正値として「１５／１４．５＝１．０３４」を記憶させる。そして、その後は制御回路１１による算出値に補正値を掛けて補正した値を入力電流の平均値Ｉiaとする。このように構成すれば、より正確な入力電流Ｉｉの平均値Ｉiaを検出することが可能となる。

カレントトランスＣＴ３（ＣＴ４）を用いて加熱コイルＬ３（Ｌ４）に流れる電流を検出することにより、インバータ３２（３３）の出力電流を検出したが、これに替えて、共振コンデンサＣ３、Ｃ４（Ｃ５、Ｃ６）に流れる電流を検出するように構成してもよい。
共振コンデンサＣ３、Ｃ４（Ｃ５、Ｃ６）に流れる電流を検出する場合には、各共振コンデンサに流れる電流を直接検出する構成にしてもよいし、各共振コンデンサと並列に小容量のコンデンサを接続し、この小容量のコンデンサに流れる電流を検出する構成にしてもよい。また、各共振コンデンサの電圧Ｖｒを検出し、この電圧Ｖｒに基づいて下記（１３）式から各共振コンデンサに流れる電流Ｉｒを算出してもよい。

ただし、Ｃｒは、共振コンデンサの静電容量を示す。

電流検出部３５（３６）は、カレントトランスＣＴ３（ＣＴ４）に替えて、シャント抵抗やホール素子などの他の電流検出手段を用いて構成してもよい。電流検出部３５は、トランジスタＱ１、Ｑ２の共通接続点の電圧Ｖｏからインバータ３２の出力電圧の位相を検出したが、インバータ駆動回路１３の出力（トランジスタＱ１、Ｑ２のベース）など、インバータの出力電圧と位相的に相関のある波形から検出してもよい。

インバータ３２（３３）の出力電流Ｉｏと入力電流Ｉｉとに基づく被加熱調理器具１７（１８）の材質検知は、必要に応じて行えばよい。また、同様に、インバータ３２（３３）の入力電力Ｐｉの検出についても必要に応じて行えばよい。従って、インバータ入力電圧検出部３７は必要に応じて設ければよい。
インバータ３２、３３は、ハーフブリッジ形に限らず、フルブリッジ形など、他の構成を用いてもよい。

上記各実施形態においては、本発明を２つのＩＨ加熱部（２つのインバータ）を有する誘導加熱調理器３１に適用した例を示したが、本発明は、１つのＩＨ加熱部（１つのインバータ）を有する誘導加熱調理器や、３つ以上のＩＨ加熱部（３つ以上のインバータ）を有する誘導加熱調理器にも適用可能である。

本発明の第１の実施形態を示す誘導加熱調理器の電気的構成図 電流検出回路の詳細構成を示す図 インバータ駆動時における各部の電圧波形および電流波形を示す図 高周波電流の流れる経路を示す図 （ａ）は被加熱調理器具の材質に応じたインバータの入力電流と出力電流との関係を示す図、（ｂ）は加熱コイルの等価回路図 本発明の第２の実施形態を示す図２相当図 図３相当図 本発明の第３の実施形態を示す図２相当図 従来技術を示す図１相当図

符号の説明

図面中、１１は制御回路（インバータ制御部、マイクロコンピュータ、インバータ入力電流検出部）、１２は交流電源、１７、１８は被加熱調理器具、３１は誘導加熱調理器、３２、３３はインバータ、３４は直流電源部、３５、３６は電流検出部（高周波電流検出部）、３７はインバータ入力電圧検出部、４１、４２、６１は電流検出回路（インバータ入力電流検出部）、５１、６２は位相検出回路（位相差検出部）、５２は出力回路（電流成分検出部）、７１は電流検出回路（位相信号出力部）、Ｌ３、Ｌ４は加熱コイルを示す。

Claims (6)

1. 調理器本体と、交流電源より供給される交流電力を整流して直流化する直流電源部と、前記直流電源部を電源として高周波電流を生成するインバータと、前記高周波電流が供給されることにより被加熱調理器具を誘導加熱する加熱コイルと、前記インバータを制御することにより前記被加熱調理器具に対する加熱を制御するインバータ制御部とを備えた誘導加熱調理器において、
   前記高周波電流を検出する高周波電流検出部と、
   前記高周波電流検出部の検出値に基づいて、前記高周波電流の全電流成分、有効電流成分および無効電流成分のうち少なくとも２つの電流成分を検出し、それら電流成分に基づいて前記インバータへの入力電流を検出するインバータ入力電流検出部とを備えていることを特徴とする誘導加熱調理器。
2. インバータ入力電流検出部は、インバータの出力電圧と高周波電流との位相差を検出する位相差検出部と、高周波電流検出部の検出値と前記位相差とから前記高周波電流の有効電流成分および無効電流成分のうちの一方もしくは双方を検出する電流成分検出部とを備えていることを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
3. インバータ入力電流検出部は、インバータの出力電圧と高周波電流との位相差を検出する位相差検出部を備え、高周波電流検出部の検出値と前記位相差とから前記高周波電流の全電流成分、有効電流成分および無効電流成分のうち少なくとも２つの電流成分を検出することを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
4. インバータ入力電流検出部は、インバータの出力電圧および高周波電流のそれぞれの位相を示す位相信号を出力する位相信号出力部と、前記位相信号および高周波電流検出部の検出値が入力されるマイクロコンピュータとを備え、
   前記マイクロコンピュータは、前記検出値と前記位相信号とから前記高周波電流の全電流成分、有効電流成分および無効電流成分のうち少なくとも２つの電流成分を検出することを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
5. インバータ制御部は、高周波電流検出部により検出される高周波電流と、インバータ入力電流検出部により検出されるインバータへの入力電流とに基づいて、前記インバータを制御することを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の誘導加熱調理器。
6. インバータへの入力電圧を検出するインバータ入力電圧検出部を備えたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の誘導加熱調理器。

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