JPH07322632A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 簡単且つ安価な構成でインバータ回路に供給
される入力電流を精度良く検出する。 【構成】 直流電源回路６はチョークコイル３，平滑コ
ンデンサ５を有する。平滑コンデンサ５の電流は変流器
２３により検出する。インバータ回路１２は加熱コイル
７，共振コンデンサ８，ＩＧＢＴ１０，ダイオード１１
からなる。入力検出回路１６は、タイミング回路１７，
ＰＷＭ回路１９の信号によるＩＧＢＴ１０のオフ期間中
に平滑コンデンサ５に流れ込む電流を検出する。主制御
回路２７は、これに基づいて、ＩＧＢＴ１０のオン期間
中に直流電源回路６からインバータ回路１２に供給され
た入力電流を検出する。小容量の変流器２３で良い。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、共振コイルと共振コン
デンサからなる共振回路への通断電をスイッチング素子
のオンオフ制御により行って共振コイルに高周波出力を
発生させるインバータ回路を備えたインバータ装置に係
り、特に、インバータ回路への入力電流の検出を簡単な
構成で行えるようにしたインバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】この種のインバータ装置として、例えば
誘導加熱調理器に用いられるインバータ装置において
は、共振コイルとしての加熱コイルと共振コンデンサと
により構成される共振回路と、トランジスタなどのスイ
ッチング素子および逆導通用のフライホールダイオード
とを組み合わせてなる、いわゆるシングルエンド形式の
インバータ回路を備えたものであり、トランジスタをオ
ンオフ動作させて共振回路に共振電流を発生させ、これ
により加熱コイルに高周波出力を与えるようにしてい
る。

【０００３】ところで、このような誘導加熱調理器にお
いては、交流電源から直流電源回路を介して直流電源に
変換した出力をインバータ回路に供給する構成とされて
おり、そのインバータ回路への入力電流を検出する構成
として、交流電源から直流電源回路への入力部に変流器
を介在させて検出したり、あるいは抵抗体を介在させて
その端子電圧をもって検出するようにしている。また、
スイッチング素子のコレクタ・エミッタ間の端子電圧を
検出することによって入力電流を検出するように構成し
たものがある。

【０００４】そして、電子レンジなどに用いられるマグ
ネトロンを駆動するためのインバータ装置などにおいて
は、インバータ回路により発生した高周波出力をトラン
スを介して高圧出力にしてマグネトロンへの給電回路を
構成する倍電圧発生回路に与える回路を有しているの
で、その倍電圧発生回路側に変流器を設けてマグネトロ
ンへの入力電流を直接検出するようにしたものがある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
ような従来構成のものでは、以下に述べるような不具合
がある。すなわち、交流電源回路の入力側の交流電源ラ
インの電流を検出する構成のものにおいては、変流器を
用いる場合には大容量のものを用いる必要があり、その
ために高価になると共に大容量のために検出誤差が大と
なって安定な検出が難しい不具合がある。また、抵抗を
介在させて検出するものでは、入力電流が抵抗を流れる
ことによる損失が生じて出力の効率が低下してしまうと
共に、その抵抗損失による発熱を低減するために高電力
用抵抗を使用することで抵抗値のばらつきに対する検出
誤差が生じやすくなる不具合がある。

【０００６】スイッチング素子の端子間電圧を検出する
構成のものでは、誘導加熱調理器においては負荷である
調理容器の材質の違いによって端子電圧が異なるために
常に正確な検出を行えない不具合がある。そして、電子
レンジのマグネトロン給電用のトランスの二次側の電流
を検出する構成のものでは、電流値は小さいが電圧値が
例えば４０００ボルト以上であるので、高耐圧の変流器
を用いる必要があり、高価なものになる不具合がある。

【０００７】本発明は、上記事情に鑑みてなされたもの
で、その目的は、簡単且つ安価な構成としながら、入力
電流を精度良く検出できるようにしたインバータ装置を
提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
は、出力段に平滑コンデンサが接続された直流電源回路
と、この直流電源回路の直流出力を高周波電力に変換す
るように設けられ、共振コイルと、この共振コイルと共
に共振回路をなす共振コンデンサと、前記直流電源回路
の出力端子間に前記共振コイルを直列に介して接続され
たスイッチング素子と、このスイッチング素子に逆並列
接続された整流素子とを備えたインバータ回路と、前記
インバータ回路を駆動制御する制御手段と、前記平滑コ
ンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記
電流検出手段の検出信号のうち前記スイッチング素子が
オフ状態にあるときに前記直流電源回路側から前記平滑
コンデンサに流入する電流成分に基づいて前記インバー
タ回路に供給している入力電流を検出する入力電流検出
手段とを具備したところに特徴を有するものである（請
求項１）。

【０００９】上記構成において、直流電源回路を、チョ
ークコイルと平滑コンデンサからなる平滑回路を備えた
構成とすると良い（請求項２）。

【００１０】また、平滑コンデンサと並列に検出用コン
デンサを含んでなる分流回路を設け、電流検出手段を、
前記検出用コンデンサに流れるの電流を検出する構成と
し、前記入力電流検出手段を、前記電流検出手段の検出
電流に基づいて直流電源回路側からインバータ回路に供
給される入力電流を検出するように構成することができ
る（請求項３）。

【００１１】さらに、分流回路を、検出用コンデンサと
検出用抵抗とを直列に接続した構成とし、前記検出用抵
抗を電流検出手段として用い、その端子電圧に基づいて
直流電源回路側からインバータ回路に供給される入力電
流を検出するように構成することができる（請求項
４）。

【００１２】そして、電流検出手段の検出期間をスイッ
チング素子のオフ期間中に設定する検出期間設定手段を
設けると良い（請求項５）。

【００１３】また、電流検出手段の検出期間をスイッチ
ング素子の端子電圧に基づいて設定する検出期間設定手
段を設けることもできる（請求項６）。

【００１４】制御手段を、入力電流検出手段により検出
される入力電流の値が所定値と一致するようにインバー
タ回路のスイッチング素子を駆動制御するように構成す
ると良い（請求項７）。

【００１５】さらに、直流電源回路の入力電圧を検出す
る電圧検出手段を設け、制御手段を、入力電流検出手段
により検出される入力電流の値と前記電圧検出手段によ
り検出される入力電圧とから得られる入力電力が所定値
と一致するようにインバータ回路のスイッチング素子を
駆動制御するように構成することもできる（請求項
８）。

【００１６】また、共振回路を構成する共振コイルを、
所定位置に載置される導電性を有する負荷に対して高周
波誘導加熱を行う加熱手段として機能するように設け、
所定の判定期間中に入力電流検出手段により検出される
入力電流の値に基づいて少なくとも前記負荷の材質，形
状および無負荷状態のいずれかを判定する負荷判定手段
を設ける構成とすることができる（請求項９）。

【００１７】あるいは、共振回路を構成する共振コイル
を、所定位置に載置される導電性を有する負荷に対して
高周波誘導加熱を行う加熱手段として機能するように設
け、電流検出手段の検出信号のうちスイッチング素子が
オフ状態にあるときに整流素子を通じて流れる回生電流
成分を検出する回生電流検出手段と、所定の判定期間中
に入力電流検出手段により検出される入力電流および前
記回生電流検出手段により検出される回生電流の値の両
者に基づいて少なくとも前記負荷の材質，形状および無
負荷状態のいずれかを判定する負荷判定手段とを設けて
構成することもできる（請求項１０）。

【００１８】そして、直流電源回路の入力電圧の値に応
じて負荷判定手段における負荷の判定基準値を補正する
補正手段を設けることが好ましい（請求項１１）。

【００１９】また、負荷の判定期間中に、入力電圧を検
出してそのときの入力電力値を基準入力電圧値における
入力電力値と一致するように補正する補正手段を設ける
構成とすることもできる（請求項１２）。

【００２０】また、共振回路を構成する共振コイルを、
所定位置に載置される導電性を有する負荷に対して高周
波誘導加熱を行う加熱手段として機能するように設け、
インバータ回路における発振周波数を検出する周波数検
出手段と、所定の判定期間中に、入力電圧を検出してそ
のときの入力電力値を基準入力電圧値における入力電力
値と一致するように補正する補正手段と、前記判定期間
中に前記周波数検出手段により検出される前記発振周波
数の値に基づいて前記負荷の材質あるいは無負荷状態を
検出する負荷判定手段とを設ける構成とすることもでき
る（請求項１３）。

【００２１】

【作用】請求項１記載のインバータ装置によれば、イン
バータ回路においては、スイッチング素子がオンされる
と、直流電源回路は交流電源側からの直接の給電に加え
て平滑コンデンサの充電電荷による給電により共振コイ
ルに通電するようになる。この後、スイッチング素子が
オフされると、共振コイルと共振コンデンサとの間で共
振電流が流れるようになり、このとき共振コンデンサか
ら共振コイルに流れる電流によりスイッチング素子の端
子電圧がゼロになると整流素子を介して回生電流が流れ
るようになり、この回生電流が流れる期間中に再びスイ
ッチング素子がオンされるようになり、これにより高周
波電流が共振コイルに通電されるようになる。

【００２２】そして、上述のスイッチング素子のオフ期
間中においては、直流電源回路の平滑コンデンサは、オ
ン期間に共振コイルに供給した電流つまりインバータ回
路への入力電流に比例する電流が交流電源側から充電さ
れるようになる。入力電流検出手段は、電流検出手段か
らの検出電流からスイッチング素子がオフ状態にあると
きに前記直流電源回路側から前記平滑コンデンサに流入
する電流成分を検出し、その検出電流に基づいて前記イ
ンバータ回路に供給している入力電流を検出するように
なる。これにより、交流電源側の入力電流を検出する場
合に比べて、小電流を検出する簡単かつ安価な構成とし
ながら入力電流を正確に検出できるようになる。

【００２３】請求項２記載のインバータ装置によれば、
直流電源回路の平滑回路をチョークコイルと平滑コンデ
ンサにより構成しているので、インバータ回路のスイッ
チング素子がオフ期間中に交流電源側からチョークコイ
ルを介して平滑コンデンサに供給される電流のレベルを
略一定にすることができ、これにより、入力電流の検出
を平滑コンデンサに入力する電流に比例する値として正
確に推定することができるようになる。

【００２４】請求項３記載のインバータ装置によれば、
平滑コンデンサに流れる電流を検出用コンデンサを有す
る分流回路に分流して検出するので、平滑コンデンサに
流れる電流に比例した小さい電流を検出することにより
入力電流を検出することができるようになり、電流検出
手段の容量を小さくして安価に製作できる。

【００２５】請求項４記載のインバータ装置によれば、
分流回路の検出用コンデンサに流れる電流をこれに直列
に接続された検出用抵抗の端子電圧に基づいて検出する
ので、電流容量を小さくしてしかも簡単な構成としなが
らインバータ回路への入力電流を検出することができる
ようになる。

【００２６】請求項５記載のインバータ装置によれば、
検出期間設定手段により、電流検出手段による検出電流
をスイッチング素子のオフ期間中に検出するので、スイ
ッチング素子のオン期間中に平滑コンデンサから流れ出
す電流を除いて検出動作を行うことができるようにな
り、インバータ回路への入力電流を簡単且つ正確に検出
することができるようになる。

【００２７】請求項６記載のインバータ装置によれば、
検出期間設定手段により、スイッチング素子がオフして
いる状態の端子電圧が、例えば所定電圧以上あるときを
検出期間として設定するので、確実にスイッチング素子
がオフしている期間中を設定できると共に、平滑コンデ
ンサおよび整流素子を介して共振コイルに流れる回生電
流発生期間における平滑コンデンサへのインバータ回路
側からの急激な充電電流を除いた状態で検出動作を行う
ことができるようになり、インバータ回路への入力電流
を簡単且つ正確に検出することができるようになる。

【００２８】請求項７記載のインバータ装置によれば、
制御手段により、インバータ回路への入力電流を検出す
ると、その検出された入力電流と指令値との差がゼロと
なるようにインバータ回路のスイッチング素子を駆動制
御するようになり、これによって、指令値を設定するこ
とにより、入力電流をこれに一致するようにインバータ
回路を駆動することができるようになる。

【００２９】請求項８記載のインバータ装置によれば、
入力電圧検出手段により検出される直流電源回路の入力
電圧および入力電流検出手段により検出されるインバー
タ回路への入力電流から求められる入力電力と所定値と
の差がゼロとなるようにインバータ回路のスイッチング
素子を駆動制御するようになり、これによって、入力電
力を所定値に一致するようにインバータ回路を駆動する
ことができるようになる。

【００３０】請求項９記載のインバータ装置によれば、
共振コイルを加熱手段として機能させるように、所定位
置に載置された導電性を有する負荷に対して渦電流を発
生させて高周波誘導加熱を行うようにした構成において
は、負荷の有無あるいは載置された負荷の材質や大きさ
等の形状に応じて共振コイルとの電気的な結合状態つま
り共振コイルのインダクタンスが変化するようになる。

【００３１】これは、例えば、鍋などの負荷が、アルミ
ニウムあるいは鉄系などのいずれの材質により形成され
ているかに応じて、その材質の導電率や透磁率の違いに
よる共振コイルとの電気的な結合状態が異なるため、共
振コイルから受ける高周波出力に対する磁束の状態や渦
電流の発生状態，あるいはこれによって負荷が発生する
ジュール熱の大きさが異なることになる。また、負荷と
しての鍋が同じ材質のものでも、その形状や大きさによ
っても電気的な結合状態に違いが生ずる。

【００３２】そして、このような共振コイルのインダク
タンスの違いはインバータ回路を動作させたときの入力
電流の違いとして現れるので、負荷判定手段は、所定の
判定期間中に、入力電流検出手段により検出される入力
電流の値に基づいて無負荷状態を含めて負荷の材質ある
いは形状を検出することができるようになる。これによ
って、無負荷状態や不適切な負荷の場合には、インバー
タ回路の動作を停止してスイッチング素子を保護した
り、あるいは、材質の違いによる適切な加熱制御を行う
ことができるようになる。

【００３３】請求項１０記載のインバータ装置によれ
ば、インバータ回路におけるスイッチング素子のオフ期
間中に整流素子に流れる電流は回生電流として平滑コン
デンサに流れるようになり、この回生電流の大きさは負
荷の材質により異なる値となる。したがって、負荷であ
る鍋の材質が例えばアルミニウム，鉄あるいは非磁性ス
テンレスのいずれかによって、それぞれ回生電流のレベ
ルが異なる値となることになる。この原理に基づいて、
負荷判定手段は、所定の判定期間中に、回生電流検出手
段により検出された回生電流の値に基づいて負荷の材質
を判定するようになる。

【００３４】これによって、負荷の材質をより明確に判
定することができるようになり、例えば、無負荷状態や
アルミニウムなどの不適切な材質の負荷が載置されてい
る状態では、インバータ回路の動作を停止させてスイッ
チング素子の保護を図り、鉄か非磁性ステンレスかに応
じてその材質の負荷に適した加熱制御を行うことができ
るようになる。

【００３５】請求項１１記載のインバータ装置によれ
ば、負荷判定手段は、入力電流検出手段により検出され
る入力電流の値に基づいて負荷の有無あるいは負荷の形
状や材質の判定を行うが、そのときに判定の基準となる
所定基準値は、入力電圧が一定のときに合致するため、
入力電圧が変動することにより入力電流の値が変動する
と、微妙な判定のずれが発生する場合がある。これに対
応して、補正手段は、所定の判定期間中に、入力電圧検
出手段により検出される入力電圧の値の変動に応じて、
所定基準値を補正することにより負荷判定手段による判
定動作を正確に実施できるようにするので、入力電圧の
変動にかかわらず常に負荷判定動作を確実に実施するこ
とができるようになる。

【００３６】請求項１２記載のインバータ装置によれ
ば、負荷判定手段は、入力電流検出手段により検出され
る入力電流の値に基づいて負荷の有無あるいは負荷の形
状や材質の判定を行うが、そのときに判定の基準となる
所定基準値は、入力電圧が所定値近傍にあるときに適切
となるように設定されており、入力電圧が変動すること
により入力電流の値が変動すると、微妙な判定のずれが
発生する場合がある。これに対応して、補正手段は、判
定期間中に入力電圧を検出してそのときの入力電力値を
基準入力電圧値における入力電力値と一致するように補
正する。これによって、検出される入力電流は、基準入
力電圧値のときの入力電流と同等となるように補正され
るので、負荷判定手段による負荷判定においては、判定
の基準値をあらかじめ設定している値をそのまま使って
も入力電流が正確な判定動作を行うことができるように
なる。

【００３７】請求項１３記載のインバータ装置によれ
ば、補正手段は、判定期間中に入力電圧を検出してその
ときの入力電力値を基準入力電圧値における入力電力値
と一致するように補正する。これによって、インバータ
回路においては負荷の有無あるいは材質に応じて発振周
波数が変動するようになる。これに対応して、負荷判定
手段は、周波数検出手段により検出されるインバータ回
路の発振周波数に基づいて負荷の有無あるいは材質を判
定することができるようになる。

【００３８】

【実施例】以下、本発明を誘導加熱調理器のインバータ
装置に適用した場合の第１の実施例について図１ないし
図５を参照して説明する。電気的構成を示す図１におい
て、商用電源に接続されるプラグ１の両端子はダイオー
ドをブリッジ接続してなる全波整流回路２の交流入力端
子間に接続されている。全波整流回路２の正の直流出力
端子２ａはチョークコイル３を介して直流電源ライン４
ａに接続され、負の直流出力端子２ｂは直流電源ライン
４ｂに接続されている。直流電源ライン４ａ，４ｂ間に
は平滑コンデンサ５が接続されている。そして、全波整
流回路２，チョークコイル３および平滑コンデンサ５に
より直流電源回路６が構成されている。

【００３９】共振コイルとしての加熱コイル７は共振コ
ンデンサ８と共に共振回路９を構成するもので、この共
振回路９とスイッチング素子としてのＩＧＢＴ（絶縁ゲ
ート・バイポーラ・トランジスタ；Insulated gate bip
olar transistor ）１０および整流素子としてのフライ
ホイールダイオード１１とからインバータ回路１２が構
成されている。なお、加熱コイル７の部分には上部にト
ッププレート１３が配設されており、この上に調理用の
導電性を有する鍋Ａが載置されるようになっている。そ
して、加熱コイル７に通電される高周波電流によって鍋
Ａに誘導電流が流れてその抵抗損によって鍋Ａを加熱す
るようになっている。直流電源ライン４ａは加熱コイル
７およびＩＧＢＴ１０を介して直流電源ライン４ｂに接
続されており、共振コンデンサ８は加熱コイル７に並列
に接続され、フライホイールダイオード１１はＩＧＢＴ
１０に逆並列接続されている。

【００４０】次に、インバータ回路１２の発振制御を行
うインバータ制御回路部１４は、制御手段としての主制
御回路１５，入力電流検出手段としての入力検出回路１
６，タイミング回路１７，発振回路１８，ＰＷＭ回路１
９，駆動回路２０，ステンレス検出回路２１および出力
設定回路２２から構成されている。主制御回路１５は、
マイクロコンピュータ，ＲＯＭ，ＲＡＭなどから構成さ
れるもので、加熱制御のためのプログラムが記憶されて
いる。

【００４１】入力検出回路１６は、商用電源からの入力
電流を検出する回路で、その入力端子には平滑コンデン
サ５の通電電流を検出するように設けられた電流検出手
段としての変流器２３の出力端子が接続されており、出
力端子は主制御回路の入力端子Ｉ１に接続されている。
また、入力検出回路１６の制御入力端子はタイミング回
路１７およびＰＷＭ回路１９の制御出力端子に接続され
ている。

【００４２】タイミング回路１７は、ＩＧＢＴ１０のス
イッチング損失を最小にするようなオンタイミングを設
定する回路で、一方の入力端子は直流電源ライン４ａに
接続され直流電源回路６の出力電圧ＶＤＣを検出し、他
方の入力端子はＩＧＢＴ１０のコレクタ端子に接続され
その端子電圧Ｖｄを検出する。そして、タイミング回路
１７は、それらの検出電圧ＶＤＣ，Ｖｄに基づいて、Ｉ
ＧＢＴ１０の端子電圧がゼロとなる位相を検出し、発振
回路１８にタイミング信号Ｓonを出力するようになって
いる。

【００４３】発振回路１８はタイミング回路１７からの
タイミング信号Ｓonに基づいた周期でのこぎり波を発生
させるようになっている。そして、ＰＷＭ回路１９は、
発振回路１８から出力されるのこぎり波と主制御回路１
５の出力端子Ｏ１から与えられる出力基準レベル信号と
に基づいて方形パルスを生成してＩＧＢＴ１０のオンタ
イミングおよびオフタイミングを設定する制御信号を駆
動回路２０に出力する。駆動回路２０は、その制御信号
に応じてＩＧＢＴ１０のスイッチング動作に適したレベ
ルの駆動信号をＩＧＢＴ１０のゲートに出力してオンオ
フ制御するようになっている。

【００４４】ステンレス検出回路２１は、トッププレー
ト１３に載置される調理容器がステンレス製であるか否
かを検出してこれに応じたレベル信号をＰＷＭ回路１９
に出力することにより出力を適切なレベルに低下させて
ＩＧＢＴ１０およびフライホイールダイオード１１を保
護するもので、その入力端子はフライホイールダイオー
ド１１の電流を検出するように設けられた変流器２４に
接続されている。

【００４５】この場合、ステンレス検出回路２１は、ト
ッププレート１３にステンレス製の調理容器が載置され
たことを、ＩＧＢＴ１０，フライホイールダイオード１
１に過電流が流れるのを変流器２４の検出信号から判定
するようになっている。

【００４６】出力設定回路２２は、可変抵抗器２５の設
定抵抗値に対応する電圧信号を主制御回路１５の入力端
子Ｉ２に与えるもので、主制御回路１５は、その電圧信
号をＡ／Ｄ変換した信号の値に基づいて出力基準レベル
を設定して出力端子Ｏ１からＰＷＭ回路１９に与えるよ
うになっている。これにより、ＰＷＭ回路１９は、設定
された出力基準レベルで発振回路１８から与えられるの
こぎり波を比較してＩＧＢＴ１０のオン期間を設定する
ようになる。

【００４７】図２は入力検出回路１６の具体的な電気的
構成を示すもので、次のように構成される。入力端子１
６ａ，１６ｂは変流器２３の両端子間に接続されてい
る。入力検出回路１６において、入力端子１６ａは、抵
抗１６ｄを介して入力端子１６ｂに接続されると共に、
抵抗１６ｅ，図示極性の逆流阻止用のダイオード２６お
よび抵抗２７を介して入力端子１６ｂに接続されてい
る。抵抗２７には並列にコンデンサ２８が接続されてい
る。ｎｐｎ形のトランジスタ２９のコレクタは抵抗１６
ｅとダイオード２６との共通接続点に接続され、エミッ
タは入力端子１６ｂに接続されている。トランジスタ２
９のベースは入力端子１６ｄに接続されており、後述の
ように、この入力端子１６ｄを介してタイミング回路１
７からタイミング信号Ｓonの反転信号Ｓonx が与えられ
ると共にＰＷＭ回路１９からＰＷＭ信号ＳＷonが与えら
れるようになっている（両信号Ｓonx ，ＳＷonの論理和
で生成される信号をＳＴonとしている）。また、出力端
子１６ｄは、ダイオード２６と抵抗２７との共通接続点
に接続されており、検出信号Ｖｊ′を出力するようにな
っている。

【００４８】図３はタイミング回路１７，発振回路１８
およびＰＷＭ回路１９の具体的な電気的構成を示すもの
で、以下これについて説明する。すなわち、タイミング
回路１７の入力端子１７ａはＩＧＢＴ１０のコレクタ端
子に接続されてＩＧＢＴ１０のコレクタ電圧Ｖｄが与え
られるようになっており、入力端子１７ｂは直流電源ラ
イン４ａに接続されて直流電源回路６の出力電圧ＶＤＣ
が与えられるようになっている。

【００４９】タイミング回路１７において、入力端子１
７ａは抵抗１７ｃ，１７ｄを直列に介してアースされ、
入力端子１７ｂは抵抗１７ｅ，１７ｆを直列に介してア
ースされており、抵抗１７ｃと１７ｄとの共通接続点は
比較回路１７ｇの非反転入力端子に接続されると共にダ
イオード１７ｈを順方向に介して直流電源端子Ｖｃｃに
接続され、抵抗１７ｅと１７ｆとの共通接続点は比較回
路１７ｇの反転入力端子に接続されている。比較回路１
７ｇの出力端子は抵抗１７ｉを介して直流電源端子Ｖｃ
ｃに接続されると共にコンデンサ１７ｊを介して比較回
路１７ｋの非反転入力端子に接続されている。

【００５０】比較回路１７ｋの非反転入力端子は、抵抗
１７ｍおよび図示極性のダイオード１７ｎを並列に介し
て直流電源端子Ｖｃｃに接続されており、反転入力端子
は抵抗１７ｏを介して直流電源端子Ｖｃｃに接続される
と共に抵抗１７ｐを介してアースされている。比較回路
１７ｋは、後述するタイミング信号Ｓonを出力端子から
発振回路１８に与える。また、比較回路１７ｋの出力端
子は、信号反転回路１７ｑを介して出力端子１７ｒにも
接続され、その出力端子１７ｒからタイミング信号Ｓon
の反転信号Ｓonx を出力するようになっている。そし
て、この出力端子１７ｒは入力検出回路１６に接続され
ている。

【００５１】発振回路１８は、タイミング回路１７の比
較回路１７ｋの出力端子からダイオード１８ａを逆方向
に介してタイミング信号Ｓonが与えられるようになって
おり、そのダイオード１８ａのアノードは、抵抗１８ｂ
を介して直流電源端子Ｖｃｃに接続されると共に、抵抗
１８ｃおよびコンデンサ１８ｄを介してアースされてい
る。発振動作を行う比較回路１８ｅの反転入力端子は抵
抗１８ｃとコンデンサ１８ｄの共通接続点に接続され、
非反転入力端子は抵抗１８ｆを介して直流電源端子Ｖｃ
ｃに接続されると共に抵抗１８ｇを介してアースされて
いる。比較回路１ｅの出力端子は、タイミング回路１７
の比較回路１７ｋの出力端子に接続されると共に、抵抗
１８ｈを介して抵抗１８ｆと抵抗１８ｇとの共通接続点
に接続されている。そして、発振回路１８は、比較回路
１８ｅの反転入力端子に現れる信号をのこぎり波状の発
振出力Ｖｈとするものである。

【００５２】次に、ＰＷＭ回路１９において、比較回路
１９ａの反転入力端子は発振回路１８の比較回路１８ｅ
の反転入力端子に接続され、発振出力Ｖｈが与えられる
ようになっている。比較回路１９ａの非反転入力端子
は、コンデンサ１９ｂを介してアースされると共に、入
力端子１９ｃに接続されている。この入力端子１９ｃは
主制御回路１５の出力端子Ｏ１に接続されると共にステ
ンレス検出回路２１の出力端子に接続されている。比較
回路１９ａの出力端子は、出力端子１９ｄに接続される
と共に、ダイオード１９ｅを順方向に介して出力端子１
９ｆに接続されている。比較回路１９ａは、発振回路１
８から与えられるのこぎり波の発振出力Ｖｈと入力端子
１９ｃを介して主制御回路１５およびステンレス検出回
路２１から与えられる基準信号ＶＬと比較してＰＷＭ信
号ＳＷonを出力するもので、このＰＷＭ信号ＳＷonは、
出力端子１９ｄを介して駆動回路２０に与えられると共
に、出力端子１９ｆを介して入力検出回路１６に与えら
れるようになっている。

【００５３】次に本実施例の作用について図４をも参照
して説明する。まず、インバータ回路１２の発振動作に
ついて説明する。すなわち、後述するオンタイミングＴ
onで駆動回路２０からゲートオン信号が出力されると、
ＩＧＢＴ１０はオン動作して加熱コイル７に直流電源回
路６のチョークコイル３および平滑コンデンサ５から給
電するようになり、加熱コイル７の通電電流は徐々に電
流値が増加するような電流Ｉａが流れるようになる。

【００５４】次に、この状態で駆動回路２０から後述す
るオフタイミングＴoff でゲートオン信号の出力が停止
されると、ＩＧＢＴ１０はオフして加熱コイル７からの
電流Ｉａを遮断するようになる。ところが、加熱コイル
７を流れている電流Ｉａは急激に遮断することができな
いので、その電流は共振電流Ｉｂとして共振コンデンサ
８に流れ込むようになる。この共振電流Ｉｂは、加熱コ
イル７と共振コンデンサ８のＬＣ共振による共振コンデ
ンサ８の端子電圧が所定電圧に達すると、逆方向に流す
電流Ｉｃを発生するようになる。

【００５５】このとき、ＩＧＢＴ１０の端子電圧Ｖｄ
は、加熱コイル７から共振コンデンサ８に流れ込む電流
Ｉｂがゼロになる時点で最高になり、この後、共振コン
デンサ８から加熱コイル７に向けて電流Ｉｃが流れるよ
うになると、ＩＧＢＴ１０の端子電圧Ｖｄは低下してゆ
く。そして、ＩＧＢＴ１０の端子電圧Ｖｄが直流電源回
路６の出力電圧ＶＤＣに等しくなる時点、つまり共振コ
ンデンサ８の両端子間に印加されている電圧がゼロにな
る時点で、加熱コイル７に流れ込む電流Ｉｃが負のピー
ク値となる。

【００５６】続いて、ＩＢＧＴ１０の端子電圧Ｖｄがゼ
ロになる時点になると、共振コンデンサ８から加熱コイ
ル７に向けて流れる電流Ｉｃがゼロとなり、代わって加
熱コイルからフライホイールダイオード１１および平滑
コンデンサ５を介して回生電流Ｉｅが流れるようにな
る。

【００５７】そして、このように回生電流Ｉｅが流れて
いる期間中に設定されるオンタイミングＴonで、再びＩ
ＧＢＴ１０に駆動回路２０からゲートオン信号が与えら
れるようになってＩＧＢＴ１０がオン動作され、加熱コ
イル７に通電するようになる。以下、上述と同じ動作が
繰り返されるようになり、もって加熱コイル７に高周波
電流が通電されるようになり、鍋Ａに誘導電流を発生さ
せてその抵抗損失によって加熱動作が行われるようにな
る。

【００５８】次に、ＩＧＢＴ１０のオン期間を設定する
制御動作について説明する。すなわち、タイミング回路
１７は、直流電源回路６の出力電圧ＶＤＣおよびＩＧＢ
Ｔ１０の端子電圧Ｖｄ（図４（ａ）参照）を検出してお
り、これらの検出電圧ＶＤＣ，Ｖｄに基づいて、前述し
たように共振コンデンサ８から加熱コイル７に向かって
共振電流Ｉｃが流れている期間において、ＩＧＢＴ１０
の端子電圧がゼロとなる位相を検出してタイミング信号
Ｓonを出力する。この場合、比較回路１７ｇから検出電
圧ＶＤＣとＶｄとの比較結果の信号Ｖｆ（同図（ｃ）参
照）が出力されると、コンデンサ１７ｊにて微分された
トリガ信号Ｖｋ（同図（ｄ）参照）のようになり、その
トリガ信号Ｖｋに応じて比較回路１７ｋにてタイミング
信号Ｓon（同図（ｅ）参照）が生成されるようになる。
また、このタイミング信号Ｓonは、信号反転回路１７ｑ
を介して反転された信号Ｓonx （同図（ｈ）参照）とし
て入力検出回路１６に与えられるようになっている。

【００５９】発振回路１８は、タイミング回路１７から
のタイミング信号Ｓonに応じた発振周期で発振動作を行
ってのこぎり波信号Ｖｈ（同図（ｆ）参照）を出力する
ようになり、ＰＷＭ回路１９はそののこぎり波信号Ｖｈ
に基づいてＩＧＢＴ１０のオンタイミングＴonおよびオ
フタイミングＴoff を設定するＰＷＭ信号ＳＷon（同図
（ｇ）参照）を生成して駆動回路２０を介してＩＧＢＴ
１０に与えるようになる。このとき、ＰＷＭ回路１９
は、主制御回路１５およびステンレス検出回路２１から
設定信号が入力されており、それらの設定信号に基づい
て設定される基準信号ＶＬ（同図（ｆ）参照）と発振回
路１８から与えられるのこぎり波信号ＶＬとの比較を行
ってＰＷＭ信号ＳＷonを生成するのである。

【００６０】この場合、ステンレス検出回路２１は、ト
ッププレート１３に載置された鍋Ａが通常の鍋かあるい
はステンレス製の鍋かに応じて設定信号を出力するよう
になっており、また、主制御回路１５は、入力検出回路
１６により検出されるインバータ回路１２への入力電流
のレベルおよび出力設定回路１４により設定された出力
レベルに基づいて設定信号を演算して出力する。

【００６１】次に、入力検出回路１６によるインバータ
回路１２への入力電流の検出動作について述べる。ま
ず、上述したインバータ回路１２の発振動作状態におい
て、直流電源回路６からインバータ回路１２への給電動
作について述べる。

【００６２】すなわち、上述のインバータ回路１２の発
振動作において、ＩＧＢＴ１０がオンされている期間中
には、前述したように、直流電源回路６のチョークコイ
ル３側から直接流れる電流Ｉｆと平滑コンデンサ５の充
電電荷の放電による電流Ｉｇとからなる電流Ｉａが加熱
コイル７に通電されるようになる。そして、ＩＧＢＴ１
０がオフされている期間中には、直流電源回路６から加
熱コイル７およびＩＧＢＴ１０を介した通電経路が遮断
されていることから、直流電源回路６からインバータ回
路１２に供給する電流はゼロとなる。

【００６３】このとき、直流電源回路６の平滑コンデン
サ５は、上述のＩＧＢＴ１０のオン期間中に放電した電
荷を補うように全波整流回路２側からチョークコイル３
を介して充電されるようになる。この場合、チョークコ
イル３を介して平滑コンデンサ５に流れる電流Ｉｈは、
図４（ｂ）に示すように、略一定の電流値ＩＨとなって
いる。そして、このときの電流Ｉｈのレベルはインバー
タ回路１２への入力電流と一致しており、以下この一定
のレベルを示す電流を入力電流Ｉｈと称することにす
る。

【００６４】なお、ＩＧＢＴ１０がオンされる直前に、
フライホイールダイオード１１を介して加熱コイル７に
回生電流Ｉｅが流れると、これが平滑コンデンサ５に充
電電流として加算されるので、充電電流のレベルは同図
（ｂ）に示しているように急増するようになる。

【００６５】さて、入力検出回路１６においては、上述
した入力電流Ｉｈを検出すべく、次のように動作する。
まず、平滑コンデンサ５に流れる電流は変流器２３によ
り検出されるが、そのうちの入力電流Ｉｈの成分がダイ
オード２６を介して抵抗２７およびコンデンサ２８に流
れるようになる。このとき、コンデンサ２８の端子電圧
はトランジスタ２９がオフ状態で上昇してゆき、トラン
ジスタ２９がオンするとコンデンサ２８への充電が中断
される。

【００６６】そして、トランジスタ２９は、タイミング
発生回路１７から、ＩＧＢＴ１０の端子電圧Ｖｄが直流
電源回路７の出力電圧ＶＤＣとほぼ等しくなる時点で
「Ｈ」レベルのパルス信号となるタイミング信号Ｓonの
反転信号Ｓonx が与えられる（図４（ｈ）参照）と共
に、ＰＷＭ回路１９から、ＩＧＢＴ１０のオン期間を
「Ｈ」レベル信号で設定するＰＷＭ信号ＳＷon（同図
（ｇ）参照）が与えられる。これにより、トランジスタ
２９は、タイミング信号Ｓonの反転信号Ｓonx およびＰ
ＷＭ信号ＳＷonの両者を合成（論理和）した信号ＳＴon
（同図（ｉ）参照）によりオンされるようになり、この
期間中はコンデンサ２８の充電を中断するようになる。

【００６７】これにより、トランジスタ２９のコレクタ
には、信号ＳＴonの「Ｌ」レベルの期間中（検出期間Ｔ
ｄ）に平滑コンデンサ５に流れた入力電流Ｉｈに相当す
る端子電圧Ｖｊ′が発生し、コンデンサ２８にはその端
子電圧Ｖｊ′のピーク値に相当する端子電圧Ｖｊ（同図
（ｊ）参照）が入力電流Ｉｈに比例した検出信号として
主制御回路１５の入力端子Ｉ１に入力されるようにな
る。

【００６８】主制御回路１５においては、入力された端
子電圧ＶｊをＡ／Ｄ変換してデジタル信号とし、そのデ
ジタル信号に基づいて比例計算を実行することによりイ
ンバータ回路１２への入力電流を求める。また、主制御
回路１５は、出力設定回路２２の可変抵抗器２５により
設定されている出力レベルと求められた入力電流とを比
較してその偏差から出力レベルを設定するための設定信
号を出力端子Ｏ１からＰＷＭ回路１９に出力するように
なる。これにより、加熱コイル７は、出力設定回路２２
により設定された出力レベルとなる高周波電流が通電さ
れて鍋Ａを誘導加熱するようになる。

【００６９】このような本実施例によれば、インバータ
回路１２への入力電流を検出する構成として、平滑コン
デンサ５の電流を検出する変流器２３を設けると共に、
入力検出回路１６により、変流器２３により検出される
平滑コンデンサ５の通電電流のうち、ＩＧＢＴ１０がオ
フ状態にあるときにチョークコイル３を介して交流電源
側から平滑コンデンサ５に流れる高周波の充電電流を検
出して入力電流を求めるようにしたので、商用電源であ
る交流電源側にて入力電流を直接検出する場合に比べて
変流器２３を高周波用の小形のものを使用することがで
きると共に、電力損失も低減させることができるように
なる。

【００７０】また、本実施例によれば、直流電源回路６
を構成している平滑回路にチョークコイル３を用いてい
るので、入力電流Ｉｈを平滑コンデンサ５へ充電される
ほぼ一定のレベルの電流として検出することができるよ
うになり、インバータ回路１２への入力電流Ｉｈを正確
に検出することができる。

【００７１】そして、本実施例によれば、入力検出回路
１６にトランジスタ２９を設けると共に、このトランジ
スタ２９をタイミング回路１７およびＰＷＭ回路１９か
らの信号Ｓonの反転信号Ｓonx およびＳＷonの論理和に
より生成される信号ＳＴonにより検出期間Ｔｄを設定す
るようにしたので、ＩＧＢＴ１０がオフ状態にあるとき
の平滑コンデンサ５への充電電流を確実に検出できるよ
うになり、インバータ回路１２への入力電流Ｉｈの値を
正確に検出することができる。

【００７２】さらに、本実施例によれば、主制御回路１
５により、出力設定回路２２にて設定された出力レベル
に対応するように検出した入力電流Ｉｈとの偏差に基づ
いてＩＧＢＴ１０のオン期間を設定するようにしたの
で、インバータ回路１２の出力を設定された出力レベル
となるように入力電流を制御することができる。

【００７３】図５ないし図７は本発明の第２の実施例を
示すもので、第１の実施例と異なるところは、電流検出
手段としての変流器２３に代えて、検出用コンデンサ３
０および検出用抵抗３１の直列回路からなる分流回路３
２を設けると共に、入力検出回路１６に代わる入力検出
回路３３を設けたところである。

【００７４】分流回路３２は、平滑コンデンサ５に並列
に接続されており、その検出用コンデンサ３０の容量値
は平滑コンデンサ５の容量値よりも小さい値に設定され
ており、平滑コンデンサ５に流れる電流を分流するよう
になっている。検出用コンデンサ３０に流れる電流は検
出用抵抗３１の端子電圧として検出され、入力検出回路
３３の入力端子３３ａに入力されるようになっている。

【００７５】この場合、分流回路３２の検出用コンデン
サ３０および検出用抵抗３１により決まる時定数τは第
１の実施例において説明した検出期間Ｔｄ（図７（ａ）
参照）の半分以下の時間（τ＜Ｔｄ／２）となるように
設定されている。なお、負荷としてトッププレート１３
に載置される鍋Ａの材質や大きさによって加熱コイル７
のインダクタンスが変化するため、これに伴って検出期
間Ｔｄの値も変動する。そこで、分流回路３２の時定数
τは検出期間Ｔｄとして予想される最小の値に対応して
上述の関係となるように設定されている。

【００７６】また、入力検出回路３３においては、図６
に示しているように、入力端子３３ａは抵抗３４，図示
極性の逆流阻止用のダイオード３５および抵抗３６を介
してアースされており、抵抗３６の端子電圧が検出信号
として出力端子３３ｂに出力される。抵抗３６にはコン
デンサ３６ａが並列に接続されている。また、タイミン
グ回路１７およびＰＷＭ回路１９から与えられる信号Ｓ
onx およびＳＷonはｎｐｎ形のトランジスタ３７のベー
スに入力される。トランジスタ３７のコレクタは抵抗３
４とダイオード３５との共通接続点に接続されており、
トランジスタ３７がオン動作されると、入力端子３３ａ
をアースレベルに短絡させるようになっている。

【００７７】上記構成によれば、第１の実施例と同様に
して、平滑コンデンサ５への充電電流をこれと比例関係
にある検出用コンデンサ３０に流れる小電流により検出
し、入力検出回路３３により入力電流を検出することが
できるようになるので、第１の実施例と同様の作用効果
を得ることができると共に、小容量の検出用コンデンサ
３０と検出用抵抗３１とからなる分流回路３２を用いる
簡単かつ安価な回路構成で入力電流を正確に検出するこ
とができるようになる。

【００７８】なお、上述の場合に、検出用抵抗３１の端
子電圧Ｖｊ′は、図７（ｂ）に示すように、検出用コン
デンサ３０とにより定まる時定数τのために、この時定
数τに応じた立ち上がりで緩やかに上昇するが、その時
定数τを検出期間Ｔｄの半分以下となるように設定して
いるので、検出期間Ｔｄが終了するまでの間にはほぼ一
定の値となるようにすることができ、したがって、鍋Ａ
の種類や大きさが異なる場合でも、これに影響を受ける
ことなく常に入力電流を正確に検出することができる。

【００７９】図８は本発明の第３の実施例を示すもの
で、第２の実施例と異なるところは、分流回路３２に代
えて、分流回路３８を設けたところである。すなわち、
分流回路３８は、検出用抵抗３１に代えて検出用コンデ
ンサ３０の電流を検出する変流器３９を設けた構成とさ
れている。したがって、このような第３の実施例によっ
ても、第２の実施例とほぼ同様の作用効果を得ることが
できるようになる。

【００８０】図９および図１０は本発明の第４の実施例
を示すもので、第２の実施例と異なるところは、ＩＧＢ
Ｔ１０の端子電圧を検出して基準レベルと比較すること
により二値化した期間設定信号を出力する検出期間設定
手段としての検出期間設定回路４０を設けたところであ
る。

【００８１】すなわち、検出期間設定回路４０は、ＩＧ
ＢＴ１０の端子電圧Ｖｄを検出しており、検出される端
子電圧Ｖｄが所定レベルＶｓを超えるときに「Ｈ」レベ
ルとなるように二値化した期間設定信号Ｓｐを出力する
もので、入力検出回路３３の入力端子３３ｃつまりトラ
ンジスタ３７のベースに与えられるようになっている。
これにより、トランジスタ３７は、チョークコイル３を
介して平滑コンデンサ５に入力電流が流れている期間中
にオフ状態となり、検出用コンデンサ３０に分流される
回生電流成分を排除して入力電流成分のみを検出するこ
とができるようになり、したがって、第２の実施例と同
様にしてインバータ回路１２への入力電流を簡単かつ安
価な構成としながら正確に検出することができるように
なる。

【００８２】図１１は本発明の第５の実施例を示すもの
で、電子レンジのインバータ装置に適用した場合の電気
的構成を示しており、以下、第２の実施例と異なる部分
について説明する。インバータ回路４１において、共振
コンデンサ８と共に共振回路４２を構成している共振コ
イルは高圧トランス４３の一次コイル４３ａとされてい
る。高圧トランス４３の二次コイル４３ｂは倍電圧発生
回路４４を介してマグネトロン４５に接続されている。
また、高圧トランス４３の二次コイル４３ｃはマグネト
ロン４５のカソード（ヒータ）に接続されている。

【００８３】そして、インバータ制御回路１４の制御に
よりインバータ回路４１が駆動されると、高圧トランス
４３の一次コイル４３ａに高周波電流が流れるようにな
り、二次コイル４３ｂ側には高周波の高電圧が発生さ
れ、これにより、倍電圧発生回路４４を介して昇圧され
た直流高電圧がマグネトロン４５に印加されマイクロ波
を発振させるようになる。発生されたマイクロ波は図示
しない加熱室内の食品に照射されて加熱調理が行われる
ようになる。

【００８４】このとき、入力検出回路１６においては、
第２の実施例と同様にしてインバータ回路４３への入力
電流が検出されるようになり、したがって、本実施例に
よっても、第２の実施例と同様の作用効果を得ることが
できる。

【００８５】図１２ないし図２１は本発明の第６の実施
例を示すもので、この実施例においては第２の実施例の
構成を基本構成としており、以下、第２の実施例と異な
る部分について説明する。そして、この第６の実施例に
おいては、第２の実施例にて使用した分流回路３２によ
り検出される入力電流Ｉｈと別途に設ける回生電流を検
出するための構成および入力電圧を検出するための構成
により、トッププレーと１３上に載置される負荷として
の鍋Ａが加熱制御を行うのに適正なものであるか否かの
判定動作を行うようにしたものである。

【００８６】すなわち、全体構成を示す図１２におい
て、インバータ制御回路１４には、主制御回路１５に代
えて負荷判定手段としての機能を兼ね備えた主制御回路
４６が設けられると共に、ステンレス検出回路２１およ
び入力検出回路２２に代えて、入力電流検出回路４７，
回生電流検出回路４８および入力電圧検出回路４９が設
けられている。なお、タイミング回路１７，発振回路１
８およびＰＷＭ回路１９は、第１の実施例にて説明した
図３の構成と同様である。

【００８７】入力電流検出回路４７および回生電流検出
回路４８の各入力端子４７ａ（図１３参照），４８ａ
（図１４参照）は、分流回路３２の検出用コンデンサ３
０と検出用抵抗３１との共通接続点に接続されている。
入力電流検出回路４７の他の入力端子４７ｂはタイミン
グ回路１７の出力端子１７ｒに接続されている。また、
入力電流検出回路４７および回生電流検出回路４８の各
出力端子４７ｃ，４８ｂは主制御回路４６の入力端子Ｉ
３，Ｉ４に接続されている。入力電圧検出回路４９の入
力端子４９ａ（図１５参照）は全波整流回路２の直流出
力端子２ａに接続され、出力端子４９ｂは主制御回路４
６の入力端子Ｉ５に接続されている。

【００８８】さて、入力電流検出回路４７の詳細な電気
的構成を示す図１３において、入力端子４７ａは、抵抗
５０，図示極性のダイオード５１およびコンデンサ５２
を直列に介してアースされている。ダイオード５１とコ
ンデンサ５２の直列回路の両端子間には抵抗付きのトラ
ンジスタ５３が並列に接続され、そのトランジスタ５３
のベースは入力端子４７ｂに接続されている。

【００８９】ダイオード５１とコンデンサ５２との共通
接続点は抵抗５４を介して出力端子４７ｃに接続されて
いる。出力端子４７ｃは、コンデンサ５５を介してアー
スされ、抵抗５６および可変抵抗器５７の直列回路を介
してアースされている。また、出力端子４７ｃは、ダイ
オード５８を順方向に介して直流電源端子Ｖｃｃに接続
されると共に、ダイオード５９を逆方向に介してアース
されている。

【００９０】この場合、入力電流検出回路４７は、イン
バータ回路１２への入力電流を分流回路３２の検出用コ
ンデンサ３０への充電電流で変化する端子電圧から検出
するもので、前述同様にして入力端子４７ｂに与えられ
る信号ＳＴonによりトランジスタ５３がオフしている検
出期間Ｔｄ中にコンデンサ５２に充電される電流によっ
て現れる端子電圧Ｖｊを出力端子４７ｃから主制御回路
４６に与える。主制御回路４６は、その端子電圧Ｖｊに
基づいて入力電流を検出する。

【００９１】回生電流検出回路４８を示す図１４におい
て、入力端子４８ａは、抵抗６０およびダイオード６１
を介して出力端子４９ｂに接続されると共に、ダイオー
ド６２を逆方向に介してアースされている。また、出力
端子４９ｂは、コンデンサ６３および抵抗６４を並列に
介してアースされている。この構成により、回生電流検
出回路４８は、検出用コンデンサ３０の充電電流（正の
成分）のピーク値に相当する回生電流Ｉｅの成分を検出
するようになっている。

【００９２】入力電圧検出回路４９を示す図１５におい
て、入力端子４９ａは抵抗６５および６６を直列に介し
てアースされており、抵抗６５と６６との共通接続点は
出力端子４９ｂに接続されている。抵抗６５には並列に
コンデンサ６６が接続されている。そして、入力電圧検
出回路４９は、直流電源回路６への入力電圧Ｖinをコン
デンサ６６に現れる端子電圧により検出電圧Ｖｓとして
検出するようになっている。

【００９３】次に、本実施例の作用について、図１６に
示す負荷判定プログラムのフローチャートおよび図１７
〜図２１をも参照して説明する。主制御回路４６は、加
熱制御動作を実施するに先立って、図１６に示す負荷判
定プログラムを実行してトッププレート１３上に載置さ
れた負荷が適正なものであるか否かを判定する。主制御
回路４６は、まず、入力電力つまり加熱出力をあらかじ
め設定された所定値に基づいて設定する（ステップＳ
１）。ここでは、例えば、入力電圧が１００Ｖであると
仮定したときに鍋Ａが鉄製の場合で６００ワット相当の
入力電力となるようにインバータ回路１２の発振周波数
を設定するようになっている。

【００９４】次に、主制御回路４６は、その制御状態で
入力電流検出回路４７，回生電流検出回路４８および入
力電圧検出回路４９のそれぞれから、入力電流，回生電
流および入力電圧の各検出信号を入力する（ステップＳ
２）。そして、これらの検出信号の値に基づいて、以
下、主制御回路４６は、入力電圧Ｖinが正常範囲にある
か（ステップＳ３）、負荷がトッププレート１３上に載
置されているか（ステップＳ４）、負荷の材質が適正で
あるか（ステップＳ５）、負荷の形状，サイズが適正で
あるか（ステップＳ６）、そして入力電流が過大ではな
いか（ステップＳ７）の各判断ステップを経て負荷が適
正であるか否かを判定する。そして、各ステップにて、
「ＮＯ」と判断したときには、ステップＳ８に移行して
インバータ回路１２の発振動作を停止させてメインプロ
グラムにリターンするようになっている。

【００９５】次に、主制御回路４６は、ステップＳ７ま
での各ステップをすべて「ＹＥＳ」と判断した場合に
は、ステップＳ９に進み、加熱制御を行うにあたって最
終的な材質の判定動作を行うまでの所定時間が経過する
まで、上述のステップＳ２〜Ｓ７を繰り返して実行し、
所定時間が経過して入力電力が安定するとステップＳ９
で「ＹＥＳ」と判断するようになり、再び回生電流の値
を読み込み（ステップＳ１０）、その検出値に基づいて
鍋の材質が鉄であるかステンレスであるかを判定する
（ステップＳ１１）。そして、主制御回路４６は、判定
結果に応じて加熱パターンを設定して（ステップＳ１
２，Ｓ１３）プログラムを終了してメインプログラムに
リターンする。これにより、メインプログラムにおいて
は、設定された加熱パターンに従って加熱調理の制御を
実行するようになり、負荷の材質に即した適切な加熱調
理の制御を行うことができるようになる。

【００９６】上述の場合、入力電圧Ｖinは、図１７に示
すように、入力電圧検出回路４９の検出電圧Ｖｓに比例
した値として検出され、例えば、検出電圧Ｖｓが２．５
Ｖであるときに入力電圧Ｖinが１００Ｖとなっている。
そして、この関係から、主制御回路４６は、入力電圧Ｖ
inが異常に低い（１０Ｖ程度）断線状態と判断される場
合や、異常に高い（１２０Ｖ以上）ある場合には不適正
と判断するようになっている。

【００９７】また、入力電流検出回路４７による検出電
圧と入力電流Ｉｈとの関係は、図１８のようになってお
り、負荷の材質やサイズによって入力電流Ｉｈの値が異
なることがわかる。この場合、鍋Ａの材質については、
アルミニウム，鉄（ホーロー引きのもの等），ステンレ
ス（非磁性ステンレス）などがあるが、入力電流の違い
によってアルミニウムと他の材質との区別が行える。

【００９８】鍋Ａの大きさについては、例えば、鉄，ス
テンレスの６ｃｍ，１２ｃｍ，２０ｃｍで図示のように
異なる検出電圧となる。そして、無負荷状態の場合に
は、入力電流の値はほぼゼロとなることがわかってい
る。なお、上記した６ｃｍの鍋は、実用上において十分
な加熱制御を行えない鍋であり、加熱制御に適した寸法
としては、鍋の直径が１０ｃｍ程度以上必要であるの
で、入力電流がその値以下の場合にはステップＳ６にて
「ＮＯ」と判断するようになっている。

【００９９】回生電流検出回路４８による検出電圧と回
生電流との関係は、図１９のようになっており、鍋Ａの
材質によって回生電流の値が異なることがわかる。この
場合、回生電流の値は、鉄，ステンレス，アルミニウム
の順で大きい値となることがわかっている。

【０１００】そして、これら入力電流および回生電流の
各検出値から、図２０に示すように、鍋Ａの材質，形状
（大きさ）に応じて所定の領域に入ることが分かるの
で、それらを判定をするためのしきい値を設定しておけ
ば、適正な鍋（負荷）がトッププレート１３上に載置さ
れているか否かを判定することができると共に、鉄製か
あるいはステンレス製かの負荷の材質の違いに応じて適
正な加熱制御動作を行うことができる。

【０１０１】次に、上記した入力電圧の変動に対応した
負荷判定のしきい値の補正について説明する。すなわ
ち、入力電圧が適正範囲（例えば９０Ｖ〜１１０Ｖ）に
ある場合でも、この範囲内で変動すると、同一の鍋を用
いていても、図２１に示すように入力電流の値が変動す
ることになるので、これに対応して正確な負荷判定動作
を行うためにしきい値の補正を行うものである。

【０１０２】これは、補正手段としての機能も兼ね備え
た主制御回路４６内に記憶された補正プログラムによ
り、入力電圧Ｖinの検出値Ｖｓに応じて鍋の材質や形状
（大きさ）による判定のしきい値を設定して負荷判定を
行うようにしたもので、前述のステップＳ２で入力電圧
を検出した時点で実行されるようになっている。

【０１０３】このような第６の実施例によれば、分流回
路３２の検出用抵抗３１の端子電圧に基づいて、入力電
流検出回路４７により得られる入力電流から負荷の有無
や材質を判定することができ、これにより、無負荷状態
やアルミニウムなどの不適切な鍋が載置されている場合
にはインバータ回路１２の動作を停止させて保護を図る
ことができる。

【０１０４】また、分流回路３２の検出用抵抗３１の端
子電圧に基づいて、回生電流検出回路４８によりインバ
ータ回路１２の回生電流を検出することにより、負荷の
材質を判定することができ、これにより、負荷の材質に
応じて適正な加熱制御を行うことができるようになる。

【０１０５】そして、入力電圧検出回路４９により入力
電圧を検出し、その入力電圧の値に応じて負荷判定のた
めのしきい値を補正するようにしたので、入力電圧の変
動に追随して常に正確な負荷判定動作を行うことができ
るようになる。

【０１０６】図２２は本発明の第７の実施例を示すもの
で、第６の実施例と異なるところは、入力電圧の変動に
対応してしきい値の補正をする代わりに、次のようにし
て入力電流が補正されるように構成したところである。
すなわち、設定するしきい値は一定としたままとし、代
わりに、入力電圧に応じてＰＷＭ回路１９に与える制御
信号のレベルを調整して入力電力が一定となるようにす
るのである。結果的に、図２２に示すように、インバー
タ回路１２の発振周波数が変動することになり、この状
態で入力電流を検出すると、入力電圧の変動によらず、
同一の鍋に対する入力電流の値を一定にすることができ
るようになる。したがって、本実施例によっても、第６
の実施例と同様の効果を得ることができる。

【０１０７】図２３は本発明の第８の実施例を示すもの
で、第６の実施例と異なるところは、周波数検出手段と
しての発振周波数カウンタ回路６７を設けたところであ
る。この発振周波数カウンタ回路６７は、ＰＷＭ回路１
９の発振周波数ｆを検出するもので、その検出した周波
数信号をＦとして主制御回路４６に与えるようになって
いる。主制御回路４６は、負荷判定動作時においては、
ＰＷＭ回路１９に与える制御信号のレベルを調整して入
力電力が一定となるように制御し、そのとき、発振周波
数カウンタ回路６７から得られる周波数信号Ｆに基づい
て負荷を判定するようになっている。

【０１０８】この場合、判定動作時に入力電力を一定と
するように制御すると、ＰＷＭ回路１９の発振周波数ｆ
は、例えば図２４に示すように、負荷の大きさ（形状）
に応じて異なる値となるので、これを検出することによ
り負荷の判定を行うことができるのである。

【０１０９】本発明は、上記実施例にのみ限定されるも
のではなく、次のように変形または拡張できる。スイッ
チング素子は、ＩＧＢＴ１１以外に、ＦＥＴやバイポー
ラトランジスタなどを用いる構成としても良い。スイッ
チングレギュレータ等のインバータ装置にも適用でき
る。直流電源回路６の平滑回路は、チョークコイル３に
代えて抵抗を用いる構成とすることもできる。電磁調理
器の他に、誘導加熱形の炊飯器にも適用することができ
る。

【０１１０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のインバー
タ装置によれば以下のような効果を得ることができる。
すなわち、請求項１記載のインバータ装置によれば、入
力電流検出手段により、平滑コンデンサの電流を検出す
る電流検出手段からの検出電流のうちのスイッチング素
子がオフ状態にあるときの平滑コンデンサに流入する電
流成分を検出してその検出電流に基づいてインバータ回
路に供給している入力電流を検出するようにしたので、
直流電源回路の入力端子側の入力電流を直接検出する構
成に比べて、小容量の電流検出手段を用いた構成として
入力電流を検出することができるようになるという優れ
た効果を奏する。

【０１１１】請求項２記載のインバータ装置によれば、
平滑回路をチョークコイルと平滑コンデンサにより構成
しているので、インバータ回路のスイッチング素子がオ
フ期間中に交流電源側からチョークコイルを介して平滑
コンデンサに供給される電流のレベルを略一定にするこ
とができ、これにより、入力電流の検出を平滑コンデン
サに入力する電流に比例する値として正確に検出するこ
とができるという優れた効果を奏する。

【０１１２】請求項３記載のインバータ装置によれば、
平滑コンデンサに流れる電流を検出用コンデンサを有す
る分流回路に分流して検出するようにしたので、平滑コ
ンデンサに流れる電流に比例した小さい電流を検出する
ことにより入力電流を検出することができるようにな
り、電流検出手段の容量を小さくして安価に製作できる
という優れた効果を奏する。

【０１１３】請求項４記載のインバータ装置によれば、
分流回路の検出用コンデンサに流れる電流をこれに直列
に接続された検出用抵抗の端子電圧に基づいて検出する
ようにしたので、電流容量を小さくしてしかも簡単な構
成としながらインバータ回路への入力電流を検出するこ
とができるという優れた効果を奏する。

【０１１４】請求項５記載のインバータ装置によれば、
検出期間設定手段を設け、電流検出手段による検出電流
をスイッチング素子のオフ期間中に入力電流を検出する
ようにしたので、スイッチング素子のオン期間中に平滑
コンデンサから流れ出す電流を除いて検出動作を行うこ
とができるようになり、インバータ回路への入力電流を
簡単且つ正確に検出することができるという優れた効果
を奏する。

【０１１５】請求項６記載のインバータ装置によれば、
検出期間設定手段を設け、スイッチング素子がオフして
いる状態の端子電圧が、例えば所定電圧以上あるときを
検出期間として設定することができるようになり、確実
にスイッチング素子がオフしている期間中を設定できる
と共に、平滑コンデンサおよび整流素子を介して共振コ
イルに流れる回生電流発生期間における平滑コンデンサ
へのインバータ回路側からの急激な充電電流を除いた状
態で検出動作を行うことができ、インバータ回路への入
力電流を簡単且つ正確に検出することができるという優
れた効果を奏する。

【０１１６】請求項７記載のインバータ装置によれば、
制御手段により、インバータ回路への入力電流の検出結
果と指令値との差がゼロとなるようにインバータ回路の
スイッチング素子を駆動制御するようにしたので、指令
値を設定することにより、入力電流をこれに一致するよ
うにインバータ回路を駆動することができるようになる
という優れた効果を奏する。

【０１１７】請求項８記載のインバータ装置によれば、
入力電圧検出手段を設け、制御手段により、直流電源回
路の入力電圧およびインバータ回路への入力電流から求
められる入力電力と所定値との差がゼロとなるようにイ
ンバータ回路のスイッチング素子を駆動制御するように
したので、入力電力を所定値に一致するようにインバー
タ回路を駆動することができるようになるという優れた
効果を奏する。

【０１１８】請求項９記載のインバータ装置によれば、
共振コイルを所定位置に載置された導電性を有する負荷
を高周波誘導加熱により加熱する加熱手段として機能さ
せる構成においては、共振コイルが負荷の有無あるいは
載置された負荷の材質や大きさ等の形状に応じてインダ
クタンスが変化してインバータ回路への入力電流が変化
することを利用して、負荷判定手段により、所定の判定
期間中に、入力電流の値に基づいて無負荷状態を含めて
負荷の材質あるいは形状を検出するようにしたので、簡
単な構成で負荷の判定を行えると共に、その判定結果に
応じて無負荷状態や不適切な負荷の場合には、インバー
タ回路の動作を停止してスイッチング素子を保護した
り、あるいは、材質の違いによる適切な加熱制御を行う
ことができるという優れた効果を奏する。

【０１１９】請求項１０記載のインバータ装置によれ
ば、インバータ回路のスイッチング素子がオフである期
間中に、整流素子に流れる電流が負荷の材質により異な
る回生電流として平滑コンデンサに流れるのを利用し
て、負荷判定手段により、所定の判定期間中に、回生電
流検出手段により検出された回生電流の値に基づいて負
荷の材質を判定する構成としたので、簡単な構成としな
がら負荷の材質を明確に判定することができるようにな
り、加熱動作に不適切な負荷が載置されている状態で
は、インバータ回路の動作を停止させてスイッチング素
子の保護を図ったり、負荷の材質に応じて適切な加熱制
御を行うことができるという優れた効果を奏する。

【０１２０】請求項１１記載のインバータ装置によれ
ば、負荷判定手段による入力電流の値に基づく負荷の有
無，形状や材質の判定動作時に、入力電圧が変動するこ
とに対応して、補正手段により、判定期間中に、入力電
圧検出手段からの入力電圧の値の変動に応じて、所定基
準値を補正することにより負荷判定手段による判定動作
を正確に実施できるようにするので、入力電圧の変動に
かかわらず常に負荷判定動作を確実に実施することがで
きるという優れた効果を奏する。

【０１２１】請求項１２記載のインバータ装置によれ
ば、入力電圧が変動することに対応して、補正手段によ
り、判定期間中に入力電圧を検出してそのときの入力電
力値を基準入力電圧値における入力電力値と一致するよ
うに補正するようにしたので、検出される入力電流を、
基準入力電圧値のときの入力電流と同等となるように補
正することができ、負荷判定における判定の基準値をあ
らかじめ設定している値をそのまま使っても正確な入力
電流に基づく判定動作を行うことができるという優れた
効果を奏する。

【０１２２】請求項１３記載のインバータ装置によれ
ば、補正手段により、判定期間中に入力電圧を検出して
そのときの入力電力値を基準入力電圧値における入力電
力値と一致するように補正し、負荷判定手段により、イ
ンバータ回路における負荷の有無あるいは材質に応じて
変動する発振周波数を周波数検出手段により検出して負
荷の有無あるいは材質を判定するようにしたので、入力
電圧の変動にかかわらず常に負荷判定動作を確実に実施
することができるという優れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す概略的な電気的構
成図

【図２】入力検出回路の電気的構成図

【図３】タイミング回路，発振回路およびＰＷＭ回路の
電気的構成図

【図４】各部の電流および電圧波形図

【図５】本発明の第２の実施例を示す図１相当図

【図６】図２相当図

【図７】各部の信号波形図

【図８】本発明の第３の実施例を示す図１相当図

【図９】本発明の第４の実施例を示す図１相当図

【図１０】図４相当図

【図１１】本発明の第５の実施例を示す図１相当図

【図１２】本発明の第６の実施例を示す図１相当図

【図１３】入力電流検出回路の電気的構成図

【図１４】回生電流検出回路の電気的構成図

【図１５】入力電圧検出回路の電気的構成図

【図１６】負荷判定プログラムのフローチャート

【図１７】入力電圧と検出電圧との相関図

【図１８】入力電流と検出電圧との相関図

【図１９】回生電流と検出電圧との相関図

【図２０】負荷に応じた入力電流と回生電流との組み合
わせの相関図

【図２１】判定レベルを補正する場合の作用説明図

【図２２】本発明の第７の実施例を示す入力電圧変動に
伴う発振周波数の変動を示す作用説明図

【図２３】本発明の第８の実施例を示す図１相当図

【図２４】入力電圧変動に伴う発振周波数の変動を示す
作用説明図

【符号の説明】

２は全波整流回路、３はチョークコイル、５は平滑コン
デンサ、６は直流電源回路、７は加熱コイル（共振コイ
ル）、８は共振コンデンサ、９は共振回路、１０はＩＧ
ＢＴ（スイッチング素子）、１１はフライホイールダイ
オード（整流素子）、１２はインバータ回路、１４はイ
ンバータ制御回路、１５は主制御回路、１６は入力検出
回路、１７はタイミング回路、１８は発振回路、１９は
ＰＷＭ回路、２０は駆動回路、２１はステンレス検出回
路、２２は出力設定回路、２３は変流器（電流検出手
段）、２４は変流器、２５は可変抵抗器、２６はダイオ
ード、２９はトランジスタ、３０は検出用コンデンサ、
３１は検出用抵抗、３２は分流回路、３３は入力検出回
路、３７はトランジスタ、３８は分流回路、３９は変流
器（電流検出手段）、４０は検出期間設定回路（検出期
間設定手段）、４１はインバータ回路、４２は共振回
路、４３は高圧トランス、４４は倍電圧発生回路、４５
はマグネトロン、４６は主制御回路（制御手段，負荷判
定手段，補正手段）、４７は入力電流検出回路、４８は
回生電流検出回路、４９は入力電圧検出回路、６７は発
振周波数カウンタ回路（周波数検出手段）である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 林 秀竹 愛知県瀬戸市穴田町991番地 株式会社東 芝愛知工場内

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 出力段に平滑コンデンサが接続された直
   流電源回路と、 この直流電源回路の直流出力を高周波電力に変換するよ
   うに設けられ、共振コイルと、この共振コイルと共に共
   振回路をなす共振コンデンサと、前記直流電源回路の出
   力端子間に前記共振コイルを直列に介して接続されたス
   イッチング素子と、このスイッチング素子に逆並列接続
   された整流素子とを備えたインバータ回路と、 前記インバータ回路を駆動制御する制御手段と、 前記平滑コンデンサに流れる電流を検出する電流検出手
   段と、 前記電流検出手段の検出信号のうち前記スイッチング素
   子がオフ状態にあるときに前記直流電源回路側から前記
   平滑コンデンサに流入する電流成分に基づいて前記イン
   バータ回路に供給している入力電流を検出する入力電流
   検出手段とを具備したことを特徴とするインバータ装
   置。
2. 【請求項２】 直流電源回路は、チョークコイルと平滑
   コンデンサからなる平滑回路を備えていることを特徴と
   する請求項１記載のインバータ装置。
3. 【請求項３】 平滑コンデンサと並列に検出用コンデン
   サを含んでなる分流回路を設け、 電流検出手段を、前記検出用コンデンサに流れるの電流
   を検出する構成とし、 前記入力電流検出手段は、前記電流検出手段の検出電流
   に基づいて直流電源回路側からインバータ回路に供給さ
   れる入力電流を検出することを特徴とする請求項１また
   は２記載のインバータ装置。
4. 【請求項４】 分流回路は、検出用コンデンサと検出用
   抵抗とを直列に接続した構成とされ、 前記検出用抵抗を電流検出手段として用い、その端子電
   圧に基づいて直流電源回路側からインバータ回路に供給
   される入力電流を検出することを特徴とする請求項３記
   載のインバータ装置。
5. 【請求項５】 電流検出手段の検出期間をスイッチング
   素子のオフ期間中に設定する検出期間設定手段を備えた
   ことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の
   インバータ装置。
6. 【請求項６】 電流検出手段の検出期間をスイッチング
   素子の端子電圧に基づいて設定する検出期間設定手段を
   備えたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに
   記載のインバータ装置。
7. 【請求項７】 制御手段は、入力電流検出手段により検
   出される入力電流の値が所定値と一致するようにインバ
   ータ回路のスイッチング素子を駆動制御するように構成
   されていることを特徴とする請求項１ないし６のいずれ
   かに記載のインバータ装置。
8. 【請求項８】 直流電源回路の入力電圧を検出する電圧
   検出手段を設け、 制御手段は、入力電流検出手段により検出される入力電
   流の値と前記電圧検出手段により検出される入力電圧と
   から得られる入力電力が所定値と一致するようにインバ
   ータ回路のスイッチング素子を駆動制御するように構成
   されていることを特徴とする請求項１ないし６のいずれ
   かに記載のインバータ装置。
9. 【請求項９】 共振回路を構成する共振コイルは、所定
   位置に載置される導電性を有する負荷に対して高周波誘
   導加熱を行う加熱手段として機能するように設けられ、 所定の判定期間中に入力電流検出手段により検出される
   入力電流の値に基づいて少なくとも前記負荷の材質，形
   状および無負荷状態のいずれかを判定する負荷判定手段
   を設けたことを特徴とする請求項１ないし８のいずれか
   に記載のインバータ装置。
10. 【請求項１０】 共振回路を構成する共振コイルは、所
    定位置に載置される導電性を有する負荷に対して高周波
    誘導加熱を行う加熱手段として機能するように設けら
    れ、 電流検出手段の検出信号のうちスイッチング素子がオフ
    状態にあるときに整流素子を通じて流れる回生電流成分
    を検出する回生電流検出手段と、 所定の判定期間中に入力電流検出手段により検出される
    入力電流および前記回生電流検出手段により検出される
    回生電流の値の両者に基づいて少なくとも前記負荷の材
    質，形状および無負荷状態のいずれかを判定する負荷判
    定手段とを設けたことを特徴とする請求項１ないし８の
    いずれかに記載のインバータ装置。
11. 【請求項１１】 直流電源回路の入力電圧の値に応じて
    負荷判定手段における負荷の判定基準値を補正する補正
    手段を設けたことを特徴とする請求項９または１０記載
    のインバータ装置。
12. 【請求項１２】 負荷の判定期間中に、入力電圧を検出
    してそのときの入力電力値を基準入力電圧値における入
    力電力値と一致するように補正する補正手段を設けたこ
    とを特徴とする請求項９または１０記載のインバータ装
    置。
13. 【請求項１３】 共振回路を構成する共振コイルは、所
    定位置に載置される導電性を有する負荷に対して高周波
    誘導加熱を行う加熱手段として機能するように設けら
    れ、 インバータ回路における発振周波数を検出する周波数検
    出手段と、 所定の判定期間中に、入力電圧を検出してそのときの入
    力電力値を基準入力電圧値における入力電力値と一致す
    るように補正する補正手段と、 前記判定期間中に前記周波数検出手段により検出される
    前記発振周波数の値に基づいて前記負荷の材質あるいは
    無負荷状態を検出する負荷判定手段とを設けたことを特
    徴とする請求項９または１０記載のインバータ装置。