WO2007088931A1 - 誘導加熱装置 - Google Patents

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WO2007088931A1
WO2007088931A1 PCT/JP2007/051704 JP2007051704W WO2007088931A1 WO 2007088931 A1 WO2007088931 A1 WO 2007088931A1 JP 2007051704 W JP2007051704 W JP 2007051704W WO 2007088931 A1 WO2007088931 A1 WO 2007088931A1
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WO
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output
resonance
switching element
heating
load
Prior art date
Application number
PCT/JP2007/051704
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English (en)
French (fr)
Inventor
Takahiro Miyauchi
Izuo Hirota
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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Filing date
Publication date
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Priority to DE602007007434T priority patent/DE602007007434D1/de
Priority to CN2007800039495A priority patent/CN101390445B/zh
Priority to JP2007556912A priority patent/JP4900248B2/ja
Priority to US12/161,430 priority patent/US8796602B2/en
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Priority to HK09104180.3A priority patent/HK1124202A1/xx

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Classifications

    • HELECTRICITY
    • H05ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05BELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02Induction heating
    • H05B6/06Control, e.g. of temperature, of power
    • H05B6/062Control, e.g. of temperature, of power for cooking plates or the like

Definitions

  • the present invention relates to an induction heating cooker, an induction heating type water heater, a humidifier, an iron, or the like that can efficiently heat an object to be heated, such as an aluminum pan, having high conductivity and low permeability. Relates to the induction heating apparatus.
  • an induction heating cooker that generates a high-frequency magnetic field from a heating coil and heats a load such as a pan by eddy current due to electromagnetic induction will be described with reference to FIG.
  • FIG. 6 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional induction heating cooker disclosed in Patent Document 1.
  • the power source 51 is a 200 V commercial power source that is a low-frequency AC power source, and is connected to the input terminal of a rectifier circuit 52 that is a bridge diode.
  • a first smoothing capacitor 53 is connected between the output terminals of the rectifier circuit 52.
  • a series connection body of a choke coil 54 and a second switching element 57 is further connected between the output terminals of the rectifier circuit 52.
  • the heating coil 59 is disposed to face the aluminum pan 61 that is the object to be heated.
  • the portion surrounded by a broken line is an inverter 50, and the low potential side terminal of the second smoothing capacitor 62 is connected to the negative terminal of the rectifier circuit 52, and the second smoothing capacitor 6 2
  • the high potential side terminal of the first switching element (IGBT) 55 is connected to the high potential side terminal (collector).
  • the low potential side terminal of the first switching element (IGBT) 55 is connected to the connection point between the coil coil 54 and the high potential side terminal (collector) of the second switching element (IGBT) 57.
  • a series connection body of the heating coil 59 and the resonance capacitor 60 is connected in parallel to the second switching element 57.
  • the first diode 56 (first reverse conducting element) is connected in antiparallel to the first switching element 55, and the second diode 58 (second reverse conducting element) is the second switching element 57. Is connected in antiparallel.
  • the snubber capacitor 64 is connected in parallel to the second switching element 57. .
  • the series connection body of the correcting resonance capacitor 65 and the relay 66 is connected in parallel to the resonance capacitor 60.
  • the control circuit 63 inputs a detection signal of a current transformer 67 that detects an input current from the power source 51 and a current transformer 68 that detects a current of the heating coil 59, and also includes a first switching element 55 and a second switching element 55. Signals are output to the gate of the switching element 57 and the drive coil (not shown) of the relay 66.
  • the power source 51 is full-wave rectified by the rectifier circuit 52 and supplied to the first smoothing capacitor 53 connected to the output terminal of the rectifier circuit 52.
  • the first smoothing capacitor 53 serves as a supply source for supplying a high-frequency current to the inverter 50.
  • FIGS. 7A and 7B are diagrams showing waveforms of respective parts in a circuit of a conventional induction heating apparatus, and FIG. 7A is a case where the output is 2 kW, which is a large output.
  • a waveform A1 shows a current waveform Ic1 flowing through the first switching element 55 and the first diode 56
  • a waveform B1 shows a current waveform Ic2 flowing through the second switching element 57 and the second diode 58.
  • Waveform C1 shows the voltage Vce2 generated between the collector and emitter of the second switching element 57
  • waveform D1 shows the drive voltage Vgl applied to the gate of the first switching element 55
  • waveform E1 shows the second switching element 57.
  • the drive voltage Vg2 applied to the gate is shown.
  • Waveform F1 shows the current I flowing through the heating coil 59, respectively.
  • the control circuit 63 has a driving period T (approximately 24 ⁇ sec) at the gate of the second switching element 57 until the time tO force also reaches the time tl as shown in the waveform E1.
  • Resonance occurs in a closed circuit formed by the diode 58, the heating coil 59, and the resonant capacitor 60.
  • the resonance period when the pan 61 is an aluminum pan is about 2 of the driving period ⁇ .
  • the number of turns of the heating coil 59 (40mm) and the capacity of the resonant capacitor 60 (0.04F) are set to be 3 times (about 16 seconds).
  • the resonance frequency is f
  • the resonance period is 1 / f
  • the resonance period is represented by 1 / f.
  • the choke coil 54 is connected to the electrostatic energy of the smoothing capacitor 53 during the driving period T of the second switching element 57.
  • the second peak of the resonance current flowing in the second switching element 57 and the resonance current is stopped at the time tl when the current becomes zero, that is, when the collector current flows in the forward direction of the second switching element 57.
  • the second smoothing capacitor 62 is charged through the first diode 56, and the magnetic energy stored in the choke coil 54 is released.
  • the voltage of the second smoothing capacitor 62 is boosted to 500 V so as to be higher than the peak value (283 V) of the DC output voltage Vdc of the rectifier 52.
  • the boosted level depends on the conduction time of the second switching element 57, and the voltage generated in the second smoothing capacitor 62 tends to increase as the conduction time increases.
  • the second smoothing capacitor 62 when resonating in a closed circuit formed by the second smoothing capacitor 62, the first switching element 55 or the first diode 56, the heating coil 59, and the resonance capacitor 60, The voltage level of the working second smoothing capacitor 62 is boosted. As a result, the peak value (peak value) of the resonance current flowing in the first switching element 55 shown in the waveform A1 in FIG. 7A and the resonance path are changed, so that the second switching shown in the waveform B1 continues to resonate. In order to prevent the peak value of the resonance current flowing through the element 57 from becoming zero or to be small, the aluminum pan is induction-heated with high output, and the output is continuously increased and decreased. Can be.
  • the control circuit 63 is provided to prevent the first switching element 55 and the second switching element 57 from being simultaneously conducted at the time tl force.
  • a drive signal is output to the gate of the first switching element 55.
  • the resonance current flows by changing the path to a closed circuit including the heating coil 59, the resonance capacitor 60, the first switching element 55 or the first diode 56, and the second smoothing capacitor 62. become.
  • the drive period T of this drive signal is set to be approximately the same as T in this case, so the second switch
  • the driving period of the second switching element (the sum of T, T, and the idle period) is the period of the resonant current.
  • the driving frequency of the first and second switching elements is about 20 kHz
  • the frequency of the resonance current flowing in the heating coil 59 is about 60 kHz.
  • the waveform in FIG. 7B is obtained when the output is 450 W, which is a low output. Although details are omitted, the drive cycle is shorter than that of 2kW output.
  • control circuit 63 turns off the relay 66 to maintain a constant frequency.
  • the first switching element 55 and the second switching element 57 are driven alternately.
  • the first switching element 55 is driven in a mode in which the driving period is shorter than the resonance period of the resonance current. That is, the drive time ratio is minimized, and the drive time ratio is gradually increased with the force set to the minimum output.
  • the control circuit 63 detects the material of the load pan 61 from the detection output of the current transformer 67 and the detection output of the current transformer 68.
  • control circuit 63 determines that the material of the load pan 61 is iron-based, the heating is stopped, the relay 66 is also turned on, and heating is started again at a low output. At this time, the control circuit 63 starts the first switching element 55 and the second switching element 57 at a constant frequency (about 21 kHz) and starts again from the minimum output at the minimum drive time ratio and gradually increases to the predetermined output. Make it.
  • the control circuit 63 when the control circuit 63 does not detect that the material of the load pan 61 is an iron-based load, the first switching element as shown in FIG. The mode shifts to a mode with a shorter resonance current period than the drive period of 57 At this time, the drive period is set so that the output is in a low output state.
  • the heating coil flows through the first switching element 55 and the second switching element 57.
  • the resonant current generated by 59 and the resonant capacitor 60 resonates at a cycle (2T Z3) shorter than the drive period (T) of both switching elements.
  • T drive period
  • the booster A filter 54 and a second smoothing capacitor 62 that is a smoothing unit are provided to boost and smooth the voltage of the smoothing capacitor 62 that is a high-frequency power source, and the amplitude of the resonance current is increased in each drive period. Therefore, after the start of driving, the first period ends after the resonance current begins to flow, and the resonance current having a sufficiently large amplitude can be continued even after reaching the second period.
  • the load detection for discriminating between a load of a material such as aluminum having a high conductivity and a low permeability and an iron load is accurate and has a low output. Therefore, by switching the relay on and off, the resonant capacitor can be switched to enable induction heating that can efficiently obtain a large heating output depending on the load material.
  • Patent Document 2 by switching between a full-bridge circuit method and a half-bridge circuit method between a magnetic pan and a non-magnetic pan, no switching relay is required in either the magnetic pan or the non-magnetic pan. A method is disclosed.
  • Patent Document 1 Japanese Patent No. 3460997
  • Patent Document 2 Japanese Patent No. 2816621
  • An induction heating device includes a resonance circuit having a calorie heat coil with a fixed number of magnetically coupled loads and a resonance capacitor with a substantially fixed capacity, and a full bridge circuit.
  • An inverter that has a switching element to configure and supplies power to the resonance circuit, a heating output control unit that drives the switching element to control the heating output of the heating coil, a rectification unit that rectifies commercial alternating current, and a rectification unit The rectified output is boosted and the output voltage is supplied to the inverter, and the power factor improvement unit that improves the power factor of commercial AC and the load material detection unit that detects the material of the load are provided.
  • the drive frequency of the switching element is switched between substantially equal to the resonance frequency of the resonance circuit and substantially lZn times (n is an integer of 2 or more) and power factor
  • the improvement unit is controlled so that the output voltage can be changed.
  • the heating power can be increased while reducing the duty applied to the switching element regardless of the load material with an easy configuration. Can be obtained.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an induction heating device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a characteristic diagram of the detection input of the load material detection unit of the induction heating apparatus in Embodiment 1 of the present invention.
  • Fig. 3 is a diagram showing waveforms of respective parts in a low and low / medium conductivity material mode of the circuit of the induction heating apparatus in the first embodiment of the present invention.
  • Fig. 4 is a diagram showing a waveform of each part in the high conductivity material mode of the circuit of the induction heating apparatus in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing a waveform of each part in the medium conductivity material mode of the circuit of the induction heating apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a conventional induction heating apparatus.
  • FIG. 7A is a diagram showing waveforms of respective parts of a circuit of a conventional induction heating apparatus.
  • FIG. 7B is a diagram showing waveforms of respective parts of the circuit of the conventional induction heating apparatus.
  • Heating output control circuit Heating output control unit
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an induction heating cooker that is an induction heating apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • 200V commercial power is applied as the power source 51 to the induction heating device.
  • the induction heating device includes a rectifying unit 52 having a diode bridge force, a force composed of a first smoothing capacitor 78, a choke coil 79, a diode 80, a MOS-FET 81, and a power factor correction control unit 82 surrounded by a broken line.
  • a rate improvement circuit (power factor improvement unit) 71 is provided.
  • the rectifier 52 and the power factor improvement circuit (power factor improvement unit) 71 convert the commercial power supply to a boosted DC, and the output voltage can be changed by the output signal of the load material detector 72 or the heating output control circuit 63 It has become. Then, control is performed so that the power factor of the commercial power supply becomes close to 1 while accumulating power in the second smoothing capacitor 73.
  • the boosted direct current is supplied by inverter 70. Then, it is converted into a high-frequency current and supplied to the resonance circuit of the heating coil 59 whose number is substantially fixed and the resonance capacitor 60 whose capacity is substantially fixed.
  • the high frequency current flowing in the heating coil 59 generates a high frequency magnetic field.
  • a pan (not shown) as a load is installed with the heating coil 59 facing the bottom.
  • the heating coil 59 is magnetically coupled to the load when a high frequency magnetic field is generated.
  • the resonance capacitor 60 forms a series resonance circuit together with the heating coil 59.
  • the resonant frequency of this resonant circuit is set to about 90kHz.
  • the inverter 70 is a series circuit of the first switching element 74 and the second switching element 75, the third switching element 76, and the second switching element so as to be a full bridge circuit having the output of the resonance circuit. 4 is connected to both ends of the second smoothing capacitor 81, and the resonance circuit is connected to the connection point of the first switching element 74 and the second switching element 75, the third switching element 76 and the second It is formed between the connection point of 4 switching elements 77.
  • the switching elements 74, 75, 76, and 77 are composed of an IGBT and a diode connected in reverse parallel to the IGBT.
  • the first switching element 74 and the fourth switching element 77 or the second switching element 75 and the third switching element 76 are alternately driven by the heating output control circuit (heating output control unit) 63.
  • the heating output control circuit 63 detects the heating output of the heating coil 59.
  • the heating output control circuit 63 to which the detection result is input changes the drive frequency of the switching element, and the frequency controlled inverter 70 is configured to be controlled so as to obtain a predetermined heating output.
  • a load material detection unit 72 is provided for detecting the material of the pan serving as a load by inputting and comparing the detection outputs of the resonance current detection unit including the current transformer 67 and the current transformer 68.
  • FIG. 2 is a characteristic diagram of the detection input of the load material detection unit 72 of the induction heating apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the horizontal axis is detected by current transformer 67.
  • the vertical axis represents the resonance current flowing through the resonance capacitor 60 detected by the current transformer 68.
  • the heating output control circuit 63 drives the first switching element 74 and the fourth switching element 77 and drives the second switching element 75 and the third switching element 76 at a constant frequency (about 60 kHz). Alternately.
  • the driving period of the first switching element 74 and the fourth switching element 77 is driven in a mode shorter than the resonance period of the resonance current, and the driving period of the first switching element 74 and the fourth switching element 77 is the same as that of the first switching element 74 and the fourth switching element 77.
  • the driving time ratio which is the ratio of the driving periods of the second switching element 75 and the third switching element 76, is minimized, and the driving time ratio is gradually increased with the minimum heating output.
  • the load material detection unit 72 compares the detection output of the current transformer 67 that detects the input current as the heating output detection unit and the detection output of the current transformer 68 that detects the resonance current flowing through the resonance capacitor 60 as the resonance current detection unit. Detect the material of the load by identifying the size ratio of the detected output.
  • the material of the pan used for cooking is generally classified into four types based on the relationship between the magnitude of the input current of the induction heating device and the magnitude of the resonant current flowing through the resonant capacitor 60, for example. be able to. That is, a low-conductivity material of magnetic material such as iron or magnetic stainless steel pan, a low-medium conductivity material such as a non-magnetic stainless steel thin plate (e.g.
  • 0.5 mm that is an intermediate material between aluminum and magnetic material, non-magnetic stainless steel
  • Medium conductivity materials such as thick pans (for example, 2mm), multilayered pans with high conductivity materials such as aluminum and copper on thin plates of non-magnetic stainless steel, and high conductivity such as aluminum or copper pans It is a material.
  • the characteristics of the magnitude of the magnitude of the current of the resonant capacitor 60 with respect to the magnitude of the input current of the induction heating device are different for each material so that they can be identified. Therefore, by comparing the magnitude of the input current and the magnitude of the output current, these materials can be accurately separated, and the induction heating device can be controlled to drive the switching element suitable for the load material. Desire ⁇ .
  • FIGS. 3 to 5 are diagrams showing waveforms of respective parts of the circuit of the induction heating apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the load is a low-conductivity material such as an iron pan, which is a magnetic material.
  • the load material detector 72 determines that the material of the load is of a low conductivity material while the output is gradually increased from a low output at a drive frequency of about 60 kHz after the start of the inverter 70, the heating output control is performed.
  • the circuit 63 raises the drive frequency to about 90 kHz, which is approximately the same as the resonance frequency, and starts heating at a low output again.
  • the drive frequency of the switching elements 74, 75, 76, 77 is about 90 kHz, which is the resonance frequency of the resonance circuit, so that the induction heating device is higher than the resonance frequency and the drive frequency so that the frequency becomes the minimum output. Starting from the setting, it operates in the low-conductivity material mode where the drive frequency is gradually increased to the resonance frequency while decreasing to approach the resonance frequency.
  • the circuit of the induction heating device operates with the waveform of each part as shown in Fig. 3 at a point close to the resonance point, that is, at the maximum heating output.
  • the top row in Fig. 3 shows the waveform of the current flowing through the heating coil 59.
  • Icl and 4 are the waveforms of the collector currents of the first switching element 74 and the fourth switching element 77, respectively.
  • Ic 2 and 3 are the waveforms of the collector currents of the second switching element 75 and the third switching element 76, respectively.
  • the lower part shows the waveforms of the gate voltages of the first switching element 74 and the fourth switching element 77 and the waveforms of the gate voltages of the second switching element 75 and the third switching element 76, respectively. Yes.
  • the power factor correction circuit 71 boosts the commercial power supply 200 V to 450 V based on the output signal of the load material detector 72 and stores it in the second smoothing capacitor 73.
  • the resonance equivalent resistance including the load is large, and the Q (sharpness of resonance) of the resonance circuit is small, so the heating output is smaller than the equivalent resonance resistance force such as aluminum and the load material.
  • Non-magnetic stainless steel has a low permeability, so the penetration depth of high-frequency current is larger than that of low-conductivity magnetic materials, resulting in a high frequency.
  • the equivalent conductivity with respect to the induced current which is the wave number is smaller than that of the magnetic material.
  • the plate thickness is smaller than the penetration depth. In the case of low-medium conductivity materials such as thin plates, the distribution of induced current is physically limited by the plate thickness, so the plate thickness is large.
  • the equivalent conductivity for the induced current is larger.
  • the power factor correction circuit 71 boosts the commercial power supply 200 V to 330 V and stores it in the second smoothing capacitor 73.
  • the heating output control circuit 63 operates in the low / medium conductivity mode. That is, the heating output control circuit 63 sets the drive frequency of the switching element to about 90 kHz, which is about the same frequency as the resonance frequency of the resonance circuit.
  • the circuit of the induction heating device operates in the same waveform as in the low conductivity material mode as shown in Fig. 3.
  • the input voltage of the inverter 70 acting on the switching elements 74, 75, 76, 77 is set to 330V, and the switching loss is reduced by lowering the voltage from the low conductivity material mode of 450V. And then. Even if the input voltage of the inverter 70 is lower than the low conductivity material mode, the high frequency resistance of the load is small and the Q of the resonant circuit including the load is larger than the low conductivity material mode, so that sufficient heating output can be obtained. You can. In other words, the switching element 74, 75, 76, while ensuring the necessary heating output by lowering the input voltage of the inverter 70 so that the maximum heating output approaches the required heating output than in the low conductivity material mode.
  • the output voltage of the power factor correction circuit 71 is changed so that the maximum heating output approaches the heating output setting value.
  • the loss of the switching elements 74, 75, 76, 77 can be reduced with a simple configuration, or the current of the inverter 70 can be reduced to improve the thermal efficiency.
  • the load is a high conductivity non-magnetic material such as an aluminum pan or a copper pan.
  • the induction heating apparatus in the case of (hereinafter referred to as a high conductivity material) will be described.
  • the circuit of the induction heating device operates with each part waveform as shown in FIG.
  • the vertical and horizontal axes in the waveforms of the respective parts in FIG. 4 are the same as those in FIG. 3, and detailed description thereof is omitted.
  • the load material detection unit 72 detects that the load material is a load of a high conductivity material at the time of start-up, when a predetermined drive time ratio is reached, as shown in Icl, 4 First
  • the driving period of the switching element 74 and the fourth switching element 77 first shifts to the high conductivity material mode in which the period of the resonance current is short.
  • the driving period of the second switching element 75 and the third switching element 76 shifts to the high conductivity material mode in which the period of the resonance current is short.
  • the drive period is set so that the output is in a low output state. It should be noted that the order of the switching elements 74 and 77 and the switching elements 75 and 76 when the mode is changed does not matter whichever comes first.
  • the switching element 74, 75, 76, 77 drive frequency is reduced to about 30kHz, which is about 1Z3 of the resonant frequency of the resonant circuit, to reduce the loss of each switching element. is doing.
  • the power factor correction circuit 71 boosts the commercial power supply 200V to 400V, which is higher than in the low-medium conductivity material mode and lower than that in the low-conductivity material mode, and outputs it to the inverter 70. However, it works to improve the power factor of the commercial power supply while increasing the maximum heating output obtained at the resonance point near 1Z3 of the resonance frequency.
  • the induction heating device reduces the loss of the switching elements 74, 75, 76, 77 by making the drive frequency lower than the resonance frequency, while heating the input voltage of the inverter 70 that the maximum heating output requires.
  • the required heating output at the drive frequency is secured by increasing the pressure so that it approaches the set output, or the maximum heating output is equal to or higher than the set output, and with low permeability and high conductivity like aluminum. Some metals are supposed to operate in a high conductivity material mode that can also be heated.
  • the load material detector 72 determines the material of the load as a high conductivity material such as aluminum or copper on a thick plate of non-magnetic stainless steel or a thin plate of non-magnetic stainless steel.
  • the heating output control circuit 63 drives the switching elements 74, 75, 76, and 77 with the collector current and gate voltage waveforms shown in Fig. 5.
  • Ic 1 and 4 are the collector current waveforms of the first switching element 74 and the fourth switching element 77, respectively.
  • Ic2 and Ic3 are collector current waveforms of the second switching element 75 and the third switching element 76, respectively.
  • the driving frequency of the switching element is about 45k which is about 1Z2 of the resonance frequency of the resonance circuit. It is set to be Hz.
  • Icl 4
  • the first switching element 74 and the fourth switching element are supplied by passing a half-cycle resonance current. Stop driving 77.
  • Ic2 3
  • the second switching element 75 and the third switching element 76 3
  • the second switching element 75 and third Repeatedly stop switching element 76 drive.
  • Such a driving method is the operation in the medium conductivity material mode.
  • the power factor correction circuit 71 operates to boost the voltage of 200 V of the commercial power source to 330 V, which is the same as in the low-medium conductivity mode, and store the voltage in the second smoothing capacitor 73 for smoothing.
  • the drive frequency is about 1Z2 times the resonance frequency, so switching element loss can be reduced, and the heating output is The decrease in the maximum heating output due to the drive frequency being approximately equal to 1Z2 times the resonance frequency and the increase in the maximum heating output due to the decrease in equivalent resonance resistance cancel each other.
  • the required heating output can be obtained as the same.
  • the resonance resistance of the resonance circuit is larger and the input voltage of the inverter 70 is smaller in the middle conductivity mode than in the high conductivity material mode.
  • the maximum heating output is reduced by the above, but the drive frequency is set to about 45 kHz, which is about 1Z2 of the resonance frequency, and higher than the drive frequency of the high conductivity material mode (resonance frequency is about 1Z3 of the number).
  • the maximum heating output near the frequency can be made sufficiently large.
  • the induction heating device reduces the switching element loss by reducing the drive frequency in the low conductivity mode and low low conductivity mode in the medium conductivity mode, and reduces the drive frequency to the high conductivity mode. While switching to a higher mode than the material mode, a sufficient heating output can be obtained, while the switching factor is reduced by lowering the voltage applied to the switching element by the power factor correction circuit 71 from the high conductivity material mode. Yes.
  • the force that is boosted to a predetermined value by the power factor correction circuit 71 in the low conductivity mode, the low / medium conductivity mode, the medium conductivity mode, and the high conductivity mode The heating output required or set heating output (heating output set by the user, stored in the heating output control circuit 63 and the load temperature controller This includes the temperature output when the function and the overtemperature prevention function are activated, and the heating output set during automatic cooking. ), The output voltage of the power factor correction circuit 71 may be changed. In the medium conductivity mode and the high conductivity mode, the driving frequency can be made lower than the resonance frequency to reduce the loss of the switching element, but the maximum heating output near the driving frequency is smaller than that near the resonance frequency.
  • the waveform when the maximum heating output is close to the resonance point that is, the switching element is turned off when the current flowing through the switching elements 74, 75, 76, and 77 becomes zero.
  • the switching element is turned off when a forward current flows through the switching element.
  • the switching element may be driven near the resonance frequency at a frequency higher than the resonance frequency and operated with a heating output lower than the maximum heating output. In this case, a diode current that is a reverse current not shown in FIGS. 3 to 5 flows through the switching elements 74, 75, 76, and 77.
  • switching elements 74, 75, 76, and 77 are composed of an IGBT and a diode connected in reverse parallel to the IGBT.
  • the IGBT and the diode may be incorporated in the same package. However, it may be included in separate packages.
  • the IGBT may be replaced with a MOS-FET (field effect transistor).
  • the driving frequency of the switching element when the driving frequency of the switching element is set to be equal to the resonance frequency when the load is a magnetic material, a high conductivity and non-magnetic material can be obtained.
  • the drive frequency is lZn times the resonance frequency. Since the drive frequency must exceed the audible range, the resonance frequency must be set to n x 20kHz or higher. Therefore, when a magnetic material is detected, it is necessary to set the driving frequency of the switching element to n X 20 kHz or more.
  • the magnitude of the current flowing through the switching element is set against the load. Although it can be efficiently suppressed, the drive frequency in the case of magnetic material is high. Therefore, in the configuration of the present invention, as a switching element, the characteristics of a MOS-FET that has a higher on-loss than an IGBT but has a fast switching speed can be used effectively, and the switching element drive frequency can be about 90 kHz. The switching element loss can be suppressed to a practical level.
  • FIG. 1 shows a configuration in which the heating output control circuit 63 and the load material detection unit 72 are separated from each other, but the components and functions are shared such as being configured by the same microcomputer. It goes without saying that it is also good.
  • the heating output control circuit 63 has the function of the load material detection unit 72, and the heating control circuit 63 controls the boosting operation of the power factor correction circuit 71.
  • the induction heating apparatus includes the heating coil 59 having a substantially fixed power and the resonant capacitor 60 having a substantially fixed capacity for magnetically coupling a load.
  • Power factor improvement circuit 71 which is a power factor improvement unit that improves the power factor of commercial alternating current while also supplying to the inverter 70 that boosts the commercial power supply 200V and supplies power to the resonance circuit
  • a load material detector 72 for detecting the load.
  • the inverter 70 has a full bridge circuit, and the heating output control circuit 63, which is a heating output control unit, drives the switching elements 74, 75, 76, 77 according to the load material detection result of the load material detection unit 72.
  • the frequency is switched between substantially equal to the resonance frequency of the resonance circuit and substantially 1 Zn times (n is an integer of 2 or more), and the power factor correction circuit 71 is configured to change the output voltage value.
  • the resonance frequency of the resonant circuit is fixed so that the driving frequency of the switching element is greater than the audible frequency (approximately 20 kHz or less) when n is the highest.
  • the power factor improvement circuit 71 that brings the power factor of the commercial power source closer to 1 and the full bridge circuit, the relationship between the drive frequency and resonance frequency and the inverter depending on the load material from high conductivity to low conductivity Since the heating mode can be switched so that the 70 input voltages can be switched simultaneously, the resonance circuit can be made a simple configuration, the switching element loss can be reduced regardless of the load material, and the heating output can be further increased.
  • the induction heating device drives the switching elements 74, 75, 76, 77 when the magnetic material is detected from the load material detection result of the load material detection unit 72.
  • the dynamic frequency is substantially equal to the resonance frequency of the resonance circuit. If it is detected as a high conductivity and non-magnetic material, the drive frequency of the switching elements 74, 75, 76, 77 is substantially lZn times the resonance frequency of the resonance circuit (n is an integer of 2 or more) And the output voltage of the power factor correction circuit 71 is made smaller than when the magnetic material is detected.
  • a non-magnetic and high-conductivity material such as aluminum or copper with an easy configuration makes the current of the heating coil 59 higher than the drive frequency of the switching element and has a low-conductivity with magnetic properties such as iron or magnetic stainless steel.
  • the material is made to match the current frequency of the heating coil 59 and the drive frequency of the switching element, and the resonance energy of the resonance circuit is increased to suppress the loss of the switching element regardless of the material of the load. Can be obtained.
  • non-magnetic and high-conductivity materials such as aluminum and copper make the current in the heating coil 59 about three times the switching element drive frequency, and have a lower conductivity than aluminum such as non-magnetic stainless steel.
  • the current of the heating coil 59 is set to about twice the drive frequency of the switching element, and even if the load is the same non-magnetic material, the conductivity is small, in some cases large.
  • n the maximum heating output by changing n to be smaller so that the resonance energy becomes larger than when the load is nonmagnetic, a larger heating output can be obtained while suppressing the loss of the switching element. be able to.
  • the heating coil 59 has a lower conductivity than aluminum, such as non-magnetic stainless steel, is relatively thick with a non-magnetic material, and a load with a predetermined conductivity or higher, such as a material (eg, about 2 mm), is detected.
  • the load is non-magnetic, whose conductivity is lower than that of aluminum, for example, heating is performed according to the thickness of the load plate. A larger heating output can be obtained while changing the mode and suppressing the loss of the switching element.
  • the induction heating apparatus is configured to change the output voltage of the power factor correction circuit 71 so that the maximum heating output approaches the heating output setting value in accordance with the heating output setting value.
  • the resonance voltage of the resonance circuit becomes too small and the short circuit mode does not occur in the switching element, or conversely, the resonance voltage of the resonance circuit becomes too large to increase the destruction and loss of the switching element. And so on.
  • the induction heating apparatus has a power factor correction circuit 71 according to the set value of the heating output so that the maximum heating output is equal to or greater than the set value of the heating output when n is 2 or more.
  • the output voltage is changed.
  • the switching element may have an excessive load force S. Since the voltage boosted by the power factor correction circuit 71 is increased so as to be equal to or higher than the set value of the heating output, the target heating output can be obtained while preventing breakdown or loss from increasing.
  • the output voltage of the power factor correction circuit 71 becomes the maximum calorie heat output.
  • the maximum heating power determined by the resonant voltage of the resonant circuit can be increased to obtain a sufficient heating power, or conversely, the resonance of the resonant circuit It is possible to prevent the voltage from becoming excessively high and the duty of the switching element from increasing, resulting in increased breakdown and loss.
  • the power factor correction circuit 71 according to the set value of the heating output is set so that the maximum heating output becomes equal to or more than the set value of the heating output.
  • the maximum heating output determined by the resonance voltage of the resonance circuit is increased so that heating can be performed at the set value of the heating output, while the resonance voltage of the resonance circuit is excessive.
  • the duty of the switching element increases and the destruction and loss can be prevented from increasing.
  • the induction heating apparatus is configured to stop the boosting function of the power factor correction circuit 71 in accordance with the load material detection result of the load material detection unit 72, so that the power factor correction circuit Since the commercial power supply voltage can be supplied to the inverter 70 by stopping the step-up function of 71, the induction heating device with a simpler configuration that suppresses the voltage and current applied to the switching element when the heating output is small, etc. It can be.
  • the load material detection unit 72 includes at least the detection output of the current transformer 67 as a heating output detection unit that outputs in accordance with the heating output, and the resonance capacitor 60 or Resonant current that detects the voltage or current of the heating coil 59 Input the detection output of the current transformer 68 as the detector, compare the heating output with the resonance energy of the resonance circuit, and the output of the heating output detector If the output of the resonance current detector is large, the resistance at the equivalent resonance of the resonance circuit is judged to be small, and a detection result corresponding to the magnitude of the equivalent resonance is output. It is possible to determine the maximum calorie heat output when the drive frequency is lZn (n is an integer of 2 or more) times the resonance frequency.
  • the maximum heating output is inversely proportional to the magnitude of the resistance at the time of equivalent resonance of the resonance energy and the resonance circuit, and is proportional to the magnitude of the resonance sharpness (Q) of the resonance circuit. Therefore, it is possible to accurately determine the magnitude of the maximum heating output of the resonance circuit of the load material from a high conductivity such as aluminum or copper to a low conductivity such as a magnetic material with an easy configuration.
  • the induction heating device increases the output voltage of the power factor correction circuit 71 when the equivalent resonance resistance of the resonance circuit increases, thereby reducing the low conductivity when n is the same.
  • the heating efficiency can be improved by increasing the maximum heating output as much as necessary for the rate load.
  • the induction heating device according to Embodiment 1 has low conductivity when the output voltage of the power factor correction circuit 71 is the same by changing n to be small when the equivalent resonance resistance of the resonance circuit increases. It is possible to obtain the required heating output by increasing the maximum heating output as much as necessary with respect to the load of the rate. [0059] In addition, the induction heating device according to Embodiment 1 has a low conductivity by reducing n and increasing the output voltage of the power factor correction circuit 71 when the equivalent resonance resistance of the resonance circuit increases. The heating efficiency can be improved by increasing the maximum heating output as much as necessary for the load.
  • the induction heating device causes a resonance current within a half cycle to flow within the drive period of the first switching element 74 and the fourth switching element 77, and the second switching element 75.
  • a resonance current of one cycle or more is passed, but within the driving period of the second switching element 75 and the third switching element 76, a resonance current within a half cycle is applied.
  • the same effect can be obtained by flowing a resonance current of one cycle or more during the driving period of the first switching element 74 and the fourth switching element 77.
  • the induction heating apparatus in the first embodiment can detect the increase in current of the switching elements 74, 75, 76, 77 even if the load material detection unit 72 is based on voltage detection of the resonant capacitor 60. It is possible to switch the heating mode by detecting the load material with an easier configuration.
  • the heating output detector detects the input current and input power, or detects the voltage or current of the resonance circuit composed of the heating coil 59 and the resonance capacitor 60 to estimate the input current.
  • the induction heating apparatus in the first embodiment can control the magnitude of the current flowing through the switching elements 74, 75, 76, 77 of the inverter 70 to an appropriate value corresponding to the load and the heating output.
  • the switching element since the drive frequency in the case of magnetic material is higher, the switching element is a MOSFET that has higher on-voltage and higher on-loss than IGBT but has a high switching speed. By using, the characteristics can be used effectively.
  • the switching element drive frequency is substantially the same as the resonance frequency, and the switching element loss is suppressed to a practical level even when driven at a drive frequency of about 60 to 90 kHz.
  • the induction heating device can increase the heating output regardless of the material of the load, it is useful for applications such as industrial induction heating.

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Abstract

 誘導加熱装置は、共振回路と、整流出力を昇圧してインバータに供給するとともに商用交流の力率を改善する力率改善回路と、負荷の材質を検知する負荷材質検知部とを備え、インバータはフルブリッジ回路を構成するスイッチング素子を有し、負荷材質検知結果に応じてスイッチング素子の駆動周波数を共振回路の共振周波数の実質的に等倍と実質的に1/n倍(nは2以上の整数)とに切り替える構成を有する。

Description

明 細 書
誘導加熱装置
技術分野
[0001] 本発明は、アルミ鍋のような高導電率かつ低透磁率の被加熱物を効率良く誘導カロ 熱できるようにした誘導加熱調理器や、誘導加熱式の湯沸かし器、加湿器あるいは アイロンなどの誘導加熱装置に関する。
背景技術
[0002] 以下、従来の誘導加熱装置の例として、加熱コイルから高周波磁界を発生し、電磁 誘導による渦電流によって鍋等の負荷を加熱する誘導加熱調理器について、図 6に 基づいて説明する。
[0003] 図 6は特許文献 1に開示されている従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図で ある。電源 51は低周波交流電源である 200V商用電源であり、ブリッジダイオードで ある整流回路 52の入力端に接続されている。整流回路 52の出力端間に第 1の平滑 コンデンサ 53が接続されている。整流回路 52の出力端間には、さらに、チョークコィ ル 54と第 2のスイッチング素子 57の直列接続体が接続されている。加熱コイル 59は 被加熱物であるアルミニウム製の鍋 61と対向して配置されている。
[0004] 図 6に示すように、破線で囲った部分はインバータ 50であり、第 2の平滑コンデンサ 62の低電位側端子は整流回路 52の負極端子に接続され、第 2の平滑コンデンサ 6 2の高電位側端子は第 1のスイッチング素子 (IGBT) 55の高電位側端子 (コレクタ) に接続されている。そして、第 1のスイッチング素子 (IGBT) 55の低電位側端子はチ ヨークコイル 54と第 2のスイッチング素子(IGBT) 57の高電位側端子(コレクタ)との 接続点に接続されている。加熱コイル 59と共振コンデンサ 60の直列接続体は第 2の スイッチング素子 57に並列に接続されている。
[0005] 第 1のダイオード 56 (第 1の逆導通素子)は第 1のスイッチング素子 55に逆並列に 接続され、第 2のダイオード 58 (第 2の逆導通素子)は第 2のスイッチング素子 57に逆 並列に接続されている。
[0006] また、スナバコンデンサ 64は、第 2のスイッチング素子 57に並列に接続されている 。補正用共振コンデンサ 65とリレー 66の直列接続体は共振コンデンサ 60に並列に 接続されている。制御回路 63は、電源 51からの入力電流を検知するカレントトランス 67と、加熱コイル 59の電流を検知するカレントトランス 68の検知信号を入力するとと もに、第 1のスイッチング素子 55と第 2のスイッチング素子 57のゲートとリレー 66の駆 動コイル(図示せず)に信号を出力する。
[0007] 以上のように構成された従来の誘導加熱調理器の動作について説明する。電源 5 1は整流回路 52により全波整流され、整流回路 52の出力端に接続された第 1の平滑 コンデンサ 53に供給される。この第 1の平滑コンデンサ 53はインバータ 50に高周波 電流を供給する供給源として働く。
[0008] 図 7A、 7Bは、従来の誘導加熱装置の回路における各部波形を示す図であり、図 7 Aは出力が大出力である 2kWの時のものである。波形 A1は第 1のスイッチング素子 55及び第 1のダイオード 56に流れる電流波形 Ic 1を、波形 B 1は第 2のスイッチング 素子 57及び第 2のダイオード 58に流れる電流波形 Ic2を示している。また、波形 C1 は第 2のスイッチング素子 57のコレクタ一ェミッタ間に生じる電圧 Vce2を、波形 D1は 第 1のスイッチング素子 55のゲートに加わる駆動電圧 Vglを、波形 E1は第 2のスイツ チング素子 57のゲートに加わる駆動電圧 Vg2を示している。また、波形 F1は加熱コ ィル 59に流れる電流 Iをそれぞれ示している。
[0009] 図 7Aに示すように出力が 2kWのとき、制御回路 63は波形 E1に示すように時点 tO 力も時点 tlまで第 2のスイッチング素子 57のゲートに駆動期間が T (約 24 μ秒)であ
2
るオン信号を出力する。この駆動期間 Τの間では第 2のスイッチング素子 57及び第
2
2のダイオード 58と、加熱コイル 59と、共振コンデンサ 60で形成される閉回路で共振 する。そして、鍋 61がアルミニウム製の鍋であるときの共振周期が駆動期間 Τの約 2
2
Ζ3倍 (約 16 秒)となるように加熱コイル 59の巻き数 (40Τ)と共振コンデンサ 60の 容量 (0. 04 F)とが設定されている。なお、共振周波数を fとしたとき、共振周期は 1 /fであり、図 7Aには共振周期を 1/fで表している。また、チョークコイル 54はこの第 2のスイッチング素子 57の駆動期間 Tにおいて、平滑コンデンサ 53の静電工ネルギ
2
一を磁気エネルギーとして蓄える。
[0010] 次に、第 2のスイッチング素子 57に流れる共振電流の第 2番目のピークと共振電流 が次に零となる間のタイミングである時点 tl、すなわち第 2のスイッチング素子 57の 順方向にコレクタ電流が流れている時点で第 2のスイッチング素子 57の駆動が停止 される。
[0011] すると、第 2のスイッチング素子 57がオフするので、第 2のスイッチング素子 57のコ レクタと接続されたチョークコイル 54の端子の電位が立ち上がる。そして、この電位が 第 2の平滑コンデンサ 62の電位を越えると、第 1のダイオード 56を通して第 2の平滑 コンデンサ 62に充電して、チョークコイル 54に蓄えた磁気エネルギーを放出する。第 2の平滑コンデンサ 62の電圧は整流器 52の直流出力電圧 Vdcのピーク値(283V) よりも高くなるように 500Vに昇圧される。昇圧されるレベルは第 2のスイッチング素子 57の導通時間に依存し、導通時間が長くなると第 2の平滑コンデンサ 62に発生する 電圧が高くなる傾向にある。
[0012] このように、第 2の平滑コンデンサ 62、第 1のスイッチング素子 55あるいは第 1のダ ィオード 56、加熱コイル 59、共振コンデンサ 60で形成される閉回路で共振する際に 、直流電源として働く第 2の平滑コンデンサ 62の電圧レベルが昇圧されている。この ことにより、図 7Aの波形 A1に示す第 1のスイッチング素子 55に流れる共振電流の尖 頭値 (ピーク値)、および共振経路を変えて、波形 B1に示す継続して共振する第 2の スイッチング素子 57に流れる共振電流の尖頭値が零とならないように、あるいは小さ くならないようにして、アルミニウム製の鍋を高出力で誘導加熱し、かつ、出力を連続 的に増減して制御するようにできる。
[0013] そして、図 7Aの波形 D1及び波形 E1で示すように、制御回路 63は、時点 tl力 第 1のスイッチング素子 55、第 2のスイッチング素子 57が同時に導通するのを防止する ために設けた休止期間後の時点 t2において、第 1のスイッチング素子 55のゲートに 駆動信号を出力する。この結果、波形 A1示すように加熱コイル 59、共振コンデンサ 60、第 1のスイッチング素子 55または第 1のダイオード 56、第 2の平滑コンデンサ 62 とからなる閉回路に経路を変えて共振電流が流れることになる。この駆動信号の駆動 期間 Tは、この場合には Tとほぼ同じ期間に設定されているので、第 2のスィッチン
1 2
グ素子 58が導通していた場合と同様に、駆動期間 Tの約 2Z3の周期の共振電流
2
が流れる。 [0014] 従って、加熱コイル 59に流れる電流 Iは、図 7Aの波形 F1に示すようになり、第 1及
び第 2のスイッチング素子の駆動周期 (Tと Tと休止期間の和)は共振電流の周期の
1 2
約 3倍となり、第 1及び第 2のスイッチング素子の駆動周波数が約 20kHzであれば、 加熱コイル 59に流れる共振電流の周波数は約 60kHzとなる。
[0015] 図 7Bの波形は、出力が低出力である 450Wの時のものである。詳細は省略するが 、駆動周期を 2kW出力時より短くしている。
[0016] 次に起動時においては、制御回路 63はリレー 66をオフ状態にされ、一定の周波数
(約 21kHz)で第 1のスイッチング素子 55と第 2のスイッチング素子 57が交互に駆動 される。第 1のスイッチング素子 55の駆動期間が共振電流の共振周期よりも短いモ ードで駆動される。すなわち、駆動時間比が最小にされ、最小の出力に設定されて 力も徐々に駆動時間比が増加される。そして、その間に制御回路 63はカレントトラン ス 67の検知出力とカレントトランス 68の検知出力から、負荷鍋 61の材料を検知する
[0017] 制御回路 63は、負荷鍋 61の材料が鉄系のものであると判断すると、加熱を停止し て力もリレー 66を投入して、再度低出力で加熱を開始する。このとき、制御回路 63は 第 1のスイッチング素子 55と第 2のスイッチング素子 57を一定の周波数 (約 21kHz) で、再度最小駆動時間比で最小出力からスタートして所定の出力まで徐々に増加さ せる。
[0018] 一方、制御回路 63は、負荷鍋 61の材料が鉄系の負荷であると検知しない場合に は、所定の駆動時間比に到達すると、図 7Bに示すような、第 1のスイッチング素子 57 の駆動期間より共振電流の周期の短いモードに移行する。このとき、出力は低出力 状態になるように駆動期間が設定される。
[0019] 以上のように、加熱コイル 59の発生する磁界によりアルミニウムや銅など高導電率 、低透磁率の負荷を加熱すると、第 1のスイッチング素子 55、第 2のスイッチング素子 57を流れる加熱コイル 59と共振コンデンサ 60による共振電流は、両スイッチング素 子それぞれの駆動期間 (T )より短い周期(2T Z3)で共振する。その結果、第 1のス イッチング素子 55、第 2のスイッチング素子 57の駆動周波数より 3倍高い周波数の電 流を加熱コイル 59に供給して加熱することができる。さらに、昇圧部であるチョークコ ィル 54と平滑部である第 2の平滑コンデンサ 62を設けて、高周波電源である平滑コ ンデンサ 62の電圧を昇圧して平滑し、各駆動期間において共振電流の振幅が大き くされている。そのため、駆動開始後、共振電流が流れ始めてから 1周期目が終了し 、 2周期目に到達して以降においても十分大きな振幅の共振電流を継続させることが できるものである。
[0020] 以上のように構成された従来の誘導加熱調理器において、高導電率かつ低透磁 率のアルミニウム等の材質の負荷と鉄系の負荷とを判別する負荷検知が正確にかつ 低出力状態でできることからリレーのオンオフを切り替えることにより、共振コンデンサ の切り替えを行い負荷の材質に応じて効率良く大きな加熱出力が得られる誘導加熱 を可能としていた。
[0021] また、特許文献 2に見られるように磁性鍋と非磁性鍋でフルブリッジ回路方式とハー フブリッジ回路方式を切り替えることにより磁性鍋と非磁性鍋のいずれにおいても切り 替えリレーを必要としない方法が開示されている。
[0022] し力しながら、特許文献 1に見られるような負荷の材質により共振コンデンサの容量 を変更する従来の構成では、高導電率かつ低透磁率のアルミニウム等の材質の負 荷と鉄系の負荷との加熱を行うには高耐圧のリレーにより共振コンデンサを切り替え るなど構成が複雑になる。また、アルミニウム等の加熱に適するように共振コンデンサ の容量を設定して、その容量を切り替えなければ、特に低導電率である鉄系の負荷 を加熱する場合に共振コンデンサの容量が小さいためスイッチング素子の駆動周波 数は高くなりかつスイッチング素子に力かる電圧が大きくなるためスイッチング素子損 失が大きくなるため充分な出力を得ることが困難であるという課題を有していた。
[0023] また、特許文献 2に見られるような従来の構成では、鉄系のような低導電率の材質 を加熱できるようにすると高導電率かつ低透磁率のアルミニウム等の材質を加熱して 高出力を得るためには、負荷を含めた共振回路の等価抵抗が小さいためインバータ の電流定格が非常に大きくなると想定される。また、高導電率かつ低透磁率のアルミ ニゥム等の材質を加熱できるように共振回路を設定すると、共振回路の最大出力電 力(以下、最大加熱出力という)が小さくなり低導電率の材質は目標とする加熱出力 が得られなくなることとなり、アルミニウムや銅など高導電率かつ低透磁率の材質から 磁性材質など低導電率の材質までを実用レベルで加熱することは困難であるという 課題を有していた。
特許文献 1:特許第 3460997号公報
特許文献 2 :特許第 2816621号公報
発明の開示
[0024] 本発明の誘導加熱装置は、負荷を磁気結合させる卷数が実質的に固定されたカロ 熱コイルと容量が実質的に固定された共振コンデンサを有する共振回路と、フルブリ ッジ回路を構成するスイッチング素子を有し共振回路に電力を供給するインバータと 、スイッチング素子を駆動して加熱コイルの加熱出力を制御する加熱出力制御部と、 商用交流を整流する整流部と、整流部からの整流出力を昇圧して出力電圧をインバ ータに供給するとともに商用交流の力率を改善する力率改善部と、負荷の材質を検 知する負荷材質検知部とを備え、加熱出力制御部は、負荷材質検知部の負荷材質 検知結果に応じてスイッチング素子の駆動周波数を共振回路の共振周波数の実質 的に等倍と実質的に lZn倍 (nは 2以上の整数)とに切り替えるとともに力率改善部 は出力電圧の大きさを変更可能とするように制御される。
[0025] このようにして、アルミニウムや銅など高導電率から、磁性を有する材質など低導電 率まで、容易な構成で負荷の材質によらずスイッチング素子に加わる責務を低減し つつより大きな加熱出力を得ることができる。
図面の簡単な説明
[0026] [図 1]図 1は本発明の実施の形態 1における誘導加熱装置の回路構成図である。
[図 2]図 2は本発明の実施の形態 1における誘導加熱装置の負荷材質検知部の検知 入力の特'性図である。
[図 3]図 3は本発明の実施の形態 1における誘導加熱装置の回路の低および低中導 電率材質モードにおける各部波形を示す図である。
[図 4]図 4は本発明の実施の形態 1における誘導加熱装置の回路の高導電率材質モ ードにおける各部波形を示す図である。
[図 5]図 5は本発明の実施の形態 1における誘導加熱装置の回路の中導電率材質モ ードにおける各部波形を示す図である。 [図 6]図 6は従来の誘導加熱装置の回路構成図である。
[図 7A]図 7Aは従来の誘導加熱装置の回路の各部波形を示す図である。
[図 7B]図 7Bは従来の誘導加熱装置の回路の各部波形を示す図である。
符号の説明
[0027] 52 整流部
59 加熱コイル
60 共振コンデンサ
63 加熱出力制御回路 (加熱出力制御部)
67, 68 カレントトランス
70 インバータ
71 力率改善回路 (力率改善部)
72 負荷材質検知部
74 第 1のスイッチング素子
75 第 2のスイッチング素子
76 第 3のスイッチング素子
77 第 4のスイッチング素子
発明を実施するための最良の形態
[0028] 以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
[0029] (実施の形態 1)
図 1は本発明の実施の形態 1における誘導加熱装置である誘導加熱調理器の回 路構成図である。図 1に示すように誘導加熱装置は、電源 51として 200V商用電源 が印加される。そして、誘導加熱装置は、ダイオードブリッジ力 なる整流部 52と、破 線で囲われた第 1の平滑コンデンサ 78とチョークコイル 79とダイオード 80と MOS— FET81と力率改善制御部 82とからなる力率改善回路 (力率改善部) 71を備える。整 流部 52と力率改善回路 (力率改善部) 71とにより商用電源は昇圧された直流に変換 されその出力電圧は負荷材質検知部 72または加熱出力制御回路 63の出力信号に より変更可能となっている。そして、第 2の平滑コンデンサ 73に蓄電しつつ商用電源 の力率を 1近くになるように制御が行なわれる。昇圧された直流は、インバータ 70によ り高周波電流に変換され、卷数が実質的に固定された加熱コイル 59と容量が実質 的に固定された共振コンデンサ 60の共振回路に供給される。加熱コイル 59に流れる 高周波電流が高周波磁界を発生する。また、加熱コイル 59と底面が対向して負荷で ある鍋(図示せず)が設置されている。そして加熱コイル 59は高周波磁界を発生する と負荷に磁気結合される。また、共振コンデンサ 60は、加熱コイル 59とともに直列の 共振回路を構成している。この共振回路の共振周波数は約 90kHzに設定されてい る。
[0030] また、インバータ 70は、共振回路を出力としたフルブリッジ回路となるように、第 1の スイッチング素子 74および第 2のスイッチング素子 75の直列回路と、第 3のスィッチ ング素子 76および第 4のスイッチング素子 77の直列回路が第 2の平滑コンデンサ 81 の両端に接続され、共振回路が第 1のスイッチング素子 74と第 2のスイッチング素子 75の接続点と、第 3のスイッチング素子 76と第 4のスイッチング素子 77の接続点との 間に構成されている。スイッチング素子 74、 75、 76、 77は IGBTと IGBTに逆並列に 接続したダイオードとから構成されている。そして、加熱出力制御回路 (加熱出力制 御部) 63により、第 1のスイッチング素子 74と第 4のスイッチング素子 77、または第 2 のスイッチング素子 75と第 3のスイッチング素子 76が交互に駆動される。そして、出 力を増加させる場合にはスイッチング素子の駆動周波数が共振周波数に近づくよう に、加熱出力制御回路 63によりスイッチング素子が駆動される。また、カレントトラン ス 67を備えた加熱出力検知部が加熱コイル 59の加熱出力を検知する。そして、その 検知結果を入力した加熱出力制御回路 63によりスイッチング素子の駆動周波数が 可変され、所定の加熱出力が得られるように制御される周波数制御のインバータ 70 が構成されている。そして、カレントトランス 67とカレントトランス 68を備えた共振電流 検知部の検知出力を入力して比較し、負荷である鍋の材質を検知する負荷材質検 知部 72が備えられている。
[0031] 次に、このように構成された誘導加熱装置の動作について説明する。まず、起動時 において誘導加熱装置の負荷材質検知部 72が、負荷である鍋の材質を検知する方 法について説明する。図 2は本発明の実施の形態 1における誘導加熱装置の負荷 材質検知部 72の検知入力の特性図である。横軸はカレントトランス 67により検知され る誘導加熱装置の入力電流である。縦軸はカレントトランス 68により検知される共振 コンデンサ 60に流れる共振電流である。起動時において、加熱出力制御回路 63は 一定の周波数 (約 60kHz)で第 1のスイッチング素子 74と第 4のスイッチング素子 77 の駆動と、第 2のスイッチング素子 75と第 3のスイッチング素子 76の駆動を交互に行 う。そして、第 1のスイッチング素子 74と第 4スイッチング素子 77の駆動期間は共振電 流の共振周期よりも短いモードで駆動し、第 1のスイッチング素子 74と第 4スィッチン グ素子 77の駆動期間と第 2のスイッチング素子 75と第 3のスイッチング素子 76の駆 動期間の比である駆動時間比を最小にして、最小の加熱出力にして力 徐々に駆動 時間比を増加させる。その間に負荷材質検知部 72は加熱出力検出部として入力電 流を検知するカレントトランス 67の検知出力と共振電流検知部として共振コンデンサ 60に流れる共振電流を検知するカレントトランス 68の検知出力を比較してその検知 出力の大きさの比率の大小を識別して、負荷の材質を検知する。
[0032] 図 2に示すように、調理に用いられる鍋の材質は、例えば誘導加熱装置の入力電 流の大きさと共振コンデンサ 60に流れる共振電流の大きさとの関係から、一般に 4つ に分類することができる。すなわち、鉄または磁性ステンレス鍋など磁性材質の低導 電率材質、アルミニウムと磁性材質の中間材質である非磁性ステンレスの薄板 (例え ば 0. 5mm)などの低中導電率材質、非磁性ステンレスの厚板 (例えば 2mm)や、非 磁性ステンレスの薄板材の上にアルミニウムや銅などの高導電率材を貼りはわせた 多層鍋などの中導電率材質、およびアルミニウムまたは銅鍋などの高導電率材質で ある。図 2に示すように、これらの材質ごとに誘導加熱装置の入力電流の大きさに対 する共振コンデンサ 60の電流の大きさの大小関係の特性は識別可能な程度に異な る。したがって入力電流の大きさと出力電流の大きさを比較することによりこれらの材 質を精度よく分別することができ、負荷材質に適したスイッチング素子の駆動を行うよ うに誘導加熱装置を制御することが望まし ヽ。
[0033] 次に、実施の形態 1における誘導加熱装置の動作について、図 3〜図 5を用いて説 明する。図 3〜図 5は本発明の実施の形態 1における誘導加熱装置の回路の各部波 形を示す図である。
[0034] まず、図 3を用いて、負荷が鉄鍋などの磁性材質である低導電率材質の場合にお ける誘導加熱装置の動作について説明する。インバータ 70の起動後、約 60kHzの 駆動周波数で低出力から徐々に出力を増加させる途中で、負荷材質検知部 72が負 荷の材料を低導電率材質のものであると判断すると、加熱出力制御回路 63は駆動 周波数を共振周波数と約等倍の約 90kHzに上げ、再度低出力で加熱を開始する。 すなわち、スイッチング素子 74、 75、 76、 77の駆動周波数が共振回路の共振周波 数である約 90kHzとなるようにして、誘導加熱装置は共振周波数より高 、周波数で 最小出力となるように駆動周波数を設定からスタートして、所定の出力まで徐々に駆 動周波数を共振周波数に近づくように低くしながら増加させる低導電率材質モード で動作する。
[0035] このとき誘導加熱装置の回路は、共振点に近い、すなわち最大加熱出力となる点 においては図 3に示すような各部波形で動作する。図 3の最上段は加熱コイル 59に 流れる電流の波形を示している。また、 Icl, 4はそれぞれ第 1のスイッチング素子 74 および第 4のスイッチング素子 77のコレクタ電流の波形である。 Ic2, 3はそれぞれ第 2のスイッチング素子 75および第 3のスイッチング素子 76のコレクタ電流の波形であ る。また、下段には、それぞれ第 1のスイッチング素子 74および第 4のスイッチング素 子 77のゲート電圧の波形と、第 2のスイッチング素子 75および第 3のスイッチング素 子 76のゲート電圧の波形を示している。ここで、力率改善回路 71は負荷材質検知部 72の出力信号により商用電源の 200Vを 450Vに昇圧して第 2の平滑コンデンサ 73 に蓄電している。この場合、負荷を含めた共振時等価抵抗が大きく共振回路の Q (共 振の鋭さ)が小さいので、アルミニウムのような等価共振時抵抗力 、さな負荷材質に 比べ加熱出力が小さくなる。し力しながら、スイッチング素子 74、 75、 76、 77の駆動 周波数が共振回路の共振周波数の等倍である約 90kHzであるため、駆動周波数が 共振回路の共振周波数の lZn倍 (n= 2以上)の場合に比べ共振時の最大加熱出 力が大きくなり、かつ 450Vの高圧にインバータ 70の入力電圧が昇圧されているため 最大加熱出力がさらに大きくなり十分な加熱出力を得ることができるものである。
[0036] 次に、同じく図 3を用いて、負荷が非磁性ステンレスの薄板などの低中導電率材質 の場合における誘導加熱装置の動作について説明する。非磁性ステンレスは、透磁 率が小さいため磁性材質の低導電率材質より高周波電流の浸透深さが大きく高周 波数である誘導電流に対する等価的な導電率は磁性材質に比べ小さくなる。一方、 非磁性ステンレスであっても、板厚が浸透深さより小さ ヽ薄板などの低中導電率材質 の場合には誘導電流の分布が板厚により物理的に制限されるため、板厚が大きい場 合に比べ誘導電流に対する等価導電率が大きくなる。負荷材質検知部 72が低中導 電率のものであると検知した場合には、力率改善回路 71は商用電源の 200Vを 330 Vに昇圧して第 2の平滑コンデンサ 73に蓄電する。そして、加熱出力制御回路 63は 低中導電率モードで動作する。すなわち、加熱出力制御回路 63はスイッチング素子 の駆動周波数を共振回路の共振周波数の約等倍である約 90kHzになるようにする。 そして、誘導加熱装置の回路は、図 3のように低導電率材質モードと同様な各部波 形で動作する。このようにして低中導電率材質モードでは、スイッチング素子 74、 75 、 76、 77に力かるインバータ 70の入力電圧を 330Vとし、低導電率材質モードの 45 0Vより低下させることによりスイッチング損失を低減して 、る。インバータ 70の入力電 圧を低導電率材質モードより低い値としても、負荷の高周波抵抗が小さく負荷を含め た共振回路の Qが低導電率材質モードより大きくなるので、十分な加熱出力を得るこ とができる。換言すれば低電導率材質モードよりもインバータ 70の入力電圧を、最大 加熱出力が必要な加熱出力に近づくように低下させることにより、必要な加熱出力を 確保しつつスイッチング素子 74、 75、 76、 77に加わる電圧'電流の責務が増大する のを防止する。すなわち、負荷材質検知部 72の負荷材質検知結果に応じて負荷の 導電率が大きくなると力率改善回路 71の出力電圧を最大加熱出力が加熱出力の設 定値に近づくように変化させる構成とすることにより、容易な構成でよりスイッチング素 子 74、 75、 76、 77の損失を低減するかまたはインバータ 70の電流を低減して熱効 率をよくすることができる。
[0037] 次に、図 4を用いて、負荷がアルミニウム鍋や銅鍋などの高導電率かつ非磁性材質
(以下、高導電率材質と 、う)の場合における誘導加熱装置の動作にっ 、て説明す る。この場合、誘導加熱装置の回路は、図 4のような各部波形で動作する。ここで、図 4の各部波形のおける縦軸、横軸は図 3と同様であり、詳細な説明は省略する。
[0038] 起動時にぉ 、て、負荷材質検知部 72が負荷の材料を高導電率材質の負荷である と検知した場合には、所定の駆動時間比に到達すると、 Icl, 4に示すように第 1のス イッチング素子 74と第 4のスイッチング素子 77の駆動期間がまず共振電流の周期の 短い高導電率材質モードに移行する。そして、次に Ic2, 3に示すように第 2のスイツ チング素子 75と第 3のスイッチング素子 76の駆動期間が共振電流の周期の短い高 導電率材質モードに移行する。このモードの移行のとき、出力は低出力状態になるよ うに駆動期間が設定される。なお、モードが移行する際のスイッチング素子 74、 77と 、スイッチング素子 75、 76の順序はどちらが先でも力まわない。
[0039] 高導電率材質モードでは、スイッチング素子 74、 75、 76、 77の駆動周波数は共振 回路の共振周波数の約 1Z3である約 30kHzとなるようにすることで各スイッチング素 子の損失を低減している。また、力率改善回路 71は商用電源の 200Vを低中導電率 材質モードの場合より高ぐ低導電率材質モードの場合より低い 400Vに昇圧してィ ンバータ 70に出力し、スイッチング素子の駆動周波数が共振周波数の 1Z3近傍の 共振点において得られる最大加熱出力を増カロさせつつ商用電源の力率改善を行う よう動作している。このようにして誘導加熱装置は、共振周波数よりも駆動周波数を低 くすることでスイッチング素子 74、 75、 76、 77の損失を低減しつつインバータ 70の 入力電圧を最大加熱出力が必要とする加熱出力である設定出力に近づくようにまた は最大加熱出力が設定出力以上となるように昇圧することで駆動周波数における必 要な加熱出力を確保しかつアルミニウムのような低透磁率かつ高導電率である金属 も加熱できる高導電率材質モードで動作するようにして ヽるものである。
[0040] 次に、図 5を用いて、負荷が多層鍋などの中導電率材質の場合における誘導加熱 装置の動作について説明する。負荷材質検知部 72が負荷の材料を、高導電率材質 と低中導電率材質の中間材質すなわち非磁性ステンレスの厚板や、非磁性ステンレ スの薄板材の上にアルミニウムや銅などの高導電率材を貼りあわせた多層鍋などの 複合材と検知した場合には、加熱出力制御回路 63はスイッチング素子 74、 75、 76、 77を図 5に示すようなコレクタ電流とゲート電圧の波形で駆動する。図 3と同様に、 Ic 1, 4はそれぞれ第 1のスイッチング素子 74および第 4のスイッチング素子 77のコレク タ電流の波形である。また Ic2, 3はそれぞれ第 2のスイッチング素子 75および第 3の スイッチング素子 76のコレクタ電流の波形である。
[0041] スイッチング素子の駆動周波数は共振回路の共振周波数の約 1Z2である約 45k Hzとなるように設定されている。具体的には、 Icl, 4に示すように第 1のスイッチング 素子 74と第 4のスイッチング素子 77を駆動した後、半周期の共振電流を流して第 1 のスイッチング素子 74と第 4のスイッチング素子 77の駆動を停止する。次に、 Ic2, 3 に示すように第 2のスイッチング素子 75と第 3のスイッチング素子 76の駆動を開始し た後、 1周期半の共振電流を流して第 2のスイッチング素子 75と第 3のスイッチング素 子 76の駆動を停止することを繰り返す。このような駆動方法が中導電率材質モード の動作である。この時、力率改善回路 71は商用電源の 200Vを低中導電率モードと 同じ 330Vに昇圧して第 2の平滑コンデンサ 73に蓄電し、平滑するよう動作している 。中導電率モードの場合は、低中導電率の場合と比較すると、駆動周波数が共振周 波数の約等倍力 約 1Z2倍になるのでスイッチング素子の損失を低減でき、かつ加 熱出力については、駆動周波数が共振周波数の約等倍力 約 1Z2倍になることに よる最大加熱出力の低下と、等価共振時抵抗が小さくなることによる最大加熱出力の 増加とが相殺するので、インバータ 70の入力電圧同一として必要な加熱出力を得る ことができる。また、高導電率材質モードの場合と比較すると、中導電率モードの場 合には、高導電率材質モードより共振回路の共振時等価抵抗が大きくなりかつイン バータ 70の入力電圧が小さくなることにより最大加熱出力が小さくなるが、駆動周波 数を共振周波数の約 1Z2である約 45kHzとして、高導電率材質モードの駆動周波 数 (共振周波数は数の約 1Z3)より高くしているので、駆動周波数近傍の最大加熱 出力を十分大きくすることができる。このような動作により誘導加熱装置は、中導電率 モードにおいて、駆動周波数を低導電率モード、低中導電率モードよりも低くしてス イッチング素子の損失を低減するとともに、駆動周波数を高導電率材質モードより高 くして、十分な加熱出力を得ることができるようにしつつ、力率改善回路 71によりスィ ツチング素子に力かる電圧を高導電率材質モードより低下させることでスイッチング 損失を低減している。
なお、上記においては、低導電率モード、低中導電率モード、中導電率モード、高 導電率モードにおいて、力率改善回路 71により、所定の値に昇圧するようにした力 これに限られるものではなぐ必要とする加熱出力あるいは設定された加熱出力(使 用者が設定する加熱出力、加熱出力制御回路 63が記憶しており負荷の温度調節機 能や温度過昇防止機能を働かせる際の温度制御や自動調理時に設定される加熱 出力を含む。)に応じて力率改善回路 71の出力電圧を変化させてもよい。中導電率 モード、高導電率モードでは、共振周波数より駆動周波数を低くしてスイッチング素 子の損失を低減できるが、駆動周波数近傍での最大加熱出力が共振周波数近傍よ り小さくなる。したがって、最大加熱出力が必要とする加熱出力あるいは設定された 加熱出力以上となるように調整すれば、所望の加熱出力が得られかつ不必要にイン バータ 70の入力電圧を高くすることがなぐ容易な構成でスイッチング素子等のイン バータ構成部品の損失の増加を抑制することができる。
[0043] なお、図 3〜図 5において、共振点に近い最大加熱出力となるときの波形、すなわ ちスイッチング素子 74、 75、 76、 77に流れる電流が零となる点でスイッチング素子が オフする例を示している力 スイッチング素子をオフするタイミングはこれに限られるこ とはなぐスイッチング素子に短絡電流が流れるのを防止するため、スイッチング素子 に順方向に電流が流れているときにオフし、共振周波数近傍で共振周波数より高い 周波数でスイッチング素子を駆動し最大加熱出力より低い加熱出力で動作させても よい。この場合にはスイッチング素子 74、 75、 76、 77には、図 3〜図 5に示していな い逆電流であるダイオード電流が流れることになる。
[0044] なお、図 1において、スイッチング素子 74、 75、 76、 77は、 IGBTと IGBTに逆並列 に接続したダイオードとから構成されている力 IGBTとダイオードは同一のパッケ一 ジに組み込んでもよいし別々のパッケージにくみこんでもよい。また、 IGBTは MOS — FET (電界効果型トランジスタ)におきかえても良い。
[0045] 上記実施の形態 1で説明したように、本発明によれば、負荷が磁性材質の場合にス イッチング素子の駆動周波数を共振周波数の等倍に設定すると、高導電率かつ非 磁性体の場合には、駆動周波数は共振周波数の lZn倍となる。駆動周波数は、可 聴領域を超えた値にしなくてはならないので、共振周波数は n X 20kHz以上に設定 する必要がある。したがって、磁性材質と検知した場合には、スイッチング素子の駆 動周波数を n X 20kHz以上と設定する必要があり、実施の形態 1では、共振周波数 を約 30kHz、磁性材質の場合のスイッチング素子の駆動周波数を約 90kHz (n= 3) としている。このように本発明は、スイッチング素子に流れる電流の大きさを負荷に対 応して効率良く抑制することができるが、磁性材質の場合の駆動周波数が高くなると いう特性がある。そこで、本発明の構成においては、スイッチング素子として、 IGBT に比べオン損失が大きくなるがスイッチング速度が早い MOS— FETの特性を有効 に活用することができ、スイッチング素子の駆動周波数を約 90kHzとしてもスィッチン グ素子の損失を実用可能なレベルにまで抑制することができる。
[0046] なお、図 1にお 、て加熱出力制御回路 63と負荷材質検知部 72が分離して 、る構 成を示しているが、同一マイクロコンピュータで構成するなど部品や機能を共用して も良いのは言うまでもない。例えば、加熱出力制御回路 63が負荷材質検知部 72の 機能を有し、加熱制御回路 63が力率改善回路 71の昇圧動作を制御するようにして ちょい。
[0047] 以上述べたように、実施の形態 1における誘導加熱装置は、負荷を磁気結合させる 卷数が実質的に固定された加熱コイル 59と容量が実質的に固定された共振コンデ ンサ 60を有する共振回路と、商用電源の 200Vを昇圧して共振回路に電力を供給 するインバータ 70に供給するとともに商用交流の力率を改善する力率改善部である 力率改善回路 71と、負荷の材質を検知する負荷材質検知部 72とを備えている。そし て、インバータ 70はフルブリッジ回路を有し、加熱出力制御部である加熱出力制御 回路 63は、負荷材質検知部 72の負荷材質検知結果に応じてスイッチング素子 74、 75、 76、 77の駆動周波数を共振回路の共振周波数の実質的に等倍と実質的に 1 Zn倍 (nは 2以上の整数)とに切り替えるとともに、力率改善回路 71は出力電圧値を 変更可能な構成としている。また、共振回路の共振周波数は nが最も大きい場合にス イッチング素子の駆動周波数が可聴周波数 (約 20kHz以下)より大きくなるように固 定されている。このような構成により、商用電源の力率を 1に近づける力率改善回路 7 1とフルブリッジ回路により高導電率から低導電率まで負荷の材質に応じて駆動周波 数と共振周波数の関係とインバータ 70の入力電圧を同時に切替えるように加熱モー ドを切り替えることができることから共振回路を簡単な構成として、負荷材質によらず スイッチング素子損失をより小さくでき、より加熱出力を大きくすることができる。
[0048] また、実施の形態 1における誘導加熱装置は、負荷材質検知部 72の負荷材質検 知結果により磁性材質と検知した場合には、スイッチング素子 74、 75、 76、 77の駆 動周波数を共振回路の共振周波数の実質的に等倍とする。また、高電導率かつ非 磁性材質と検知した場合には、スイッチング素子 74、 75、 76、 77の駆動周波数を前 記共振回路の共振周波数の実質的に lZn倍 (nは 2以上の整数)としかつ力率改善 回路 71の出力電圧を前記磁性材質と検知した場合よりも小さくする。このような構成 により、容易な構成でアルミニウムや銅など非磁性で高導電率の材質は加熱コイル 5 9の電流をスイッチング素子の駆動周波数より高くし鉄や磁性ステンレスなど磁性を 有する低導電率の材質は加熱コイル 59の電流の周波数とスイッチング素子の駆動 周波数を一致させるようにして共振回路の共振エネルギーを高くすることで負荷の材 質によらずスイッチング素子の損失を抑制しつつより大きな加熱出力を得ることがで きる。
[0049] さらに、実施の形態 1における誘導加熱装置は、負荷材質検知部 72の負荷材質検 知結果に応じて、アルミニウムと同等の高電導率で非磁性材質と検知した場合には n = 3とし、アルミニウムより低導電率で非磁性材質と検知した場合には n= 2とする。こ のような構成により、アルミニウムや銅など非磁性で高導電率の材質は加熱コイル 59 の電流をスイッチング素子の駆動周波数の約 3倍とし、非磁性ステンレスなどアルミ- ゥムより導電率の低 、非磁性の材質の場合は、加熱コイル 59の電流をスイッチング 素子の駆動周波数の約 2倍とし、同じ非磁性の材質の負荷であっても、導電率の小 さ 、場合には大き 、場合よりも共振エネルギーが大きくなるように nが小さくなるように 変更して最大加熱出力を大きくすることで、負荷が非磁性である場合においてスイツ チング素子の損失を抑制しつつより大きな加熱出力を得ることができる。
[0050] さらに、実施の形態 1における誘導加熱装置は、アルミニウムより低導電率で所定 の導電率以上の非磁性材質と検知しとした場合には n= 2とし、所定の導電率より小 さい非磁性材質と検知した場合には n= lとする。このような構成により、非磁性ステ ンレスなどアルミニウムより導電率の低 、非磁性の材質で比較的厚 、(例えば約 2m m)材質など所定の導電率以上の負荷と検知した場合は加熱コイル 59の電流をスィ ツチング素子の駆動周波数の約 2倍とし、アルミニウムより低導電率非磁性の材質の 負荷であっても、所定の導電率より小さ!、場合には所定の導電率より以上の場合より も共振エネルギーが大きくなるように n= 1すなわち加熱コイル 59の電流とスィッチン グ素子の駆動周波数が等倍となるように変更して最大加熱出力を大きくすることで、 負荷がアルミニウムよりも導電率が低い非磁性である場合において、例えば負荷の 板の厚みに応じて加熱モードを変えスイッチング素子の損失を抑制しつつより大きな 加熱出力を得ることができる。
[0051] また、実施の形態 1における誘導加熱装置は、加熱出力の設定値に応じて最大加 熱出力が加熱出力の設定値に近づくように力率改善回路 71の出力電圧を変化させ る構成とすることにより、共振回路の共振電圧が過小になりスイッチング素子に短絡 モードが生じないように、あるいは逆に、共振回路の共振電圧が過大になってスイツ チング素子の破壊や損失が増大しな 、ようにすることができる。
[0052] また、実施の形態 1における誘導加熱装置は、 nが 2以上の場合に、最大加熱出力 が加熱出力の設定値以上となるように加熱出力の設定値に応じて力率改善回路 71 の出力電圧を変化させる構成とする。このような構成とすることにより、 nが 2以上の場 合には、最大加熱出力が n= lの場合に比べ小さくなり、加熱制御部が最大加熱出 力より大きな加熱出力を設定すると設定値に到達しょうとしても安定に動作する動作 点が存在しないことになり、目標の加熱出力を得られないばかりかスイッチング素子 に過大な負荷力 Sかかる短絡モードが生じるおそれがあるが、最大加熱出力が加熱出 力の設定値以上となるように力率改善回路 71が昇圧する電圧を増加させるので破 壊や損失が増大しないようにしつつ目標の加熱出力を得ることができる。
[0053] また、実施の形態 1における誘導加熱装置は、負荷材質検知部 72の負荷材質検 知結果に応じて負荷の導電率が大きくなると力率改善回路 71の出力電圧を最大カロ 熱出力が加熱出力の設定値に近づくように変化させる構成とすることにより、共振回 路の共振電圧で決まる最大加熱出力を大きくして十分な加熱出力が得られるように、 あるいは逆に、共振回路の共振電圧が過大になってスイッチング素子の責務が大き くなり破壊や損失が増大しな 、ようにすることができる。
[0054] また、実施の形態 1における誘導加熱装置は、 nが 2以上の場合に、最大加熱出力 が加熱出力の設定値以上となるように加熱出力の設定値に応じて力率改善回路 71 の出力電圧を変化させることにより、共振回路の共振電圧で決まる最大加熱出力を 大きくして加熱出力の設定値で加熱できるようにしつつ、共振回路の共振電圧が過 大になってスイッチング素子の責務が大きくなり破壊や損失が増大しないようにする ことができる。
[0055] また、実施の形態 1における誘導加熱装置は、負荷材質検知部 72の負荷材質検 知結果に応じて力率改善回路 71の昇圧機能を停止させる構成とすることにより、力 率改善回路 71の昇圧機能を停止させることにより商用電源電圧をインバータ 70に供 給できるので、加熱出力が小さい場合などにおいて、スイッチング素子に加わる電圧 や電流を抑制し容易な構成でより熱効率のよい誘導加熱装置とすることができる。
[0056] さらに、実施の形態 1における誘導加熱装置は、負荷材質検知部 72は少なくとも、 加熱出力に応じた出力をする加熱出力検知部としてのカレントトランス 67の検知出 力と、共振コンデンサ 60または加熱コイル 59の電圧または電流を検知する共振電流 検知部としてのカレントトランス 68の検知出力を入力し、加熱出力と共振回路の共振 エネルギーの大きさを比較し、加熱出力検知部の出力の大きさに対する共振電流検 知部の出力の大きさが大きいと共振回路の等価共振時抵抗が小であると判断し等価 共振時抵抗の大小に応じた検知結果を出力する構成とすることにより、スイッチング 素子を駆動周波数が共振周波数の lZn (nは 2以上の整数)倍にしたときの最大カロ 熱出力の大小を判別することができる。すなわち、最大加熱出力は、共振エネルギ 一共振回路の等価共振時抵抗の大小に反比例し、共振回路の共振の鋭さ(Q)の大 小に比例する。したがって、容易な構成でアルミニウムや銅など高導電率から磁性を 有する材質など低導電率まで負荷材質の共振回路の最大加熱出力の大小を精度 良く判別することができる。
[0057] また、実施の形態 1における誘導加熱装置は、共振回路の等価共振時抵抗が大に なると、力率改善回路 71の出力電圧を大きくすることにより、 nが同一の場合に低導 電率の負荷に対して最大加熱出力を必要なだけ大きくして加熱効率を良くすること ができる。
[0058] また、実施の形態 1における誘導加熱装置は、共振回路の等価共振時抵抗が大に なると、 nを小さく変更することにより、力率改善回路 71の出力電圧が同一の場合に 低導電率の負荷に対して最大加熱出力を必要なだけ大きくして必要な加熱出力を 得ることができる。 [0059] また、実施の形態 1における誘導加熱装置は、共振回路の等価共振時抵抗が大に なると、 nを小さくしかつ力率改善回路 71の出力電圧を大きくすることにより、低導電 率の負荷に対して最大加熱出力を必要なだけ大きくして加熱効率を良くすることがで きる。
[0060] また、実施の形態 1における誘導加熱装置は、第 1のスイッチング素子 74と第 4のス イッチング素子 77の駆動期間内に半周期以内の共振電流を流し、第 2のスィッチン グ素子 75と第 3のスイッチング素子 76の駆動期間内に 1周期以上の共振電流を流 すとしたが、第 2のスイッチング素子 75と第 3のスイッチング素子 76の駆動期間内に 半周期以内の共振電流を流し、第 1のスイッチング素子 74と第 4のスイッチング素子 77の駆動期間内に 1周期以上の共振電流を流すとしても同様の効果が得られる。
[0061] さらに、実施の形態 1における誘導加熱装置は、負荷材質検知部 72を共振コンデ ンサ 60の電圧検知によるものとしてもスイッチング素子 74、 75、 76、 77の電流増大 の検知は可能であり、より容易な構成で負荷材質検知を行なって加熱モードを切り 替えることができる。すなわち、加熱出力検知部は入力電流、入力電力を検知するか または、加熱コイル 59と共振コンデンサ 60とからなる共振回路の電圧または電流の 少なくとも一つを検知して入力電流を推定するものとした構成とすることにより、容易 な構成でアルミニウムや銅など高導電率力 磁性を有する材質など低導電率まで負 荷の材質によらず、より大きな加熱出力を得ることができる誘導加熱装置とすることが できる。
[0062] また、実施の形態 1における誘導加熱装置は、インバータ 70のスイッチング素子 74 、 75、 76、 77に流れる電流の大きさを負荷や加熱出力に対応して適正な値に制御 することができるが、磁性材質の場合の駆動周波数が高くなるという特徴があることか ら、スイッチング素子として、 IGBTに比べオン電圧が高くオン損失が大きくなるがスィ ツチング速度が早いという特性を有する MOS—FETを使用することによりその特性 を有効に活用することができる。例えば磁性材質の場合にスイッチング素子の駆動 周波数を実質的に共振周波数と等倍にして、約 60〜90kHz程度の駆動周波数で 駆動してもスイッチング素子の損失を実用可能なレベルにまで抑制することができる 産業上の利用可能性
以上のように、本発明にかかる誘導加熱装置は、負荷の材質によらずより加熱出力 を大きくすることが可能となるので、工業用誘導加熱等の用途にも有用である。

Claims

請求の範囲
[1] 負荷を磁気結合させる卷数が実質的に固定された加熱コイルと容量が実質的に固 定された共振コンデンサを有する共振回路と、
フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子を有し前記共振回路に電力を供給する インノータと、
前記スイッチング素子を駆動して前記加熱コイルの加熱出力を制御する加熱出力制 御部と、
商用交流を整流する整流部と、
前記整流部からの整流出力を昇圧して出力電圧を前記インバータに供給するととも に商用交流の力率を改善する力率改善部と、
前記負荷の材質を検知する負荷材質検知部とを備え、
前記加熱出力制御部は、前記負荷材質検知部の負荷材質検知結果に応じて前記 スイッチング素子の駆動周波数を前記共振回路の共振周波数の実質的に等倍と実 質的に lZn倍 (nは 2以上の整数)とに切り替えるとともに、
前記力率改善部は、前記出力電圧の大きさを変更可能とすることを特徴とした誘導 加熱装置。
[2] 前記負荷材質検知部の負荷材質検知結果により
磁性材質と検知した場合には、前記スイッチング素子の駆動周波数を前記共振 回路の共振周波数の実質的に等倍とし、
高電導率かつ非磁性材質と検知した場合には、前記スイッチング素子の駆動周 波数を前記共振回路の共振周波数の実質的に lZn倍 (nは 2以上の整数)としかつ 前記力率改善部の出力電圧を前記磁性材質と検知した場合よりも小さくした請求項 1に記載の誘導加熱装置。
[3] 前記負荷材質検知部の負荷材質検知結果により
アルミニウムと同等の高電導率で非磁性材質と検知した場合には n= 3とし、 アルミニウムより低導電率で非磁性材質と検知した場合には n= 2とした請求項 2 に記載の誘導加熱装置。
[4] アルミニウムより低導電率で非磁性材質と検知した場合に n= 2とすることに代え、 アルミニウムより低導電率で所定の導電率以上の非磁性材質と検知しとした場合に は n= 2とし、
前記所定の導電率より小さい非磁性材質と検知した場合には n= lとした請求項 3 に記載の誘導加熱装置。
[5] 前記加熱出力の設定値に応じて最大加熱出力が前記加熱出力の設定値に近づくよ うに前記力率改善部の出力電圧を変化させる請求項 1または請求項 2に記載の誘導 加熱装置。
[6] nが 2以上の場合に、最大加熱出力が加熱出力の設定値以上となるように前記加熱 出力の設定値に応じて前記力率改善部の出力電圧を変化させる請求項 1または請 求項 2に記載の誘導加熱装置。
[7] 前記負荷材質検知部の負荷材質検知結果に応じて負荷の導電率が大きくなると前 記力率改善部の出力電圧を最大加熱出力が前記加熱出力の設定値に近づくように 変化させる請求項 1または請求項 2に記載の誘導加熱装置。
[8] nが 2以上の場合に、最大加熱出力が前記加熱出力の設定値以上となるように前記 負荷材質検知部の負荷材質検知結果に応じて前記力率改善部の出力電圧を変化 させる請求項 1または請求項 2に記載の誘導加熱装置。
[9] 前記負荷材質検知部の負荷材質検知結果に応じて前記力率改善部の昇圧機能を 停止させる請求項 1または請求項 2に記載の誘導加熱装置。
[10] 前記負荷材質検知部は少なくとも、加熱出力に応じた出力をする加熱出力検知部の 検知出力と共振コンデンサまたは加熱コイルの電圧または電流を検知する共振電流 検知部の検知出力とを比較し、加熱出力検知部の出力の大きさに対する共振電流 検知部の出力の大きさが大きいと共振回路の等価共振時抵抗が小であると判断し前 記等価共振時抵抗の大小に応じた検知結果を出力する請求項 1または請求項 2に 記載の誘導加熱装置。
[11] 前記共振回路の等価共振時抵抗が大になると、力率改善部の出力電圧を大きくする 請求項 10に記載の誘導加熱装置。
[12] 前記共振回路の等価共振時抵抗が大になると、 nを小さく変更する請求項 10に記載 の誘導加熱装置。
[13] 前記共振回路の等価共振時抵抗が大になると、 nを小さくしかつ力率改善部の出力 電圧を大きくする請求項 11に記載の誘導加熱装置。
[14] 前記加熱出力検知部は入力電流、入力電力を検知するか、共振回路の電圧または 電流の少なくとも一つを検知して前記入力電流を推定するものとした請求項 10に記 載の誘導加熱装置。
[15] 前記スイッチング素子は少なくとも MOS— FETで構成されてなる請求項 1または請 求項 2に記載の誘導加熱装置。
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