JP4158753B2 - 誘導加熱装置 - Google Patents

Description

本発明は、アルミ鍋のような高導電率かつ低透磁率の被加熱物を効率良く誘導加熱できるようにした誘導加熱調理器や、誘導加熱式の湯沸かし器など被加熱物の材質が変わる可能性のある誘導加熱装置に関するものである。

従来の誘導加熱装置の例として、加熱コイルから高周波磁界を発生し、電磁誘導による渦電流によってアルミニウム製の鍋を含む各種金属負荷を加熱する技術が提案されている（例えば特許文献１参照）。以下、従来の誘導加熱調理器について図４、図５に基づいて説明する。

図４は従来の誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。電源５１は低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回路５２の入力端に接続される。整流回路５２の出力端間に第１の平滑コンデンサ５３が接続される。整流回路５２の出力端間には、さらに、チョークコイル５４と第２のスイッチング素子５７の直列接続体が接続される。加熱コイル５９は被加熱物であるアルミニウム製の鍋６１と対向して配置されている。

５０はインバータであり、第２の平滑コンデンサ６２の低電位側端子（エミッタ）は整流回路５２の負極端子に接続され、第２の平滑コンデンサ６２の高電位側端子は第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）５５の高電位側端子（コレクタ）に接続され、第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）５５の低電位側端子はチョークコイル５４と第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）５７の高電位側端子（コレクタ）との接続点に接続される。加熱コイル５９と共振コンデンサ６０の直列接続体が第２のスイッチング素子５７に並列に接続される。第１のダイオード５６（第１の逆導通素子）は第１のスイッチング素子５７に逆並列に接続（第１のダイオード５６のカソードと第１のスイッチング素子５７のコレクタとを接続）され、第２のダイオード５８（第２の逆導通素子）は第２のスイッチング素子５７に逆並列に接続される。

スナバコンデンサ６４は、第２のスイッチング素子５７に並列に接続される。補正用共振コンデンサ６５とリレー６６の直列接続体は共振コンデンサ６０に並列に接続されている。制御回路６３は、電源５１からの入力電流を検知するカレントトランス６７と、加熱コイル５９の電流を検知するカレントトランス６８の検知信号を入力するとともに、第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング素子５７のゲートとリレー６６の駆動コイル（図示せず）に信号を出力する。

以上のように構成された誘導加熱装置において、以下動作を説明する。電源５１は整流回路５２により全波整流され、整流回路５２の出力端に接続された第１の平滑コンデンサ５３に供給される。この第１の平滑コンデンサ５３はインバータに高周波電流を供給する供給源として働く。図５は上記回路における各部波形を示す図であり、図５（Ａ）は出力が大出力である２ｋＷの時のものである。同図（ａ）は第１のスイッチング素子５５及び第１のダイオード５６に流れる電流波形Ｉｃ１を、同図（ｂ）は第２のスイッチング素子５７及び第２のダイオード５８に流れる電流波形Ｉｃ２を、同図（ｃ）は第２のスイッチング素子５７のコレクタ−エミッタ間に生じる電圧Ｖｃｅ２を、同図（ｄ）は第１のスイッチング素子５５のゲートに加わる駆動電圧Ｖｇ１を、同図（ｅ）は第２のスイッチング素子５７のゲートに加わる駆動電圧Ｖｇ２を、同図（ｆ）は加熱コイル５９に流れる電流ＩＬをそれぞれ示している。

出力が２ｋＷのとき（図５（Ａ））、制御回路６３は時点ｔ０から時点ｔ１まで（ｅ）に示すように第２のスイッチング素子５７のゲートに駆動期間がＴ２（約２４μ秒）であるオン信号を出力する。この駆動期間Ｔ２の間では第２のスイッチング素子５７及び第２のダイオード５８と、加熱コイル５９と、共振コンデンサ６０で形成される閉回路で共振し、鍋６１がアルミニウム製の鍋であるときの共振周期（１／ｆ）が駆動期間Ｔ２の約２／３倍（約１６μ秒）となるように加熱コイル５９の巻き数（４０Ｔ）と共振コンデンサ６０の容量（０．０４μＦ）と、駆動期間Ｔ２が設定されている。チョークコイル５４はこの第２のスイッチング素子５７の駆動期間Ｔ２において、平滑コンデンサ５３の静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄える。

次に、第２のスイッチング素子５７に流れる共振電流の第２番目のピークと共振電流が次に零となる間のタイミングである時点ｔ１、すなわち第２のスイッチング素子５７の順方向にコレクタ電流が流れている時点で第２のスイッチング素子５７の駆動が停止される。すると、第２のスイッチング素子５７がオフするので、第２のスイッチング素子５７のコレクタと接続されたチョークコイル５４の端子の電位が立ち上がり、この電位が第２の平滑コンデンサ６２の電位を越えると、第１のダイオード５６を通して第２の平滑コンデンサ６２に充電して、チョークコイル５４に蓄えた磁気エネルギーを放出する。第２の平滑コンデンサ６２の電圧は整流器５２の直流出力電圧Ｖｄｃのピーク値（２８３Ｖ）よりも高くなるように昇圧される（本実施例では５００Ｖ）。昇圧されるレベルは第２のスイッチング素子５８の導通時間に依存し、導通時間が長くなると第２の平滑コンデンサ６２に発生する電圧が高くなる傾向にある。

このように、第２の平滑コンデンサ６２−第１のスイッチング素子５５あるいは第１のダイオード５６−加熱コイル５９−共振コンデンサ６０で形成される閉回路で共振する際に直流電源として働く第２の平滑コンデンサ６２の電圧レベルが昇圧されることにより、図５（Ａ）の（ａ）に示す第１のスイッチング素子５５に流れる共振電流の尖頭値（ピーク値）、および共振経路を変えて、継続して共振する同図（ｂ）の第２のスイッチング素子５７に流れる共振電流の尖頭値が零とならないように、あるいは小さくならないようにして、アルミニウム製の鍋を高出力で誘導加熱し、かつ、出力を連続的に増減して制御するようにできる。

そして、図５（Ａ）の（ｄ）及び（ｅ）で示すように、制御回路６３は、時点ｔ１から両スイッチング素子が同時に導通するのを防止するために設けた休止期間後の時点ｔ２において、第１のスイッチング素子５５のゲートに駆動信号を出力する。この結果、同図（ａ）示すように加熱コイル５９−共振コンデンサ６０−第１のスイッチング素子５５または第１のダイオード５６−第２の平滑コンデンサ６２とからなる閉回路に経路を変えて共振電流が流れることになる。この駆動信号の駆動期間Ｔ２は、この場合にはＴ１とほぼ同じ期間に設定されているので、第２のスイッチング素子５８が導通していた場合と同様に、駆動期間Ｔ１の約２／３の周期の共振電流が流れる。

従って、加熱コイル５９に流れる電流ＩＬは、図５（Ａ）の（ｆ）に示すような波形となり、第１及び第２のスイッチング素子の駆動周期（Ｔ１とＴ２と休止期間の和）は共振電流の周期の約３倍となり、第１及び第２の駆動周波数が約２０ｋＨｚであれば、加熱コイル５９に流れる共振電流の周波数は約６０ｋＨｚとなる。

次に起動時においては、制御回路６３はリレー６６はオフ状態にし、一定の周波数（約２１ｋＨｚ）で第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング素子５７を交互に駆動する。第１のスイッチング素子５５の駆動期間は共振電流の共振周期よりも短いモードで駆動し、駆動時間比を最小にして、最小の出力にしてから徐々に駆動時間比を増加し、その間に制御回路６３はカレントトランス６７の検知出力とカレントトランス６８の検知出力から、負荷鍋６１の材料を検知する。

制御回路６３は負荷鍋６１の材料が鉄系のものであると判断すると、加熱を停止してからリレー６６を投入して、再度低出力で加熱を開始する。このとき、制御回路６３は第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング素子５７を一定の周波数（約２１ｋＨｚ）で再度最小駆動時間比で最小出力からスタートして所定の出力まで徐々に増加させる。

一方、鉄系の負荷であると検知しない場合には、所定の駆動時間比に到達すると、図５（Ｂ）に示すような、第１のスイッチング素子５７の駆動期間より共振電流の周期の短いモードに移行する。このとき、出力は低出力状態になるように駆動期間が設定される。以上のように、加熱コイル５９の発生する磁界によりアルミニウムや銅など高導電率、低透磁率の負荷を加熱すると、第１のスイッチング素子５５、第１ダイオード５６を流れる加熱コイル５９と共振コンデンサ６０による共振電流は、両スイッチング素子それぞれの駆動期間（Ｔ１）より短い周期で共振してなるので、第１のスイッチング素子５５の駆動周波数より高い周波数（この実施例では３倍）の電流を加熱コイル５９に供給して加熱することができ、さらに、昇圧部であるチョークコイル５４と平滑部である第２の平滑コンデンサ６２を設けて、高周波電源である平滑コンデンサ６２の電圧を昇圧して平滑し、各駆動期間（Ｔ及びＴ’）において共振電流の振幅を大きくしているため、駆動開始後、共振電流が流れ始めてから１周期目が終了し、２周期目に到達して以降においても十分大きな振幅の共振電流を継続させることができるものである。

また、制御回路６３は、最大出力設定時に、第１のスイッチング素子５５の駆動開始後、共振電流が２周期目以降であって第１のスイッチング素子５５に流れている期間内に第１のスイッチング素子５５の導通を遮断する信号を出力してなる、または、第２のスイッチング素子５７の駆動開始後共振電流が２周期目以降であって第２のスイッチング素子５７に流れている期間内に第２のスイッチング素子の導通を遮断する信号を出力してなるので、最大出力時の第２のスイッチング素子５７または第１のスイッチング素子５５のターンオン損失の増大を抑制することができる。

また、起動時、第１のスイッチング素子５５と第２のスイッチング素子５７の駆動時間比を変え加熱出力を増加させ、途中から駆動周波数を変え加熱出力を増加させてなることにより、負荷の検知を行いやすくすることができる。すなわち、駆動時間比を変えることにより高導電率かつ低透磁率のアルミニウム等の材質の負荷でも鉄系の負荷でも低出力状態で単調に出力を変化させることができ、制御回路６３は負荷検知が正確にかつ低出力状態でできる。

また、加熱コイル５９の発生する磁界により、鉄系の負荷または非磁性ステンレスの負荷６１を加熱すると共振電流は第１のスイッチング素子５５及び第２のスイッチング素子５７の導通期間より長い周期で共振してなり、鉄系の負荷または非磁性ステンレス製の負荷６１を最大出力で加熱する場合に第１のスイッチング素子５５及び第２のスイッチング素子５７に順方向に電流が流れているタイミングで前記スイッチング素子を遮断可能とするように補正用共振コンデンサ６５を共振コンデンサ６０に並列に接続して、高導電率かつ低透磁率の負荷を加熱する場合よりも大きい容量に切り替えてなるので、共振コンデンサ６０と補正用コンデンサ６４は加熱コイル５９と直列に接続されると共に容量を切り替え可能とし、鉄系の負荷または非磁性ステンレス製の負荷を加熱する場合に共振コンデンサ６０を、高導電率かつ低透磁率の負荷を加熱する場合よりも大きい容量に切り替えてなることにより、共振周波数が長くなるとともに電流が増え、さらにチョークコイル５４により直流電圧Ｖｄｃを昇圧しているので、共振電流の振幅が大きくなることから、スイッチング素子に順方向に電流が流れているタイミングでスイッチング素子を遮断可能な範囲で最大出力を設定してスイッチング素子のターンオン時のスイッチング損失の増大を抑制しようとする場合に、最大出力を従来の構成のものより大きくすることができる。

また、アルミニウム系の鍋と、鉄系の鍋を同一のインバータで加熱しようとするときに、従来は加熱コイル５９の巻き数と共振コンデンサを同時に切り替えて共振周波数と被加熱物６１に放射する磁界の強さ（アンペアターン）を切り替えていたが、チョークコイル５４と第１のスイッチング部５７の昇圧作用により前記のコイル巻き数切り替えの作用を置き換えることができ、同一の加熱コイル５９で共振コンデンサ６０の切り替えをすることで、広い範囲の材質の被加熱物を加熱できるという効果がある。

また、補正用共振コンデンサ６５を共振コンデンサ６０に接続せずに起動し、すなわち、容量の小なる共振コンデンサ６０ので起動し、徐々に出力を増加させ、その途中で負荷６１が鉄系か、高導電率かつ低透磁率のものかを判定し、鉄系の負荷であると判定した場合には駆動停止後、リレー６０をオンして補正用共振コンデンサ６５を並列に接続して、すなわち、共振コンデンサ６０を容量が大となるよう切り変え、駆動周波数を低周波数で再駆動するので、共振周波数が長くなるとともに電流が増え、さらに昇圧部であるチョークコイル５４と第２の平滑コンデンサ６２により直流電源電圧を昇圧しているので、共振電流値が増えることから、第１のスイッチング素子５５及びに順方向に電流が流れているタイミングでスイッチング素子を遮断可能な範囲で最大出力を設定してスイッチング素子５７のターンオン時のスイッチング損失の増大を抑制しようとする場合に、最大出力を従来の構成のものより大きくすることができる。

また、高導電率、低透磁率の負荷であると判定した場合には継続して所定の駆動時間比または所定の出力まで出力を増加した後駆動時間比を固定して導通時間を変更して出力を所定の出力に到達させてなるので、いずれの負荷においても低出力で起動して負荷の判定をして、安定的に所定の出力値あるいはリミット値へと到達させるいわゆるソフトスタート動作が可能となる。

以上のように構成された誘導加熱調理器において、高導電率かつ低透磁率のアルミニウム等の材質の負荷でも鉄系の負荷でも負荷検知が正確にかつ低出力状態でできることからリレーのオンオフを切り替えることにより、共振コンデンサの切り替えを行い負荷の材質に応じた誘導加熱を可能としていた。
特開２００３−２５７６０９号公報

しかしながら、直列共振を利用し排他的にオンする２石のスイッチング素子を有するインバータにおいて、負荷の加熱コイルに対向する部分（鍋であれば鍋底）が鉄や磁性ステンレスなどの磁性金属でなるもの（以下鉄系の負荷と呼ぶ）か、所定以上の厚み（例えば１ｍｍ）のアルミニウム等の高導電率かつ低透磁率のもの（以下アルミニウム系と呼ぶ）かを判定して、鉄系の場合には、両スイッチング素子の駆動期間を、共振周期より短くして駆動し（鉄系のインバータ構成）、アルミニウム系の場合には、共振周期を切り替える（共振コンデンサの容量を小さくする）と同時に、両スイッチング素子の駆動周期を共振周期より長く変更する（アルミニウム系インバータ構成）という従来の構成では、以下のような課題があった。

高導電率かつ低透磁率の材質の負荷と鉄系の負荷との間の中間的な材質の負荷、すなわち厚みが比較的厚い（例えば２ｍｍ）非磁性ステンレスや、薄い（例えば０．５ｍｍ）非磁性ステンレスの上に所定の厚み（例えば２ｍｍ）のアルミニウムを重ね合わせた複合材など比較的高導電率の材料からなる負荷を誘導加熱しようとした場合、鉄系のインバータ構成を適用すると、駆動周期を加熱コイル電流の周期より長くできないので、負荷の発熱量を確保するために加熱コイル電流を大きくするか、駆動周期を短くして加熱コイル電流の周波数を高くせざるを得ずそれに伴いスイッチング素子のスイッチング損失が増大する、あるいはスイッチング素子の印加電圧が大きくなるため、結果的に十分な入力電力が得られない。一方、同目的で、アルミニウム系インバータ構成を適用すると、駆動周期を加熱コイル電流の共振周期より長くすることができるが、直列共振回路のＱが小さくなり、前記のように設定しようとしている駆動期間近傍に存在する、駆動期間をｎ次共振周期とした場合の入力電力の極大値が小さくなり、充分な入力電力が得られない。そのような中間材質の負荷において、十分な入力電力を得るにはさらに、付加回路を設けて加熱コイルの巻数や共振コンデンサを切り替える（容量を増加させる）方法が考えられるが、前記の付加回路を設けるとインバータの構成が複雑になる。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、アルミニウムのような高導電率で非磁性金属でなる材質の負荷を高効率で誘導加熱するとともに、アルミニウムと鉄との中間材質であってアルミニウムより導電率の小さい非磁性金属製の負荷であっても、インバータの構成を複雑化させることなく、スイッチング素子のスイッチング損失を抑制しかつより大きな入力電力まで駆動期間を変えて増加させることのできる誘導加熱装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の誘導加熱装置は、加熱コイルにより加熱する負荷の材質が非磁性金属であること及びその導電率の大小を検知可能な負荷検知部と、両スイッチング素子を排他的に駆動するとともに、両スイッチング素子の駆動期間を、加熱コイル電流の共振周期の（ｎ−１／２）倍（ｎは１以上の整数）であるｎ次共振周期の近傍、及び（ｍ−１／２）倍（ｍは１以上の整数）であるｍ次共振周期の近傍でそれぞれ変化させることにより、インバータの入力電力が駆動期間をｎ次共振周期及びｍ次共振周期と等しくしたときの極大値を超えない範囲で、入力電力の可変制御を行う制御部とを備え、制御部は、負荷検知部が検知する非磁性金属製の負荷の導電率の大小に応じて、加熱コイルの巻数及び共振コンデンサの容量を同一にして、次数ｎまたは次数ｍの少なくとも一方を変更することにより、可変範囲の最大値を変えて入力電力の可変制御を行うとともに、負荷検知部が、アルミニウム製の所定形状の負荷を検知すると、両スイッチング素子について駆動期間をそれぞれ共振周期の３／２倍近傍で変化させることにより、負荷検知部が、所定の導電率を有する非磁性ステンレス製の所定形状の負荷を検知すると、両スイッチング素子について駆動期間を共振周期の１／２倍の近傍でそれぞれ変化させることにより、負荷検知部が、アルミニウムの導電率より小さくかつ非磁性ステンレスの導電率より大きい所定の導電率を有する所定形状の非磁性金属製の負荷を検知すると、両スイッチング素子の一方のスイッチング素子について駆動周期を共振周期の３／２倍近傍で変化させ、かつ他方のスイッチング素子について駆動周期を共振周期の１／２倍近傍で変化させることにより、それぞれ入力電力の可変制御を行う構成とした。

この構成により、制御部は、負荷検知部が、材質が非磁性金属であって、かつ高導電率であり、所定の形状をした負荷（例えば鍋底がアルミニウム製あるいは銅製で厚みが１ｍｍ以上ありほぼ加熱コイルと略同径である鍋）を検知すると、少なくとも一つのスイッチング素子の駆動期間を、共振周期の（ｎ−１／２）倍、かつ、ｎ≧２とすることにより、高周波数の磁界を加熱コイルに供給し、負荷に誘導される高周波電流の負荷内部における表皮効果を高め高い熱効率で誘導加熱するとともに、スイッチング素子の駆動期間を共振周期より長くしてスイッチング損失を抑制することができる。

また、負荷検知部が、材質が非磁性金属であって、アルミニウムより導電率が小さい所定形状の負荷（例えば鍋底が非磁性ステンレス製で２ｍｍ以上の厚みを有し、加熱コイルとほぼ同径の鍋）を検知すると、材質がアルミニウムである負荷を加熱する場合と加熱コイルの巻数及び共振コンデンサの容量を同一にし、かつ次数ｎを減じることにより、加熱コイル巻数及び共振コンデンサの容量を切り換えることなく駆動周波数を入力電力の極大値を大きくするので、アルミニウムの場合より直列共振インバータにおける共振回路のＱが小さくなって、設定した駆動周期近傍の入力電力の極大値が小さくなり、入力電力をそれより大きくできなくなるのを防止し、駆動周波数の可変範囲における最大出力の低下を抑制することができる。

本発明の誘導加熱装置は、アルミニウムのような高導電率の非磁性金属製の負荷だけでなく、アルミニウムと鉄との中間の材質の非磁性金属製の負荷も、自動的に判別して簡単な構成で、スイッチング素子の損失あるいは印加電圧等の責務を抑制し、より大きな出力で誘導加熱することができる。

請求項１に記載の発明は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体と、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子と、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子と、前記両スイッチング素子の少なくともいずれか一方に並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサを含む共振回路とを有し直流電圧を入力して前記両スイッチング素子の導通により前記加熱コイルと共振コンデンサが直列共振するインバータと、前記加熱コイルにより加熱する負荷の材質が非磁性金属であること及びその導電率の大小を検知可能な負荷検知部と、前記両スイッチング素子を排他的に駆動するとともに、前記両スイッチング素子の駆動期間を、前記加熱コイル電流の共振周期の（ｎ−１／２）倍（ｎは１以上の整数）であるｎ次共振周期の近傍、及び（ｍ−１／２）倍（ｍは１以上の整数）であるｍ次共振周期の近傍でそれぞれ変化させることにより、前記インバータの入力電力が前記駆動期間を前記ｎ次共振周期及び前記ｍ次共振周期と等しくしたときの極大値を超えない範囲で、前記入力電力の可変制御を行う制御部とを備え、前記制御部は、前記負荷検知部が検知する非磁性金属製の負荷の導
電率の大小に応じて、前記加熱コイルの巻数及び前記共振コンデンサの容量を同一にして、前記次数ｎまたは前記次数ｍの少なくとも一方を変更することにより、可変範囲の最大値を変えて前記入力電力の可変制御を行う誘導加熱装置であって、前記制御部は、前記負荷検知部が、アルミニウム製の所定形状の負荷を検知すると、前記両スイッチング素子について駆動期間をそれぞれ共振周期の３／２倍近傍で変化させることにより、前記負荷検知部が、所定の導電率を有する非磁性ステンレス製の所定形状の負荷を検知すると、前記両スイッチング素子について駆動期間を前記共振周期の１／２倍の近傍でそれぞれ変化させることにより、前記負荷検知部が、アルミニウムの導電率より小さくかつ前記非磁性ステンレスの導電率より大きい所定の導電率を有する所定形状の非磁性金属製の負荷を検知すると、前記両スイッチング素子の一方のスイッチング素子について前記駆動周期を前記共振周期の３／２倍近傍で変化させ、かつ他方のスイッチング素子について駆動周期を共振周期の１／２倍近傍で変化させることにより、それぞれ入力電力の可変制御を行う誘導加熱装置とした。

加熱コイルには、直列共振による共振電流が流れ、その共振周波数がアルミニウムを加熱するに適した高周波数（例えば６０ｋＨｚ）となるように、加熱コイルの巻数と共振コンデンサの容量が設定される。上記構成によれば、次数ｎを変更することにより、加熱コイル電流の共振周期に対する駆動周期長さの比を離散的に変えることができる。

制御部は、負荷検知部が、材質が非磁性金属であって、かつ高導電率であり、所定の形状をした負荷（例えば鍋底がアルミニウム製あるいは銅製で厚みが１ｍｍ以上ありほぼ加熱コイルと略同径である鍋）を検知すると、前記次数ｎについて、ｎ≧２とすることにより、少なくとも一つのスイッチング素子の駆動期間ＴをＴ≧（３／２）Ｔｃとすることができる。したがって、加熱コイル電流の共振周期Ｔｃより駆動期間Ｔを長くしてスイッチング損失を抑制することができる。

また、入力電力と各スイッチング素子の駆動期間Ｔとの関係において、駆動期間Ｔが、共振周期をＴｃとして、（１／２）Ｔｃ、（３／２）Ｔｃ、（５／２）Ｔｃ、・・・、（ｎ−１／２）Ｔｃ（ｎは１以上の整数）という離散的な値において、入力電力は極大値となる特性を示す。そして、駆動期間が１次共振周期である（１／２）Ｔｃより長くなるほど、前記入力電力の極大値は小さくなる。

材質が非磁性金属であって、アルミニウムより導電率が小さい所定形状の負荷（例えば鍋底が非磁性ステンレス製で２ｍｍ以上の厚みを有し、加熱コイルとほぼ同径の鍋）を検知すると、材質がアルミニウムである負荷を加熱する場合と加熱コイルの巻数及び共振コンデンサの容量を同一にし、かつ次数ｎを減じることにより、駆動周期可変範囲近傍の極大値を大きくするので、直列共振インバータにおける共振回路のＱが小さくなり、その結果小さくなった極大値に到達して入力電力をそれより大きくできなくなるのを防止することができる。上記のように、この出力制御には、上記のように共振コンデンサの容量を増加させるためのリレーや補助コンデンサ等の負荷回路を必要とせず、インバータの構成を複雑化しない。

また、負荷検知部が、アルミニウム製の所定形状の負荷を検知すると、両スイッチング素子について駆動期間をそれぞれ共振周期の３／２倍近傍で変化させることにより、前記負荷検知部が、所定の導電率を有する非磁性ステンレス製の所定形状の負荷を検知すると、前記両スイッチング素子について駆動期間を前記共振周期の１／２倍の近傍でそれぞれ変化させることにより、前記負荷検知部が、アルミニウムの導電率より小さくかつ前記非磁性ステンレスの導電率より大きい所定の導電率を有する所定形状の非磁性金属製の負荷を検知すると、前記両スイッチング素子の一方のスイッチング素子について前記駆動周期を前記共振周期の３／２倍近傍で変化させ、かつ他方のスイッチング素子について駆動周期を共振周期の１／２倍近傍で変化させることにより、それぞれ入力電力の可変制御を行う。これにより、前記アルミニウム製の所定の負荷を加熱する場合には、スイッチング素子の駆動周期の略１／３倍の周期の加熱コイル電流で誘導加熱でき、非磁性ステンレス製の所定の形状の負荷を加熱する場合には、スイッチング素子の駆動周期と略同周期の加熱コイル電流で誘導加熱でき、アルミニウムの導電率より小さくかつ前記非磁性ステンレスの導電率より大きい所定の導電率を有する所定形状の非磁性金属を加熱する場合には、スイッチング素子の駆動周期の略１／２倍の周期の加熱コイル電流で誘導加熱できるので、共振コンデンサの容量及び加熱コイルを変更することなく、非磁性金属製の負荷を、その導電率の大きさに応じて、駆動期間の可変範囲を、共振周期単位で変更することにより高効率、高出力で可変制御して加熱するとともに、スイッチング素子の損失の増大を抑制することができる。

請求項２に記載の発明は、特に、入力電圧を昇圧する昇圧回路を有し、制御部は、選択した次数ｎまたは次数ｍを小さくすると、前記昇圧回路の昇圧度合いを小さくすることにより、同一出力を得る場合において、動作点を共振点に近づかせ、加熱コイル電流のピーク値が抑制されるので、実質的に、第１または第２のスイッチング素子のスイッチング損失を小さくすることができる。

請求項３に記載の発明は、特に、請求項１または２に記載の制御部は、負荷検知部が導電率が所定以下の非磁性ステンレス製で厚みが所定以下で所定形状の負荷を検知すると、共振コンデンサの容量を大きく変更する構成とした。この構成により、所定以下の非磁性ステンレス製で厚みが所定以下で所定形状の負荷を加熱する場合の出力を大きくするとともに、スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。

請求項４に記載の発明は、特に、請求項３に記載の制御部は、負荷検知部が磁性金属製の所定形状の負荷を検出すると、共振コンデンサの容量を大きく変更する構成とした。この構成により、鉄製の負荷を加熱する場合の出力をさらに大きくするとともに、第１または第２のスイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は本発明の第１の実施の形態における誘導加熱調理器の回路構成図である。図１において、電源１２は２００Ｖ商用電源であり、ダイオードブリッジからなる整流部１３と第１の平滑コンデンサ１４と昇圧部１５と第２の平滑コンデンサ１６からなる昇圧平滑部１１によって商用電源を直流電圧に変換する。すなわち、整流部１３及び平滑コンデンサ１３で整流及び平滑し、さらにそれを昇圧部１５及び平滑コンデンサ１６により昇圧及び平滑して、平滑された直流電圧に変換する。この直流電圧はインバータ８により高周波電流に変換され、加熱コイル１に供給される。加熱コイル１は高周波電流が供給されることにより高周波磁界を発生させる。２は負荷である鍋であり、加熱コイル１と対向して、例えばセラミック製のトッププレート上に設置され、加熱コイル１の発生する高周波磁界により誘導加熱される。３は共振コンデンサであり、加熱コイル１とともに直列共振回路を構成している。インバータ８は、前記共振回路を出力としたシングルエンデッドプッシュプル構成となっている。加熱コイル１の一端は、第１のスイッチング素子４と、第２のスイッチング素子６との接続点に接続され、加熱コイル１の他端は昇圧平滑部１１の負極に接続されている。なお、加熱コイル１の他端は、昇圧平滑部１１の正極に接続しても同様の動作を行う。第１のスイッチング素子４および第２のスイッチング素子６にはそれぞれ逆並列に第１の逆導通素子（ダイオード５）と第２の逆導通素子（ダイオード７）が接続されている。

図１と従来技術を示す図４と異なる点は、図１の昇圧機能を有するチョークコイル５４に変え、昇圧部１５が設けられ、その出力端子に平滑回路部である平滑コンデンサ１６とインバータ８の入力端子が接続されていること、図４において制御回路６３が有する負荷検知部を図１では負荷検知部１０として制御回路９と別ブロックで示していること、図４では、制御回路６３がカレントトランス６７とカレントトランス６８の検知出力に基づき負荷材質を検知する構成であるのに対して、図１では、負荷検知部１０がカレントトランス１７と共振コンデンサ電圧検知部１８の検知出力に基づき検知する構成であることである。

また、従来技術である図４の各回路ブロックと図１における各回路ブロックの動作上の相違点は以下の通りである。まず、図４の制御回路６３は、アルミニウムと鉄系の負荷を識別する機能を有するものであったが、図１の負荷検知部１０は、それに加え、負荷２の材質が非磁性金属であること及びその導電率の大小を検知可能とする点において異なる。そして、本実施の形態における制御回路９は、負荷検知部１０の検知結果に応じて、以下の動作を行う点において特徴を有する。

負荷検知部１０が、アルミニウム製の所定形状の負荷２（本実施の形態１においては、鍋底が１ｍｍ以上の厚みを有し、直径１８０ｍｍ加熱コイルより少し大きい直径２００ｍｍの鍋、以下「高導電率非磁性金属負荷」と呼ぶ）を検知すると、第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子６について駆動期間をそれぞれ共振周期の３／２倍近傍で変化させ誘導加熱することにより、入力電力の可変制御を行う。

また、負荷検知部１０が、アルミニウムより導電率の小さい所定の導電率を有する非磁性ステンレス（本実施例ではＳＵＳ３０４）製の所定形状の負荷２（本実施例では鍋底が、非磁性ステンレス製で１ｍｍの厚みを有し直径２００ｍｍの鍋、以下「低導電率非磁性金属負荷」と呼ぶ）を検知すると、第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子６について駆動期間を前記共振周期の１／２周期の近傍（本実施例においては、１／４周期から１／２周期の間）でそれぞれ変化させ誘導加熱することにより、入力電力の可変制御を行う。

また、負荷検知部１０が、アルミニウムより導電率が小さくかつ非磁性ステンレスより導電率が大きい所定の導電率を有する所定形状の非磁性金属製の負荷２（本実施の形態においては、鍋底が約０．５ｍｍの厚みの非磁性ステンレス製の板と、１ｍｍの厚みのアルミニウム製の板との合板で形成された直径２００ｍｍの鍋、以下「中導電率非磁性金属負荷」と呼ぶ）を検知すると、第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子６の一方のスイッチング素子について前記駆動周期を前記共振周期の３／２倍近傍で変化させ、かつ他方のスイッチング素子について駆動周期を共振周期の１／２倍近傍で変化させ誘導加熱することにより、それぞれ入力電力の可変制御を行う。以下さらに、制御回路９の動作について詳述する。

制御回路９は、第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子６を交互に駆動し、第１のスイッチング素子４の駆動期間を、加熱コイル電流の共振周期の（ｎ−１／２）倍（ｎは１以上の整数）であるｎ次共振周期の近傍となる共振域で動作させ、また、第２のスイッチング素子の駆動期間を、前記加熱コイル電流の共振周期の（ｍ−１／２）倍（ｍは１以上の整数）であるｍ次共振周期の近傍となる共振域で動作させインバータ８の加熱出力を得る。インバータ８の加熱出力を増加させる場合には両スイッチング素子の駆動周期を、直列共振回路の各共振域の共振周波数に近づくように変更する。制御回路９は、入力電流を検知するよう設けられたカレントトランスあるいはシャント抵抗（電流検知用抵抗）等を有する加熱出力検知部１７により加熱出力を検知して所定の加熱出力が得られるように、第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子６の駆動期間を上記のように増減する周波数可変の出力制御を行う。共振コンデンサ電圧検知部１８は、共振コンデンサ３に加わる電圧を検知する。負荷検知部１０は、カレントトランス１７の検知出力と共振コンデンサ電圧検知部１８の検知出力を比較して、負荷２の材質及び形状を検知し、検知結果を制御回路９に出力する。

起動時において、制御回路９は、リレー２０をオフ状態にし、図５（Ｂ）を用いて説明した従来技術と同様に、一定の周波数（約２１ｋＨｚ）で第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子６を交互に駆動する。駆動時間比（第１のスイッチング素子の駆動時間Ｔ１と第２のスイッチング素子の駆動時間Ｔ２の比）を最小にして、最小の出力にしてから徐々に駆動時間比を増加し、その間に負荷検知部１０はカレントトランス１７の検知出力と共振コンデンサ電圧検知部１８の検知出力を比較して、負荷２の材質が非磁性金属製であるかどうか、及びその導電率が「高導電率非磁性金属負荷」、「中導電率非磁性金属負荷」、あるいは「低導電率非磁性金属負荷」のいずれに属するかを識別する。

負荷検知部１０は、負荷２の材料が非磁性金属でなく鉄系（磁性体で鉄と同等の導電率を有する金属）のものであると判断すると、加熱を停止してからリレー２０をオンして補正用共振コンデンサ１９を共振コンデンサ３に並列に接続して共振回路の共振周期を長くし、「磁性金属加熱モード」として、再度低出力で加熱を開始する。

制御回路９は、「磁性金属加熱モード」となると、図２に示すような動作を行う。図３は、制御回路９が、「中間導電率非磁性金属負荷加熱モード」を選択した場合における回路各部波形を示す図である。図２（ａ）は、加熱コイル１に流れる電流波形、図２（ｂ）は、第１のスイッチング素子４に流れる電流（ＩＣ１）波形、図２（ｃ）は、第２のスイッチング素子６に流れる電流（ＩＣ２）波形、図２（ｄ）は、第１のスイッチング素子４のゲート電圧（駆動信号）、図２（ｅ）は、第２のスイッチング素子６のゲート電圧（駆動信号）である。

図２に示すように、第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子６の駆動期間について、ともに共振周期の１／２周期近傍で変更させ、かつ、駆動時間比を可変して、一定の周波数（約２１ｋＨｚ）で駆動する。起動時には、最小駆動時間比で最小出力から起動して所定の出力まで、駆動時間比を増加させて徐々に出力を増加させる。

一方、負荷検知部１０が、制御回路９は、リレー２０をオフ状態にしたままで、所定の駆動時間比に到達すると（本実施の形態では所定の駆動時間比は１／２としている）、「高導電率非磁性金属負荷」であると見なし、ｎ＝２、ｍ＝２に設定し、図５に示すように、スイッチング素子４及びスイッチング素子６の各駆動期間を直列共振回路の共振周期の３／２倍近傍に近づけ入力電力を増加させる「高導電率非磁性金属負荷加熱モード」とする。「高導電率非磁性金属負荷加熱モード」における波形及び動作は、図５を用いて、従来技術の説明でしたものと同様である。

このとき、「高導電率非磁性金属負荷加熱モード」の起動開始当初においては、出力は低出力状態になるように駆動期間（駆動周波数）が設定される。出力の増加は、駆動周期を近傍の共振周期（本実施例では共振周期の３／２倍）に徐々に近づけることにより連続的に行われる。直列共振回路の共振周期は（５０／３）μｓｅｃ、すなわち共振周波数が６０ｋＨｚとなるよう加熱コイル１および共振コンデンサ３を設定し、両スイッチング素子の駆動期間を、それぞれ、共振周期の３／２倍の２５μｓｅｃ、すなわち、２つのスイッチング素子の駆動周期の和が、共振周期の３倍の５０μｓｅｃ、さらに換言すれば、両スイッチング素子の駆動周波数が共振回路の共振周波数の１／３である２０ｋＨｚとなるようにしている。また、昇圧平滑部１１は７００Ｖに昇圧平滑するよう動作する。これは、入力電力を大きくするためである（本実施例の場合、最大入力電力は約１．２Ｗとしている）。

このように、制御回路９は、「高導電率磁性金属加熱モード」として、第１のスイッチング素子４と第２のスイッチング素子６をともに共振周期より長い駆動期間駆動するとともにインバータ８の入力電力を十分昇圧することで、アルミニウムのような低透磁率かつ高導電率である金属も高出力で誘導加熱し、かつ両スイッチング素子の損失を低減することができる。

さらに、負荷検知部１０が、「中導電率非磁性金属負荷」を検知した場合には、制御回路９は、リレー２０をオフ状態にしたままで、ｎ＝１、ｍ＝２に設定し、両スイッチング素子を図３のように駆動する「中間材質負荷加熱モード」となる。

図３は、制御回路９が、「中間導電率非磁性金属負荷加熱モード」を選択した場合における回路各部波形を示す図である。図３（ａ）は、加熱コイル１に流れる電流波形、図３（ｂ）は、第１のスイッチング素子４に流れる電流（ＩＣ１）波形、図３（ｃ）は、第２のスイッチング素子６に流れる電流（ＩＣ２）波形、図３（ｄ）は、第１のスイッチング素子４のゲート電圧（駆動信号）、図３（ｅ）は、第２のスイッチング素子６のゲート電圧（駆動信号）である。

図３に示すように、「中電導率非磁性負荷加熱モード」においては、第１のスイッチング素子４の駆動周期は共振回路の共振周期の１／２倍である（２５／３）μｓｅｃ近傍に設定し、第２のスイッチング素子の駆動周期は共振回路の共振周期の３／２倍である２５μｓｅｃ近傍に設定する。すなわち、第１のスイッチング素子４を１／２周期以下の駆動期間だけ駆動した後、その駆動を停止し（時点ｔ７）、第２のスイッチング素子６の駆動を開始した（時点ｔ８）後、共振周期より大きく共振周期の３／２倍以下の駆動期間だけ第２のスイッチング素子６を駆動した後、駆動を停止する（時点ｔ１０）という動作を繰り返す。この時、昇圧平滑部は６００Ｖに昇圧平滑するよう動作する。出力を増加させる場合には、第１のスイッチング素子４の駆動期間を１／２周期に近づけるか、または第２のスイッチング素子の駆動期間を３／２周期に近づけることにより行われる。

以上のように、「中電導率非磁性負荷加熱モード」においては、駆動周期は、「高導電率非磁性金属負荷加熱モード」より短くなり、極大値の大きさが大きくなりすぎて、スイッチング時の電流が大きくなる場合には、スイッチング素子にかかる電圧を「高導電率非磁性負荷加熱モード」より低下させることによりスイッチング損失を低減できる。

さらに、負荷検知部１０が、「低導電率非磁性金属負荷」を検知した場合には、上記の「磁性金属加熱モード」と同様の出力可変制御を行う。

以上述べたように、本実施の形態では、加熱コイル１により加熱する負荷２の材質が非磁性金属であること及びその導電率の大小を検知可能な負荷検知部１０と、スイッチング素子４及び６を排他的に駆動するとともに、両スイッチング素子の駆動期間を、加熱コイル電流の共振周期の（ｎ−１／２）倍（ｎは１以上の整数）であるｎ次共振周期の近傍、及び（ｍ−１／２）倍（ｍは１以上の整数）であるｍ次共振周期の近傍でそれぞれ変化させることにより、インバータ８の入力電力が駆動期間をｎ次共振周期及びｍ次共振周期と等しくしたときの極大値を超えない範囲で、入力電力の可変制御を行う制御回路９とを備え、制御回路９は、負荷検知部１０が検知する非磁性金属製の負荷の導電率の大小に応じて、加熱コイル１の巻数及び共振コンデンサ３の容量を同一にして、次数ｎまたは次数ｍの少なくとも一方を変更することにより、可変範囲の最大値を変えて入力電力の可変制御を行うので、加熱コイル１には、直列共振による共振電流が流れ、その共振周波数がアルミニウムを加熱するに適した高周波数（本実施の形態では６０ｋＨｚ）となるように、加熱コイル１の巻数と共振コンデンサ３の容量が設定される。上記構成によれば、次数ｎを変更することにより、加熱コイル電流の共振周期に対する駆動周期長さの比を離散的に変えることができる。

制御回路９は、負荷検知部１０が、材質が非磁性金属であって、かつ高導電率であり、所定の形状をした負荷（例えば鍋底がアルミニウム製あるいは銅製で厚みが１ｍｍ以上ありほぼ加熱コイルと略同径である鍋）を検知すると、次数ｎについて、ｎ≧２とすることにより、少なくとも一つのスイッチング素子の駆動期間ＴをＴ≧（３／２）Ｔｃとすることができる。したがって、加熱コイル電流の共振周期Ｔｃより駆動期間Ｔを長くしてスイッチング損失を抑制することができる。

また、入力電力と各スイッチング素子の駆動期間Ｔとの関係において、駆動期間Ｔが、共振周期をＴｃとして、（１／２）Ｔｃ、（３／２）Ｔｃ、（５／２）Ｔｃ、・・・、（ｎ−１／２）Ｔｃ（ｎは１以上の整数）という離散的な値において、入力電力は極大値となる特性を示す。そして、駆動期間が１次共振周期である（１／２）Ｔｃより長くなるほど、前記入力電力の極大値は小さくなる。

材質が非磁性金属であって、アルミニウムより導電率が小さい所定形状の負荷２（例えば鍋底が非磁性ステンレス製で２ｍｍ以上の厚みを有し、加熱コイルとほぼ同径の鍋）を検知すると、材質がアルミニウムである負荷２を加熱する場合と加熱コイル１の巻数及び共振コンデンサ３の容量を同一にし、かつ次数ｎを減じることにより、駆動周期可変範囲近傍の極大値を大きくするので、直列共振インバータにおける共振回路のＱが小さくなり、その結果小さくなった極大値に到達して入力電力をそれより大きくできなくなるのを防止することができる。上記のように、この出力制御には、上記のように共振コンデンサの容量を増加させるためのリレーや補助コンデンサ等の負荷回路を必要とせず、インバータの構成を複雑化しない。

また、入力電圧を昇圧する昇圧回路１５を有し、制御回路９は、選択した次数ｎまたは次数ｍを小さくすると、昇圧回路１５の昇圧度合いを小さくするので、同一出力を得る場合において、動作点を共振点に近づかせ、加熱コイル電流のピーク値が抑制されるので、実質的に、第１または第２のスイッチング素子のスイッチング損失を小さくすることができる。

また、制御回路９は、負荷検知部１０が導電率が所定以下の非磁性ステンレス製で厚みが所定以下で所定形状の負荷２を検知すると、共振コンデンサの容量を大きく変更する構成とした。この構成により、所定以下の非磁性ステンレス製で厚みが所定以下で所定形状の負荷を加熱する場合の出力を大きくするとともに、スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。

また、本実施例ではインバータ８の入力電力制御を、周波数制御によるものとしたが、インバータ入力電圧制御、例えば昇圧チョッパ、降圧チョッパ、昇降圧チョッパなどによるインバータの入力電圧制御などによる出力可変技術と任意に組み合わせて適用しても良いことは言うまでも無い。

以上のように、本発明にかかる誘導加熱調理器は、非磁性負荷の材質に自動的に対応して、より加熱出力を大きく、かつスイッチング素子の損失を低減することが可能となるので、工業用誘導加熱等の用途にも適用できる。

本発明の実施の形態１における誘導加熱調理器の回路構成図 （ａ）同誘導加熱調理器の加熱コイル１の電流波形を示す図（ｂ）同第１のスイッチング素子４の電流波形を示す図（ｃ）同第２のスイッチング素子６の電流波形を示す図（ｄ）同第１のスイッチング素子４のゲート電圧を示す図（ｅ）同第２のスイッチング素子６のゲート電圧を示す図 （ａ）同誘導加熱調理器の加熱コイル１の電流波形を示す図（ｂ）同第１のスイッチング素子４の電流波形を示す図（ｃ）同第２のスイッチング素子６の電流波形を示す図（ｄ）同第１のスイッチング素子４のゲート電圧を示す図（ｅ）同第２のスイッチング素子６のゲート電圧を示す図 従来の誘導加熱調理器の回路構成図 （Ａ）従来の誘導加熱調理器の大出力時の各部波形図（Ｂ）同低出力時の各部波形図

符号の説明

１ 加熱コイル
２ 負荷
３ 共振コンデンサ
４ 第１のスイッチング素子
５ 第１の逆導通素子
６ 第２のスイッチング素子
７ 第２の逆導通素子
８ インバータ
９ 制御回路
１０ 負荷検知部
１１ 昇圧平滑部

Claims (4)

1. 第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子の直列接続体と、前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の逆導通素子と、前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２の逆導通素子と、前記両スイッチング素子の少なくともいずれか一方に並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサを含む共振回路とを有し直流電圧を入力して前記両スイッチング素子の導通により前記加熱コイルと共振コンデンサが直列共振するインバータと、前記加熱コイルにより加熱する負荷の材質が非磁性金属であること及びその導電率の大小を検知可能な負荷検知部と、前記両スイッチング素子を排他的に駆動するとともに、前記両スイッチング素子の駆動期間を、前記加熱コイル電流の共振周期の（ｎ−１／２）倍（ｎは１以上の整数）であるｎ次共振周期の近傍、及び（ｍ−１／２）倍（ｍは１以上の整数）であるｍ次共振周期の近傍でそれぞれ変化させることにより、前記インバータの入力電力が前記駆動期間を前記ｎ次共振周期及び前記ｍ次共振周期と等しくしたときの極大値を超えない範囲で、前記入力電力の可変制御を行う制御部とを備え、前記制御部は、前記負荷検知部が検知する非磁性金属製の負荷の導電率の大小に応じて、前記加熱コイルの巻数及び前記共振コンデンサの容量を同一にして、前記次数ｎまたは前記次数ｍの少なくとも一方を変更することにより、可変範囲の最大値を変えて前記入力電力の可変制御を行う誘導加熱装置であって、前記制御部は、前記負荷検知部が、アルミニウム製の所定形状の負荷を検知すると、前記両スイッチング素子について駆動期間をそれぞれ共振周期の３／２倍近傍で変化させることにより、前記負荷検知部が、所定の導電率を有する非磁性ステンレス製の所定形状の負荷を検知すると、前記両スイッチング素子について駆動期間を前記共振周期の１／２倍の近傍でそれぞれ変化させることにより、前記負荷検知部が、アルミニウムの導電率より小さくかつ前記非磁性ステンレスの導電率より大きい所定の導電率を有する所定形状の非磁性金属製の負荷を検知すると、前記両スイッチング素子の一方のスイッチング素子について前記駆動周期を前記共振周期の３／２倍近傍で変化させ、かつ他方のスイッチング素子について駆動周期を共振周期の１／２倍近傍で変化させることにより、それぞれ入力電力の可変制御を行う誘導加熱装置。
2. 入力電圧を昇圧する昇圧回路を有し、制御部は、選択した次数ｎまたは次数ｍを小さくすると、前記昇圧回路の昇圧度合いを小さくする請求項１に記載の誘導加熱装置。
3. 制御部は、負荷検知部が導電率が所定以下の非磁性ステンレス製で厚みが所定以下で所定形状の負荷を検知すると、共振コンデンサの容量を大きく変更する請求項１または２に記載の誘導加熱装置。
4. 制御部は、負荷検知部が磁性金属製の所定形状の負荷を検出すると、共振コンデンサの容量を大きく変更する請求項３に記載の誘導加熱装置。

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