JP2005149736A - 誘導加熱装置 - Google Patents

Abstract

【課題】加熱コイルに供給する高周波電流の周波数を可変して低抵抗非磁性金属製の被加熱体を誘導加熱するインバータを複数組同時に動作しても、干渉音を抑制する、または聞こえなくする。
【解決手段】入力制御手段１８ａは、対応する加熱コイル１０ａに流れる高周波電流周波数と、他の加熱コイル１０ｂに流れる高周波電流周波数が同一となるよう制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数のバーナーを備えた誘導加熱調理器等の誘導加熱装置に関するものである。

従来、この種の誘導加熱装置として、例えば誘導加熱調理器に関して複数個のインバータ回路を同時に作動しても干渉音が発生しない技術が開示されている（例えば、特許文献１参照）。

図９の回路図と、図１０の動作波形図、図１１の特性曲線図は特許文献１に開示されている内容を示す回路図である。図９において、電源電圧がＥである直流電源１を第１のスイッチング素子３、第２のスイッチング素子４を交互にオン、オフさせることにより、加熱コイル５、共振コンデンサ６に高周波電流を供給する。９ｆは発振器、９ｇは可変導通比設定部である。そして比較部９ｃの電圧ｅは可変導通比設定部９ｇに入力されている。またこれらの回路は複数個有し、複数バーナーを構成するものである。

一定の発振周波数で発振する発振器９ｆに接続された可変導通比設定部９ｇは入力設定部９ａに設定された入力設定値と入力検知部９ｂで検知された実際の入力とを比較部９ｃで比較し出力された誤差電圧ｅに応じて第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子４の導通比を変化させる。この入力電力帰還ループにより第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子４の導通比は実際の入力が入力設定値に等しくなるように制御される。

従来例における誘導加熱調理器は、これらの回路を複数個有しているが、発振器９ｆの発振周波数は同一に設定してあるので、両方のインバータ回路２を同時に作動しても発振周波数の差による干渉音は発生しない。
特開平１−２６０７８５号公報

しかしながら、上記従来の技術は、ある一定の発振周波数をもとに複数バーナーの入力電力制御を行うことにより、複数バーナーの発振周波数の差Δｆの干渉音が被加熱体である鍋から発生する問題を解決するもので、発振周波数の可変を想定していない。

アルミをはじめとする低抵抗非磁性金属製の被加熱体を誘導加熱する場合には、被加熱体の持つ電磁気的特性により、加熱コイル、共振コンデンサ、被加熱体が構成する共振回路の共振周波数の近傍周波数ではじめて、共振回路のインピーダンスが低くなり、誘導加熱可能な十分な高周波電流を加熱コイルに流すことが可能になるのだが、ある一定の発振周波数を決定すると、低抵抗非磁性金属製の被加熱体形状、材質等により、誘導加熱に適する共振回路のインピーダンスが低い周波数域が異なるため、被加熱体によっては十分な入力を得ることができないという課題があった。

本発明は上記の課題を解決するもので、低抵抗非磁性金属製の被加熱体を加熱する加熱コイルに流れる高周波電流周波数を可変としながら、干渉音を発生させない誘導加熱装置を提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、本発明の誘導加熱装置は、低抵抗非磁性金属製の被加熱体を誘導加熱する複数の加熱コイルと、前記加熱コイルのそれぞれに対応し前記加熱コイルに高周波電流を供給する複数のインバータと、前記インバータそれぞれの入力を検知する入力検知手段と、前記入力検知手段の出力に応じて前記加熱コイルに流れる高周波電流の周波数を可変して所定の入力となるように前記インバータの入力を制御する入力制御手段とを備え、前記入力制御手段は、前記加熱コイルのうちの一つの加熱コイルに流れる高周波電流の周波数と、他の加熱コイルに流れる高周波電流の周波数が同一となるよう制御するものである。

本発明の誘導加熱装置は、入力制御手段が、前記加熱コイルのうちの一つの加熱コイルに流れる高周波電流の周波数と、他の加熱コイルに流れる高周波電流の周波数が同一となるよう制御することで、コイルに流れる電流の周波数差Δｆによる干渉音は抑制され、さらに低抵抗非磁性金属製の被加熱体など、誘導加熱の際に加熱コイルに流れる高周波電流周波数の可変周波数制御が必要となる場合にも十分な入力が得られる。

第１の発明は、低抵抗非磁性金属製の被加熱体を誘導加熱する複数の加熱コイルと、前記加熱コイルのそれぞれに対応し前記加熱コイルに高周波電流を供給する複数のインバータと、前記インバータそれぞれの入力を検知する入力検知手段と、前記入力検知手段の出力に応じて前記加熱コイルに流れる高周波電流の周波数を可変して所定の入力となるように前記インバータの入力を制御する入力制御手段とを備え、前記入力制御手段は、前記加熱コイルのうちの一つの加熱コイルに流れる高周波電流の周波数と、他の加熱コイルに流れる高周波電流の周波数が同一となるよう制御する誘導加熱装置とするものであり、加熱コイルに流れる高周波電流の周波数は可変制御する一方で、それぞれの加熱コイルに流れる高周波電流の周波数は同一となるよう制御するために、周波数差Δｆによる干渉音は抑制され、さらに低抵抗非磁性金属製の被加熱体など、誘導加熱の際に加熱コイルに流れる高周波電流周波数の可変周波数制御が必要となる場合にも十分な入力が得られる。

第２の発明は、特に、第１の発明において、被加熱体材質判別手段を備え、入力制御手段は、前記被加熱体材質判別手段が被加熱体は他の被加熱体よりも抵抗が大きいと判別した場合には、前記被加熱体に対応する加熱コイルに流れる高周波電流の周波数を可変する制御を、他の入力制御手段の制御より優先して行う誘導加熱装置とするものである。低抵抗非磁性金属製の被加熱体を加熱コイルに流れる高周波電流周波数を可変制御して加熱する際に、被加熱体の抵抗が高い場合には、加熱コイルや被加熱体などで構成する共振回路のインピーダンスが高くなり、入力可能な最大入力電力が低くなるために加熱制御が困難である。本発明では、他の被加熱体に比較して抵抗の高い被加熱体を所定の入力で加熱できるよう、対応した加熱コイルに流れる高周波電流周波数可変制御を優先して行うことにより、抵抗が高い被加熱体であっても容易に加熱できるようになる。

第３の発明は、特に、第１または第２の発明において、ンバータ電圧検知手段と、インバータ電圧制御手段とを備え、前記インバータ電圧制御手段は、前記インバータ電圧検知手段と入力検知手段の出力に応じてインバータ電圧を可変しインバータの入力が所定の入力値となるように制御する誘導加熱装置とするものである。被加熱体の形状、材質によって、誘導加熱に適した高周波電流周波数域が異なるため、加熱コイルそれぞれの高周波電流の周波数を同一とすると、誘導加熱に適した高周波電流周波数域を保持できないインバータが生じ、十分な入力を得られない場合がある。本発明では、インバータ電圧を上げる制御を行うことにより、誘導加熱に適した高周波電流周波数域を保持できないインバータであっても所定の入力を得られることが可能になる。

第４の発明は、特に、第１〜３のいずれか１つの発明において、インバータは、複数のスイッチング素子と、前記スイッチング素子の駆動を制御する駆動制御手段を備え、前記駆動制御手段は、入力検知手段の出力に応じて前記複数のスイッチング素子の駆動時間比を可変して所定の入力となるように制御する誘導加熱装置とするものであり、加熱コイルに流れる高周波電流周波数の可変制御等に加え、スイッチング素子の駆動時間比可変制御により、きめ細やかな入力電力制御が可能となる。

第５の発明は、特に、第２〜４のいずれか１つの発明において、被加熱体材質判別手段が、第１の被加熱体は他の被加熱体よりも抵抗が大きいと判別した場合には、前記第１の被加熱体を誘導加熱する第１のインバータの第１の駆動制御手段は、前記第１の被加熱体に対応する第１の加熱コイルに流れる高周波電流周波数の１／ｎ（ｎは整数）周波数でスイッチング素子を駆動し、他の駆動制御手段は、１／（ｎ＋ｍ）（ｎ、ｍは整数）周波数でスイッチング素子を駆動する誘導加熱装置とするものである。被加熱体の抵抗が高い場合には、加熱コイルや被加熱体などで構成する共振回路のインピーダンスが高くなり、入力可能な最大入力電力が低くなるために加熱制御が困難である。また低抵抗非磁性金属製の被加熱体の誘導加熱に適した高周波電流を加熱コイルに供給するよう、スイッチング素子を高周波電流周波数と同一周波数で駆動させると、スイッチング素子のスイッチング時に発生する損失が非常に増加する。本発明では、スイッチング素子の駆動周波数を、加熱コイルに流れる高周波電流周波数の１／（ｎ＋ｍ）として、少ないスイッチング回数でスイッチング損失の増加を抑制し、高周波電流の供給をも可能にする。また、加熱制御が困難となる、抵抗の高い被加熱体に対応するスイッチング素子は、高周波電流の１／ｎの駆動周波数とし、１回のスイッチングで流れる回生電流が少なくなるため、入力可能な最大入力電力を高くでき、抵抗の高い被加熱体であっても誘導加熱が容易となる。

第６の発明は、特に、第１〜５のいずれか１つの発明において、入入力設定手段を備え、駆動制御手段は、前記入力設定手段によるインバータの入力設定が他のインバータの入力設定より高い設定がなされた場合には、前記インバータに対応する加熱コイルに流れる高周波電流の周波数の１／ｎ（ｎは整数）の周波数でスイッチング素子を駆動し、他は、１／（ｎ＋ｍ）（ｎ、ｍは整数）の周波数でスイッチング素子を駆動する誘導加熱装置とするものである。入力設定が高い場合には、スイッチング素子の駆動周波数を加熱コイルに流れる高周波電流周波数の１／ｎとすることにより、１回のスイッチングで流れる回生電流を少なくし、入力可能な最大電力を高くできるため、被加熱体の形状、材質が異なっても誘導加熱が容易である。その他の入力設定が低いインバータでは、スイッチング素子の駆動周波数を高周波電流の１／（ｎ＋ｍ）とすることで、少ないスイッチング回数での誘導加熱を可能にするため、スイッチング損失を抑制することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は本発明の第１の実施の形態の誘導加熱装置の概略構成を示す図である。

加熱コイル１０ａ、１０ｂは、被加熱体１１ａ、１１ｂに対向するよう配置されており、特に被加熱体１１ａ、１１ｂがアルミをはじめとする低抵抗非磁性金属製であっても連続した誘導加熱が可能になるよう、極細線を数千本撚り合わせて高周波抵抗を下げ、損失を低減した構成となっている。

インバータ１２ａ、１２ｂは、加熱コイル１０ａ、１０ｂをそれぞれ含んでおり、加熱コイル１０ａ、１０ｂに被加熱体１１ａ、１１ｂの材質によって誘導加熱に適する所定の高周波電流を供給する。

入力検知手段１３ａ、１３ｂは、インバータ１２ａ、１２ｂの入力電流を検知する。また、インバータ電圧検知手段１４ａ、１４ｂは、インバータ１２ａ、１２ｂ電圧を検知する。

インバータ１２ａ、１２ｂはそれぞれ、複数のスイッチング素子１５ａ及び１６ａ、１５ｂ及び１６ｂと、スイッチング素子の駆動を制御する駆動制御手段１７ａ、１７ｂを備えている。

入力制御手段１８ａ、１８ｂは、駆動制御手段１７ａ、１７ｂ及びインバータ電圧制御手段１９ａ、１９ｂをそれぞれ内包しており、入力検知手段１３ａ、１３ｂの出力に応じた、加熱コイル１０ａ、１０ｂに流れる高周波電流の周波数の可変制御（具体的にはスイッチング素子１５ａ及び１６ａ、１５ｂ及び１６ｂの駆動周波数可変制御）、またはインバータ電圧検知手段１４ａ、１４ｂと入力検知手段１３ａ、１３ｂの出力に応じた、インバータ電圧制御手段１９ａ、１９ｂによるインバータ１２ａ、１２ｂ電圧の可変制御、または入力検知手段１３ａ、１３ｂの出力に応じた、スイッチング素子１５ａ及び１６ａ、１５ｂ及び１６ｂの駆動時間比可変制御、もしくはこれら制御を組み合わせて、所定の入力となるようにインバータ１２ａ、１２ｂを制御すると同時に、加熱コイル１０ａに流れる高周波電流周波数と、加熱コイル１０ｂに流れる高周波電流周波数が同一となるよう制御する。

誘導加熱装置２０内部には、前記構成要素を含むバーナー２１ａ、２１ｂが隣接して配置されている。

また、被加熱体材質判別手段の役割を兼ねる入力制御手段１８ａは、対応するバーナー２１ａの被加熱体１１ａが、他バーナー２１ｂに対応する被加熱体１１ｂよりも抵抗が大きいと判別した場合には、バーナー２１ａの被加熱体１１ａに対応する加熱コイル１０ａに流れる高周波電流の周波数の可変制御を、他バーナー２１ｂの入力制御手段１８ｂの制御より優先して行う。さらに、被加熱体１１ａに対応するインバータ１２ａの駆動制御手段１７ａは、被加熱体１１ａに対応する加熱コイル１０ａに流れる高周波電流周波数の１／ｎ（ｎは整数、本実施の形態ではｎ＝２）周波数でスイッチング素子１５ａ、１６ａを駆動し、他バーナー２１ｂの駆動制御手段１７ｂは、１／（ｎ＋ｍ）（ｎ、ｍは整数、本実施の形態ではｎ＝２、ｍ＝１）周波数でスイッチング素子１５ｂ、１６ｂを駆動する。

さらに、入力設定手段２２は、使用者による操作に基づいて、入力制御手段１８ａ、１８ｂに信号を出力する。入力制御手段１８ａは、インバータ１２ａの入力設定が他バーナー２１ｂに比較して十分低い場合には、駆動制御手段１７ａによりスイッチング素子１５ａ、１６ａを加熱コイル１０ａに流れる高周波電流周波数の１／（ｎ＋ｍ）で駆動させる。

以下、バーナー２１ａ内部の構成を詳細説明する。図２は本発明の第１の実施の形態の誘導加熱装置の回路構成を示す図である。電源２３は低周波交流電源である２００Ｖ商用電源であり、ブリッジダイオードである整流回路２４の入力端に接続される。整流回路２４の出力端間に平滑手段となる第１の平滑コンデンサ２５が接続される。

さらに、整流回路２４の出力端間には、チョークコイル２６と第３のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）２７の直列接続体が接続される。また第３のダイオード２８は、アノードが第３のスイッチング素子２７の高電位側端子（コレクタ）に接続するよう配置される。第３のダイオード２８のカソードと第３のスイッチング素子２７の低電位側端子（エミッタ）間には、第２の平滑コンデンサ２９が接続される。チョークコイル２６、第３のスイッチング素子２７、第３のダイオード２８、第２の平滑コンデンサ２９はインバータ電圧を可変する昇圧手段３０を構成する。

第２の平滑コンデンサ２９に並列に、複数のスイッチング素子である、第１のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）１５ａと第２のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）１６ａの直列接続体が接続される。第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａにはそれぞれ第１のダイオード（第１の逆導通素子）３１、第２のダイオード（第２の逆導通素子）３２が逆並列に（スイッチング素子の高電位側端子（コレクタ）とダイオードのカソードが接続されるように）接続される。また第２のスイッチング素子１６ａに並列に加熱コイル１０ａと第１の共振コンデンサ３３の直列接続体が接続される。第１の共振コンデンサ３３にはリレー３４と第２の共振コンデンサ３５の直列接続体が接続される。リレー３４遮断時には加熱コイル１０ａと第１の共振コンデンサ３３、リレー３４導通時には加熱コイル１０ａと、第１の共振コンデンサ３３と第２の共振コンデンサ３５の並列接続体が共振回路を形成する。加熱コイル１０ａは被加熱体である鍋１１ａと対向して配置されている。

インバータ１２ａの入力電流を検知する入力検知手段１３ａと、使用者による操作に基づいた入力設定手段３５と、インバータ１２ａ電圧となる第２の平滑コンデンサ２９電圧を検知するインバータ電圧検知手段１４ａと、基準電圧３６から出力された信号が比較手段３７によって比較され、さらにその比較結果に基づく信号が、比較手段３７から第１の駆動制御手段１７ａ及び第２の駆動制御手段１９ａに出力される。

第１の駆動制御手段１７ａは、第１のスイッチング素子１５ａ、第２のスイッチング素子１６ａに接続されており、また第２の駆動制御手段１９ａは、第３のスイッチング素子２７に接続されている。第１の駆動制御手段１７ａ、第２の駆動制御手段１９ａは、比較手段３７からの信号に基づき、所定の入力が得られるよう、駆動周波数、または第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの駆動時間比、または第３のスイッチング素子２７の導通時間、もしくはこれらを同時に組み合わせて設定制御する。

制御回路１８ａは、これらの入力検知手段１３ａ、入力設定手段２２、比較手段３７、インバータ電圧検知手段１４ａ、基準電圧３６、第１の駆動制御手段１７ａ、第２の駆動制御手段１９ａを内包し、入力制御手段の役割をなす。

また第２の駆動制御手段１９ａは、第３のスイッチング素子２７導通時間を制御することにより、インバータ１２ａ電圧を制御するため、インバータ電圧制御手段の役割をなす。

さらに制御回路１８ａは、入力検知手段１３ａやその他の電圧もしくは電流検知手段（図示せず）からの信号を入力するとともに、鍋１１ａ材質を判別し、リレー３４の駆動コイル（図示せず）に駆動信号を出力して所定のインバータ１２ａ条件とするため、被加熱体材質判別手段の役割をなす。

以上のように構成された誘導加熱装置において、以下動作を説明する。電源２３は整流回路２４により全波整流され、整流回路２４の出力端に接続された第１の平滑コンデンサ２５に供給される。第１の平滑コンデンサ２５は非常に大きな容量に設定されているため（本実施の形態では約１５００μＦ）、第１の平滑コンデンサ２５電圧のエンベロープ（包絡線）が平滑されてインバータ１２ａに供給される。

起動時においては、制御回路１８ａはリレー３４をオフ状態にし、第１の駆動制御手段１７ａは一定の周波数（約３６ｋＨｚ）で第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａを交互に駆動する。第２の駆動制御手段１９ａは、第３のスイッチング素子２７を停止または駆動時間を短く設定して第２の平滑コンデンサ２９電圧を低く維持することにより、いかなる鍋１１ａ状態であっても第１のスイッチング素子１５ａ及び第２のスイッチング素子１６ａに大きな責務が加わることを防止する。

第１のスイッチング素子１５ａの駆動期間は共振電流の共振周期よりも短いモードで駆動し、駆動時間比を最小にして、最小の入力にしてから徐々に駆動時間比を増加し、その間に制御回路１８ａは、入力検知手段１３ａやその他の電圧もしくは電流検知部（図示せず）からの検知出力から、鍋１１ａの材質を検知する。

鉄系以外の鍋１１ａであると検知した場合には、所定の駆動時間比に到達すると、第１のスイッチング素子１５ａの駆動期間より共振電流の周期の短いモードに移行する。このとき、入力は低入力状態になるように駆動期間が設定される。

鍋１１ａが鉄系以外の材質でかつ、他バーナー２１ｂに対応する鍋１１ｂよりも抵抗が低いと判定された場合の動作について説明する。図３は上記回路において、アルミ鍋をはじめとする低抵抗かつ低透磁率の鍋を誘導加熱する際の各部波形を示す図であり、入力が２ｋＷの時のものである。同図（ａ）は第１のスイッチング素子１５ａ及び第１のダイオード３１に流れる電流波形Ｉｃ１を、同図（ｂ）は第２のスイッチング素子１６ａ及び第２のダイオード３２に流れる電流波形Ｉｃ２を、同図（ｃ）は第２のスイッチング素子１６ａのコレクタ−エミッタ間に生じる電圧Ｖｃｅ２を、同図（ｄ）は第１のスイッチング素子１５ａのゲートに加わる駆動電圧Ｖｇｅ１を、同図（ｅ）は第２のスイッチング素子１６ａのゲートに加わる駆動電圧Ｖｇｅ２を、同図（ｆ）は加熱コイル１０ａに流れる電流ＩＬをそれぞれ示している。

第１の駆動制御手段１７ａは時点ｔ０から時点ｔ１まで（ｅ）に示すように第２のスイッチング素子１６ａのゲートに駆動期間がＴ１（約２４μ秒）であるオン信号を出力する。この駆動期間Ｔ１の間では第２のスイッチング素子１６ａ及び第２のダイオード３２と、加熱コイル１０ａと、第１の共振コンデンサ３３で形成される閉回路で共振し、鍋１１ａがアルミニウム製の鍋であるときの共振周期（１／ｆ）が駆動期間Ｔ１の約２／３倍（約１６ａμ秒、共振周波数は約６０ｋＨｚ）となるように加熱コイル１０ａの巻き数（４０Ｔ）と第１の共振コンデンサ３３の容量（０．０４μＦ）と、駆動期間Ｔ２が設定されている。

次に、第２のスイッチング素子１６ａに流れる共振電流の第２番目のピークと共振電流が次に零となる間のタイミングである時点ｔ１、すなわち第２のスイッチング素子１６ａの順方向にコレクタ電流が流れている時点で第２のスイッチング素子１６ａの駆動が停止される。

そして、図３（ｄ）及び（ｅ）で示すように、第１の駆動制御手段１７ａは、時点ｔ１から両スイッチング素子が同時に導通するのを防止するために設けた休止期間後の時点ｔ２において、第１のスイッチング素子１５ａのゲートに駆動信号を出力する。この結果、同図（ａ）示すように第１の共振コンデンサ３３−加熱コイル１０ａ−第１のスイッチング素子１５ａまたは第１のダイオード３１−第２の平滑コンデンサ２９とからなる閉回路に経路を変えて共振電流が流れることになる。この駆動信号の駆動期間Ｔ２は、この場合にはＴ１とほぼ同じ期間に設定されているので、第２のスイッチング素子１６ａが導通していた場合と同様に、駆動期間Ｔ２の約２／３の周期の共振電流が流れる。

従って、加熱コイル１０ａに流れる電流ＩＬは、図３（ｆ）に示すような波形となり、第１及び第２のスイッチング素子の駆動周期（Ｔ１とＴ２と休止期間の和）は共振電流の周期の約３倍となり、第１及び第２のスイッチング素子駆動周波数が約２０ｋＨｚであれば、加熱コイル１０ａに流れる共振電流の周波数は約６０ｋＨｚとなる。つまり、共振電流及び高周波磁界の周波数に対して、第１のスイッチング素子１５ａ及び第２のスイッチング素子１６ａ駆動周波数が十分低いために、第１のスイッチング素子１５ａ及び第２のスイッチング素子１６ａのスイッチング損失を抑制することができるとともに、第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの導通期間はほぼ同じであるため、責務がほぼ均等に配分される。

また、図４は、鍋１１ａが鉄系以外の材質でかつ、他バーナー２１ｂに対応する鍋１１ｂよりも抵抗が高いと判定された場合の動作波形を示すものである。図４は、入力が２ｋＷの時のものである。同図（ａ）は第１のスイッチング素子１５ａ及び第１のダイオード３１に流れる電流波形Ｉｃ１を、同図（ｂ）は第２のスイッチング素子１６ａ及び第２のダイオード３２に流れる電流波形Ｉｃ２を、同図（ｃ）は第２のスイッチング素子１６ａのコレクタ−エミッタ間に生じる電圧Ｖｃｅ２を、同図（ｄ）は第１のスイッチング素子１５ａのゲートに加わる駆動電圧Ｖｇｅ１を、同図（ｅ）は第２のスイッチング素子１６ａのゲートに加わる駆動電圧Ｖｇｅ２を、同図（ｆ）は加熱コイル１０ａに流れる電流ＩＬをそれぞれ示している。

図３と異なる部分は、第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの駆動時間比が２５：７５となっており、加熱コイル１０ａに流れる高周波電流の周波数が６０ｋＨｚであれば、図３の状態では第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの駆動周波数は１／３となる２０ｋＨｚ、図４の状態では１／２となる３０ｋＨｚとなっている。

図５は、インバータ１２ａ電圧一定条件において、第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの駆動周波数と、入力しうる最大入力の相関を示した図である。加熱コイル１０ａに流れる高周波電流周波数の１／３である２０ｋＨｚに対して、１／２である３０ｋＨｚ時の方が最大入力が大きくなっている。これは、鍋１１ａを含む、加熱コイル１０ａと第１の共振コンデンサ３３で構成される共振回路の抵抗と、第１のスイッチング素子１５ａ、第２のスイッチング素子１６ａに並列接続されている第１のダイオード３１、第２のダイオード３２電流の影響による。

図６は加熱コイル１０ａに流れる高周波電流を模式的に示した図であり、簡単のために、第１のスイッチング素子１５ａ、第２のスイッチング素子１６ａのどちらか一方を連続的に導通させた場合を示している。共振回路の抵抗が大きい場合には、共振が減衰して電流ピークが下がっていく。鍋１１ａが鉄系の場合には、抵抗が非常に大きいため、スイッチング素子駆動１周期内に共振電流を数周期流す前に、共振の急激な減衰に伴い、電流ピークも急激に下がってしまうため、スイッチング素子の導通、遮断タイミングによっては大きな責務が発生し、インバータ１２ａ動作が不安定になる。一方で、鉄系以外の鍋１１ａで、十分低抵抗の非磁性金属製であれば、共振の減衰はほとんど減衰しない。また、鉄系以外の鍋１１ａで、比較的抵抗が高い非磁性金属製であれば、共振の減衰は緩やかであり、電流ピークも緩やかに下がるため、スイッチング素子の責務を過剰に大きくするまでには至らないが、１駆動周期内で流す電流量が下がるため、入力可能な最大入力も低下する。

また、スイッチング素子に並列接続されたダイオードには１駆動周期につき、数回電流が流れる。これはインバータ１２ａから見て電源２３方向に戻る回生電流と呼ばれるもので、この電流が大きければ、インバータ１２ａへの入力も低下する。従って、１駆動周期内でダイオード電流の流れる回数の少ない３０ｋＨｚ動作の方が、２０ｋＨｚ動作に比べて入力しうる最大入力が大きくなる。

本実施の形態では、制御回路１８ａが、他バーナー２１ｂに比べ、鍋１１ａ材質を非磁性であるが抵抗が比較的高いと判別すると、制御回路１８ａによってスイッチング素子の３０ｋＨｚ駆動を行い、誘導加熱するため、入力可能な最大入力を高く維持することが可能になり、安定した誘導加熱が可能になる。他バーナー２１ｂでは鍋１１ｂの抵抗が低いために、入力可能な最大入力がもともと高いため、スイッチング素子の２０ｋＨｚ駆動でも十分所定の入力を得ることができる。

さらに、制御回路１８ａは他バーナー２１ｂに優先してスイッチング素子の駆動周波数可変制御を行い、加熱コイル１０ａに流れる高周波電流によって所定の入力となるよう制御するため、安定した誘導加熱がより容易に実現できる。他バーナー２１ｂでは、制御回路１８ａによる周波数可変制御に対応して、加熱コイル１０ｂに流れる高周波電流周波数が、加熱コイル１０ａに流れる高周波電流周波数と同一になるよう制御されるため（本実施の形態において他バーナー２１ｂではスイッチング素子駆動周波数を２０ｋＨｚに設定し、加熱コイル１０ｂ電流を６０ｋＨｚに制御する）、高周波電流周波数差による干渉音が生じない。

また、図３では第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの駆動時間比が５０：５０、図４では２５：７５としているが、駆動時間比を調整することによって入力制御することも可能である。図３における駆動時間比５０：５０、図４における駆動時間比２５：７５は、入力しうる最大入力を高くすることのできる駆動時間比であるため、駆動時間比をずらしていくことにより、入力を低下させる制御を行うことができる。

第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａ駆動周波数を３０ｋＨｚとし、駆動時間比を２５：７５とすると、第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの損失差が生じ、通常駆動時間が長い方のスイッチング素子の損失が大きくなるが、所定の時間後、もしくはスイッチング素子の温度測定手段（図示せず）の出力などにより、第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの駆動時間比を入れ替えて、７５：２５とすることにより、平均した責務をほぼ同じにすることが可能であるため、冷却設計が容易になる。

また、入力設定手段２２によるインバータ１２ａの入力設定が他バーナー２１ｂのインバータ１２ｂの入力設定より低設定となり、制御手段１８ａがスイッチング素子の３０ｋＨｚ駆動が必要ないと判断した場合には、２０ｋＨｚ駆動に切換えてスイッチング損失を抑制する。他バーナー２１ｂの入力設定の高いインバータ１２ｂでは、対応する制御回路１８ｂがスイッチング素子の３０ｋＨｚ動作を選択し、入力制御を行うため、所定の高入力を得ることが容易である。

第３のスイッチング素子２７では、第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの駆動周波数と同一駆動周波数でかつ所定の導通時間で導通する。チョークコイル２６はこの第３のスイッチング素子２７の導通期間において、第１の平滑コンデンサ２５の静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄える。第３のスイッチング素子２７が所定の導通時間後にオフするので、第３のスイッチング素子２７のコレクタと接続されたチョークコイル２６の端子の電位が立ち上がり、この電位が第２の平滑コンデンサ２９の電位を越えると、第３のダイオード２８を通して第２の平滑コンデンサ２９に充電して、チョークコイル２６に蓄えた磁気エネルギーを放出する。第２の平滑コンデンサ２９の電圧は整流回路２４の出力電圧Ｖｄｃのピーク値（２９３Ｖ）よりも高くなるように昇圧される（本実施の形態では３００〜７００Ｖ）。昇圧されるレベルは第３のスイッチング素子２７の導通時間に依存し、導通時間が長くなると第２の平滑コンデンサ２９に発生する電圧が高くなる。

第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの駆動条件が同じであれば、インバータ１２ａ電圧である、第２の平滑コンデンサ２９電圧が高いほど入力は高くなる。従って、第３のスイッチング素子２７の導通時間制御することで、入力制御することが可能である。

例えば、鍋１１ａの材質を、他バーナー２１ｂに置かれた鍋１１ｂよりも抵抗の高い非磁性金属製であると判別すると、制御回路１８ａは他バーナー２１ｂに優先して周波数可変制御を行うが、他バーナー２１ｂにおいて、バーナー２１ａと同一周波数制御を行った場合、誘導加熱に適した周波数域を外れる可能性もある。しかしながら、他バーナー２１ｂに含まれる昇圧手段によりインバータ１２ｂ電圧を上昇させることで、十分な入力を得ることができる。また逆に、制御回路１８ａによって十分に入力を得られる周波数での誘導加熱を行い、昇圧手段３０による昇圧量を制限して所定の入力制御を行い、一方で他バーナー２１ｂでは誘導加熱に適した周波数域に近づける制御を行うことも可能である。

図７は、電源２３の電圧波形を（ａ）に、第１の平滑コンデンサ２５に加わる電圧ＶＣ２を（ｂ）に、第２の平滑コンデンサ２９に加わる電圧ＶＣｃを（ｃ）に、加熱コイル１０ａに流れる電流ＩＬを（ｄ）に示している。整流回路２４の出力電圧は、本来、図７（ａ）に示す電源２３を全波整流した脈流波形になるが、図７（ｂ）に示すように第１の平滑コンデンサ２５によって平滑されるため、インバータ１２ａ電圧となる第２の平滑コンデンサ２９電圧も平滑され、結果として、加熱コイル１０ａに流れる電流の包絡線が図７（ｄ）のように平滑化される。

加熱コイル１０ａに流れる電流によって発生する高周波磁界に対して鍋１１ａに誘起される渦電流は、高周波磁界と反発する方向に流れるため、インバータ１２ａ電圧が周期的に変動した結果として高周波磁界強度が変動する場合、鍋１１ａが振動して鍋鳴り音が発生する。特にインバータ１２ａ電圧が平滑されていない場合は、電源２３周波数の２倍に同期した大きな鍋鳴り音が発生する。

しかしながら本実施の形態においては、第１の平滑コンデンサ２５によってインバータ１２ａに供給される電圧が平滑されているため、図７（ｄ）に示す加熱コイル１０ａ電流つまり高周波磁界の周期的変動を抑制、軽減し、高周波磁界と鍋１１ａ中の渦電流間に生じる反発力が脈流のインバータ１２ａ電圧に同期して変化しないため、アルミ鍋をはじめとする低抵抗非磁性金属製の鍋１１ａを誘導加熱するときに顕著である鍋鳴り音を抑制またはなくすことになる。

一方、起動時の鍋１１ａ材質判定で、制御回路１８ａが鍋１１ａの材質を鉄系のものであると判断すると、加熱を停止してからリレー３４を駆動させ、再度低入力で加熱を開始する。このとき、リレー３４が導通しているため、加熱コイル１０ａと、第１の共振コンデンサ３３と第２の共振コンデンサ３５の並列接続体が共振回路を形成する。第１の駆動制御手段１７ａは第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａを一定の周波数（本実施の形態では２３ｋＨｚ）で再度最小駆動時間比で最小入力からスタートして所定の入力まで徐々に増加させる。

アルミ鍋をはじめとする低抵抗非磁性金属製の鍋１１ａ加熱時と異なり、鉄系の材質の鍋１１ａ加熱時には、加熱コイル１０ａと、第１の共振コンデンサ３３と第２の共振コンデンサ３５からなる共振回路の共振周波数は、第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの駆動周波数と比較して低くなるよう設定されるため、流れる共振電流は第１のスイッチング素子１５ａ及び第２のスイッチング素子１６ａの排他的導通により、強制的に第１のスイッチング素子１５ａ及び第２のスイッチング素子１６ａ駆動周波数に同期して共振する。

図８は第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの駆動周波数を一定（２３ｋＨｚ）にしたときの第２のスイッチング素子１６ａのオン時間と入力電力の関係を示す図である。図８が示すように、周期の１／２付近、つまり第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの駆動時間比が５０：５０で最大入力がえられ、その付近のピークから第２のスイッチング素子１６ａの駆動期間を短くしていけば入力を線形的に低下することができる。従って、図８に示すように駆動時間あるいは駆動時間比のリミッタの下限Ｔｏｎｍｉｎと上限Ｔｏｎｍａｘを設定すれば、入力制御を行うことができる。

しかしながら、図８に示すように例えば磁性ステンレス等、鍋１１ａの材質によっては、第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの駆動時間比を５０：５０としても所定の入力（本実施の形態では２ｋＷ）が得られない場合がある。その場合、第２の駆動制御手段１９ａは、第３のスイッチング素子２７の制御を開始し、第１のスイッチング素子１５ａ及び第２のスイッチング素子１６ａ駆動周波数と同一の駆動周波数で、最小駆動時間比から徐々に駆動時間を長くしていく。第３のスイッチング素子２７の導通によりチョークコイル２６に蓄積されたエネルギーは、第３のスイッチング素子２７の遮断と同時に第３のダイオード２８を介して第２の平滑コンデンサ２９電圧つまりインバータ１２ａ電圧を昇圧させることになるため、第１のスイッチング素子１５ａ及び第２のスイッチング素子１６ａの駆動時間比が一定であっても入力が増加する。所定の入力が得られるインバータ１２ａ電圧になった時点で、第２の駆動制御手段１９ａは入力が安定するように第３のスイッチング素子２７駆動を制御する。

また、第１の平滑コンデンサ２５の容量がそれほど大きくなくても、第２の平滑コンデンサ２９容量を大きく設定することにより、インバータ１２ａ電圧を平滑した高圧の電圧とすることができ、この電源をもとに包絡線が平滑された高周波電流に変換して加熱コイル１０ａに供給するので鍋鳴り音を抑制することができる。

また、第３のスイッチング素子２７が導通した時、チョークコイル２６にエネルギーを与える第１の平滑コンデンサ２５を有することにより、チョークコイル２６にエネルギーを蓄積する際の高周波成分が電源２３に漏洩するのを抑制することができるものである。

また、第１の駆動制御手段１７ａは、最大入力設定時に、第１のスイッチング素子１５ａの駆動開始後、共振電流が第１のスイッチング素子１５ａに流れている期間内に第１のスイッチング素子１５ａを遮断する信号を出力してなる、または、第２のスイッチング素子１６ａの駆動開始後、共振電流が第２のスイッチング素子１６ａに流れている期間内に第２のスイッチング素子１６ａを遮断する信号を出力してなるので、最大入力時の第１のスイッチング素子１５ａまたは第２のスイッチング素子１６ａのターンオン損失の増大を抑制することができる。

また、起動時、第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの駆動時間比を変え入力を増加させ、途中から駆動周波数を変え入力を増加させてなることにより、負荷の検知を行いやすくすることができる。すなわち、駆動時間比を変えることにより低抵抗非磁性金属のアルミニウム等の材質の鍋でも鉄系の鍋でも低入力状態で単調に入力を変化させることができ、制御回路１８ａは被加熱体材質判別が正確にかつ低入力状態でできる。また、所定の駆動時間比、駆動時間あるいは入力に到達後は、低抵抗非磁性金属の鍋の場合には特定の位相範囲でスイッチング素子を駆動及び遮断できるように駆動時間比を一定にして遮断位相を変え、駆動周波数を変えることによりスイッチング素子の損失の急激な増加を抑制して入力を可変することができるものである。

また、起動時、第１のスイッチング素子１５ａの駆動期間が共振電流の共振周期より短くなるようにして第１のスイッチング素子１５ａと第２のスイッチング素子１６ａの駆動時間比を変え入力を増加させ、所定の駆動時間あるいは所定の駆動時間比に到達すると、第１のスイッチング素子１５ａの駆動期間を共振電流の周期より長くかつ低入力になるように離散的に長く変更してから駆動期間を徐々に短くして入力を低入力値から所定入力値まで増加させてなることにより、所定の駆動時間あるいは所定の駆動時間比に到達までに鍋１１ａが低抵抗非磁性金属の鍋かどうかを精度良くかつ安定的に行い、鍋１１ａが低抵抗非磁性金属の鍋である場合には離散的に駆動期間を長くして、低入力状態に移行しそこから所定の値まで安定に増加させ到達させることができるものである。

また、加熱コイル１０ａの発生する磁界により、鉄系の鍋１１ａまたは非磁性ステンレスの鍋１１ａを加熱すると、共振電流は第１のスイッチング素子１５ａ及び第２のスイッチング素子１６ａの導通期間より長い共振周期をもち、鉄系の鍋１１ａまたは非磁性ステンレス製の鍋１１ａを最大入力で加熱する場合に第１のスイッチング素子１５ａ及び第２のスイッチング素子１６ａに順方向に電流が流れているタイミングで前記スイッチング素子を遮断可能とするように第２の共振コンデンサ３５を第１の共振コンデンサ３３に並列に接続して、低抵抗非磁性金属の鍋１１ａを加熱する場合よりも大きい容量に切り替える。

そのため、第１の共振コンデンサ３３と第２の共振コンデンサ３５は加熱コイル１０ａと直列に接続されると共に容量を切り替え可能とし、鉄系の鍋１１ａまたは非磁性ステンレス製の鍋１１ａを加熱する場合に第１の共振コンデンサ３３を、低抵抗非磁性金属の鍋１１ａを加熱する場合よりも大きい容量に切り替えてなることにより、共振周波数が長くなるとともに電流が増え、さらに昇圧手段３０によりインバータ１２ａ電圧を昇圧しているので、共振電流の振幅が大きくなる。

従って、スイッチング素子に順方向に電流が流れているタイミングでスイッチング素子を遮断可能な範囲で最大入力を設定してスイッチング素子のターンオン時のスイッチング損失の増大を抑制しようとする場合に、最大入力を従来の構成のものより大きくすることができる。

また、アルミニウム系の鍋１１ａと、鉄系の鍋１１ａを同一のインバータ１２ａで加熱しようとするときに、従来は加熱コイル１０ａの巻き数と第１の共振コンデンサ３３及び第２の共振コンデンサ３５を同時に切り替えて共振周波数と鍋１１ａに放射する磁界の強さ（アンペアターン）を切り替えていたが、昇圧手段３０の昇圧作用により前記のコイル巻き数切り替えの作用を置き換えることができ、同一の加熱コイル１０ａで第１の共振コンデンサ３３及び第２の共振コンデンサ３５の切り替えをすることで、広い範囲の材質の鍋１１ａを加熱できるという効果がある。

また、第２の共振コンデンサ３５を第１の共振コンデンサ３３に接続せずに起動し、すなわち、容量の小なる第１の共振コンデンサ３３で起動し、徐々に入力を増加させ、その途中で鍋１１ａが鉄系か、低抵抗非磁性金属のものかを判定し、鉄系の鍋１１ａであると判定した場合には駆動停止後、リレー３４を駆動して第２の共振コンデンサ３５を並列に接続して、すなわち、第１の共振コンデンサ３３及び第２の共振コンデンサ３５の合成容量が大となるよう切り変え、駆動周波数を低周波数で再駆動する。

そのため、共振周波数が長くなるとともに電流が増え、さらに昇圧手段３０によりインバータ１２ａ電圧を昇圧しているので、共振電流値が増えることから、第１のスイッチング素子１５ａ及び第２のスイッチング素子１６ａに順方向に電流が流れているタイミングでスイッチング素子を遮断可能な範囲で最大入力を設定して第１のスイッチング素子１５ａ及び第２のスイッチング素子１６ａのターンオン時のスイッチング損失の増大を抑制しようとする場合に、最大入力を従来の構成のものより大きくすることができる。

また、低抵抗非磁性の鍋１１ａであると判定した場合には継続して所定の駆動時間比または所定の入力まで入力を増加した後駆動時間比を固定して導通時間を変更して入力を所定の入力に到達させてなるので、いずれの鍋１１ａにおいても低入力で起動して鍋１１ａの判定をして、安定的に所定の入力値あるいはリミット値へと到達させるいわゆるソフトスタート動作が可能となる。

なお、図２において、第１の平滑コンデンサ２５と第２の平滑コンデンサ２９の容量の比率は場合に応じて適宜決定すればよい。第１の平滑コンデンサ２５の容量を大きく設定する場合には、第１の平滑コンデンサ２５入力側の電源線にチョークコイルを挿入すれば、電源２３投入時の突入電流を抑制し、力率を改善することが可能である。逆に第１の平滑コンデンサ２５に対して第２の平滑コンデンサ２９を大きく設定する場合には、力率の低下を抑制できるが、後者は耐圧の大きなものを必要とするので高価となる場合がある。

また、図２において、第２の平滑コンデンサ２９は、低電位側を整流回路２４の正極に接続しても同様の効果が得られる。

また、第１の共振コンデンサ３３及び第２の共振コンデンサ３５の低電位側端子は第１のスイッチング素子１５ａの高電位側端子（コレクタ）に接続してもよく、容量を分割して第１のスイッチング素子１５ａの高電位側と、第２のスイッチング素子１６ａの低電位側端子（エミッタ）に同時に接続しても同様の動作を行う。そして、第１のスイッチング素子１５ａまたは第２のスイッチング素子１６ａに並列に接続する共振回路は本実施の形態のものには限らず適宜本実施の形態の技術を応用できるものである。

また、上記実施の形態では誘導加熱調理器について説明したがアルミニウムなどの低抵抗非磁性金属を加熱するアイロンや湯沸かし器など他の種の誘導加熱装置にも応用できるものである。

以上のように、本発明によれば、加熱コイルに供給する高周波電流の周波数を可変して低抵抗非磁性金属製の被加熱体を誘導加熱するインバータを複数組同時に動作しても、干渉音を抑制する、または聞こえなくすることができる誘導加熱装置を提供できる。

本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の概略構成を示す図 本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の回路構成を示す図 本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の各部の動作を示す波形図 本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の各部の動作を示す別の波形図 本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の低抵抗非磁性金属製の被加熱体を誘導加熱する際の入力特性を示す図 本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の共振電流を示す模式図 本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の全体動作を示す波形図 本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の低抵抗非磁性金属以外の被加熱体を誘導加熱する際の入力電力特性を示す図 従来の誘導加熱装置の回路構成の例を示す図 従来の誘導加熱装置の動作波形図 従来の誘導加熱装置の特性曲線図

符号の説明

１０ａ、１０ｂ 加熱コイル
１１ａ、１１ｂ 被加熱体（鍋）
１２ａ、１２ｂ インバータ
１３ａ、１３ｂ 入力検知手段
１４ａ、１４ｂ インバータ電圧検知手段
１５ａ、１５ｂ 第１のスイッチング素子
１６ａ、１６ｂ 第２のスイッチング素子
１７ａ、１７ｂ 第１の駆動制御手段
１８ａ、１８ｂ 入力制御手段（被加熱体材質判別手段かつ制御回路）
１９ａ、１９ｂ インバータ電圧制御手段（第２の駆動制御手段）
２２ 入力設定手段

Claims (6)

1. 低抵抗非磁性金属製の被加熱体を誘導加熱する複数の加熱コイルと、前記加熱コイルのそれぞれに対応し前記加熱コイルに高周波電流を供給する複数のインバータと、前記インバータそれぞれの入力を検知する入力検知手段と、前記入力検知手段の出力に応じて前記加熱コイルに流れる高周波電流の周波数を可変して所定の入力となるように前記インバータの入力を制御する入力制御手段とを備え、前記入力制御手段は、前記加熱コイルのうちの一つの加熱コイルに流れる高周波電流の周波数と、他の加熱コイルに流れる高周波電流の周波数が同一となるよう制御する誘導加熱装置。
2. 被加熱体材質判別手段を備え、入力制御手段は、前記被加熱体材質判別手段が被加熱体は他の被加熱体よりも抵抗が大きいと判別した場合には、前記被加熱体に対応する加熱コイルに流れる高周波電流の周波数を可変する制御を、他の入力制御手段の制御より優先して行う請求項１に記載の誘導加熱装置。
3. インバータ電圧検知手段と、インバータ電圧制御手段とを備え、前記インバータ電圧制御手段は、前記インバータ電圧検知手段と入力検知手段の出力に応じてインバータ電圧を可変しインバータの入力が所定の入力値となるように制御する請求項１または２に記載の誘導加熱装置。
4. インバータは、複数のスイッチング素子と、前記スイッチング素子の駆動を制御する駆動制御手段を備え、前記駆動制御手段は、入力検知手段の出力に応じて前記複数のスイッチング素子の駆動時間比を可変してインバータの入力が所定の入力値となるように制御する請求項１〜３のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
5. 被加熱体を誘導加熱するインバータの駆動制御手段は、被加熱体材質判別手段が被加熱体は他の被加熱体よりも抵抗が大きいと判別した場合には、前記被加熱体に対応する加熱コイルに流れる高周波電流の周波数の１／ｎ（ｎは整数）の周波数でスイッチング素子を駆動し、他の駆動制御手段は、１／（ｎ＋ｍ）（ｎ、ｍは整数）の周波数でスイッチング素子を駆動する請求項２〜４のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。
6. 入力設定手段を備え、駆動制御手段は、前記入力設定手段によるインバータの入力設定が他のインバータの入力設定より高い設定がなされた場合には、前記インバータに対応する加熱コイルに流れる高周波電流の周波数の１／ｎ（ｎは整数）の周波数でスイッチング素子を駆動し、他は、１／（ｎ＋ｍ）（ｎ、ｍは整数）の周波数でスイッチング素子を駆動する請求項１〜５のいずれか１項に記載の誘導加熱装置。

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