JP3171747B2 - 誘導加熱用高周波インバータの自動周波数制御回路 - Google Patents
誘導加熱用高周波インバータの自動周波数制御回路Info
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- JP3171747B2 JP3171747B2 JP06056694A JP6056694A JP3171747B2 JP 3171747 B2 JP3171747 B2 JP 3171747B2 JP 06056694 A JP06056694 A JP 06056694A JP 6056694 A JP6056694 A JP 6056694A JP 3171747 B2 JP3171747 B2 JP 3171747B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】 本発明は、制御精度が高く且つ
制御範囲の広い誘導加熱用高周波インバータの自動周波
数制御回路に関する。
制御範囲の広い誘導加熱用高周波インバータの自動周波
数制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】 図５は誘導加熱用高周波インバータの
一構成例を示すブロック図である。該誘導加熱用高周波
インバータは、商用交流を直流に変換する順変換部と、
該直流を周波数の高い交流に変換して負荷に供給する逆
変換部から成る。順変換部において、１は商用交流を直
流に変換する整流器で、例えば、サイリスタが用いら
れ、その点弧角制御により所定の直流電圧が得られる。
２は前記整流器１の制御と順変換部の回路の保護等を行
う順変換制御・保護回路である。Ｌｏはリアクトル、Ｃ
ｏはコンデンサで、これらにより平滑回路を成してい
る。逆変換部において、３は負荷で、例えば、コイルと
その内部に誘導加熱される目的物が配置されたもので、
コイルＬと抵抗Ｒの直列回路で表わされる。Ｑ1 〜Ｑ4
は前記負荷３に高周波電流を流すスイッチング素子、Ｄ
1 〜Ｄ4 は該各Ｑ1 〜Ｑ4 に並列に接続されたフリーホ
ィーリング逆阻止ダイオードである。前記スイッチング
素子Ｑ1 とＱ3 、Ｑ2 とＱ4 とは夫々共通接続され、ス
イッチング素子Ｑ1 とＱ3 の共通接続点ＡとＱ2 とＱ4
の共通接続点Ｂ間に前記負荷３が接続されている。Ｃは
該負荷と直列接続されるコンダンサである。４は該負荷
３に流れる電流を検出する電流検出器で、例えば、ＣＴ
（カレントトランス）が用いられる。５は該電流検出器
の出力を受けてスイッチング周波数の決定を行う自動周
波数回路、６は該自動周波数回路の出力を受けて前記ス
イッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4のオンオフ制御を行うスイッ
チング素子駆動回路である。このように構成された誘導
加熱用高周波インバータにおいて、商用交流電源からの
商用交流は整流器１により直流に変換される。該直流は
リアクトルＬｏとコンデンサＣｏにより平滑されて平坦
な直流となる。そして、この直流は逆変換部で周波数の
高い交流に変換されて負荷３に供給される。この逆変換
部における直流から交流への変換は前記スイッチング素
子Ｑ1 〜Ｑ4 のスイッチングに基づいて行われる。即
ち、前記スイッチング素子駆動回路６は前記自動周波数
制御回路５からの制御信号に従って、例えば、Ｑ1 とＱ
4 がオンの時にはＱ2 とＱ3 がオフ、Ｑ1 とＱ4 がオフ
の時にはＱ2 とＱ3 がオンとなる様にＱ1 とＱ4 、Ｑ2
とＱ3 が夫々ペアで動作する様に、該スイッチング素子
Ｑ1 〜Ｑ4 を制御する。
一構成例を示すブロック図である。該誘導加熱用高周波
インバータは、商用交流を直流に変換する順変換部と、
該直流を周波数の高い交流に変換して負荷に供給する逆
変換部から成る。順変換部において、１は商用交流を直
流に変換する整流器で、例えば、サイリスタが用いら
れ、その点弧角制御により所定の直流電圧が得られる。
２は前記整流器１の制御と順変換部の回路の保護等を行
う順変換制御・保護回路である。Ｌｏはリアクトル、Ｃ
ｏはコンデンサで、これらにより平滑回路を成してい
る。逆変換部において、３は負荷で、例えば、コイルと
その内部に誘導加熱される目的物が配置されたもので、
コイルＬと抵抗Ｒの直列回路で表わされる。Ｑ1 〜Ｑ4
は前記負荷３に高周波電流を流すスイッチング素子、Ｄ
1 〜Ｄ4 は該各Ｑ1 〜Ｑ4 に並列に接続されたフリーホ
ィーリング逆阻止ダイオードである。前記スイッチング
素子Ｑ1 とＱ3 、Ｑ2 とＱ4 とは夫々共通接続され、ス
イッチング素子Ｑ1 とＱ3 の共通接続点ＡとＱ2 とＱ4
の共通接続点Ｂ間に前記負荷３が接続されている。Ｃは
該負荷と直列接続されるコンダンサである。４は該負荷
３に流れる電流を検出する電流検出器で、例えば、ＣＴ
（カレントトランス）が用いられる。５は該電流検出器
の出力を受けてスイッチング周波数の決定を行う自動周
波数回路、６は該自動周波数回路の出力を受けて前記ス
イッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4のオンオフ制御を行うスイッ
チング素子駆動回路である。このように構成された誘導
加熱用高周波インバータにおいて、商用交流電源からの
商用交流は整流器１により直流に変換される。該直流は
リアクトルＬｏとコンデンサＣｏにより平滑されて平坦
な直流となる。そして、この直流は逆変換部で周波数の
高い交流に変換されて負荷３に供給される。この逆変換
部における直流から交流への変換は前記スイッチング素
子Ｑ1 〜Ｑ4 のスイッチングに基づいて行われる。即
ち、前記スイッチング素子駆動回路６は前記自動周波数
制御回路５からの制御信号に従って、例えば、Ｑ1 とＱ
4 がオンの時にはＱ2 とＱ3 がオフ、Ｑ1 とＱ4 がオフ
の時にはＱ2 とＱ3 がオンとなる様にＱ1 とＱ4 、Ｑ2
とＱ3 が夫々ペアで動作する様に、該スイッチング素子
Ｑ1 〜Ｑ4 を制御する。
【０００３】図６は誘導加熱用高周波インバータの電圧
電流波形例を示したもので、ｅは前記図５のＡ点とＢ点
間の電圧波形、ｉはＡ点とＢ点間に流れる電流波形、Ｔ
は動作周期、θは電圧と電流の位相差である。ここで、
θ＞０の場合は誘導性動作、θ＝０近傍の場合は共振点
近傍動作、θ＜０の場合は容量性動作となるが、通常、
スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のデットショートを防ぐ為
に共振点近傍の誘導性動作点（θが０に近い正の値）で
動作させている。さて、誘導加熱時には負荷３のＬとＲ
が変化するが、前記自動周波数回路５は前記電流検出器
４からの出力を受け、ｃｏｓθ（位相率）が一定となる
様に周期Ｔ（又は周波数）を変化させる。 さて、この
様な誘導加熱用高周波インバータにおいて、前記スイッ
チング素子Ｑ1 〜Ｑ4 がスイッチングした場合にスイッ
チング時点で種々のノイズが発生する。このノイズによ
り、電流が電圧に対しどの程度位相がずれているのかを
正確に検出する事が出来ず、安定な周波数制御を行う事
が出来ないという問題があった。 そこで、本発明者は
前記スイッチング時のノイズを回避し、安定に動作する
誘導加熱用インバータの自動周波数制御回路を開発し
た。この自動周波数制御回路は、電流の位相をフィルタ
によりθｆだけ遅らせると共に、スイッチング信号を、
遅延回路でスイッチング素子の遅れ分Ｔｄ（ｏｆｆ）
と、前記フィルタを所定の直線域で使用するための定数
ａに対応した遅れ分Ｔｄ´分遅らせ、これら両信号に基
づいて設定位相θに対応した信号θｓを得、得られた信
号θｓを初期動作設定調整器により直流定数をゼロに
し、常に設定した位相θで自動周波数制御を行なえる様
に成したものである（特願平５−６８１７１号参照）。
電流波形例を示したもので、ｅは前記図５のＡ点とＢ点
間の電圧波形、ｉはＡ点とＢ点間に流れる電流波形、Ｔ
は動作周期、θは電圧と電流の位相差である。ここで、
θ＞０の場合は誘導性動作、θ＝０近傍の場合は共振点
近傍動作、θ＜０の場合は容量性動作となるが、通常、
スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のデットショートを防ぐ為
に共振点近傍の誘導性動作点（θが０に近い正の値）で
動作させている。さて、誘導加熱時には負荷３のＬとＲ
が変化するが、前記自動周波数回路５は前記電流検出器
４からの出力を受け、ｃｏｓθ（位相率）が一定となる
様に周期Ｔ（又は周波数）を変化させる。 さて、この
様な誘導加熱用高周波インバータにおいて、前記スイッ
チング素子Ｑ1 〜Ｑ4 がスイッチングした場合にスイッ
チング時点で種々のノイズが発生する。このノイズによ
り、電流が電圧に対しどの程度位相がずれているのかを
正確に検出する事が出来ず、安定な周波数制御を行う事
が出来ないという問題があった。 そこで、本発明者は
前記スイッチング時のノイズを回避し、安定に動作する
誘導加熱用インバータの自動周波数制御回路を開発し
た。この自動周波数制御回路は、電流の位相をフィルタ
によりθｆだけ遅らせると共に、スイッチング信号を、
遅延回路でスイッチング素子の遅れ分Ｔｄ（ｏｆｆ）
と、前記フィルタを所定の直線域で使用するための定数
ａに対応した遅れ分Ｔｄ´分遅らせ、これら両信号に基
づいて設定位相θに対応した信号θｓを得、得られた信
号θｓを初期動作設定調整器により直流定数をゼロに
し、常に設定した位相θで自動周波数制御を行なえる様
に成したものである（特願平５−６８１７１号参照）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】 図７は信号処理に用
いられる仮想的な位相特性（破線）と、前記フィルタの
実際の位相特性（実線）を示すもので、横軸は周波数
ｆ、縦軸は位相遅れ角θｆを示し、フィルタを構成する
抵抗が２２０Ω、コンデンサが４７０００ｐＦであるも
のとした場合の特性である。
いられる仮想的な位相特性（破線）と、前記フィルタの
実際の位相特性（実線）を示すもので、横軸は周波数
ｆ、縦軸は位相遅れ角θｆを示し、フィルタを構成する
抵抗が２２０Ω、コンデンサが４７０００ｐＦであるも
のとした場合の特性である。
【０００５】さて、この両特性の差は、自動周波数制御
上で誤差として現れるためにその制御精度が悪化する。
前記図７に示す特性においては、３０ＫＨｚ近辺と５０
ＫＨｚ近辺のみが誤差の極めて小さな周波数制御が出来
るが、他の部分では誤差の大きな周波数制御になってし
まう。又、実質的に周波数制御出来る範囲、即ち、誤差
の比較的小さな範囲が３０ＫＨｚ近辺〜５０ＫＨｚ近辺
と狭い。
上で誤差として現れるためにその制御精度が悪化する。
前記図７に示す特性においては、３０ＫＨｚ近辺と５０
ＫＨｚ近辺のみが誤差の極めて小さな周波数制御が出来
るが、他の部分では誤差の大きな周波数制御になってし
まう。又、実質的に周波数制御出来る範囲、即ち、誤差
の比較的小さな範囲が３０ＫＨｚ近辺〜５０ＫＨｚ近辺
と狭い。
【０００６】本発明は、この様な問題を解決する事によ
り、制御精度が高く且つ制御範囲の広い新規な誘導加熱
用高周波インバータの自動周波数制御回路を提供するこ
とを目的とするものである。
り、制御精度が高く且つ制御範囲の広い新規な誘導加熱
用高周波インバータの自動周波数制御回路を提供するこ
とを目的とするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】 この様な目的を達成す
る為に、第１の発明は、スイッチング素子により直流電
圧をオンオフ制御し、負荷に電流を流す様にした誘導加
熱用高周波インバータにおいて、負荷に流れる電流の位
相をコンデンサにより９０°遅らせると共に、スイッチ
ング信号を遅延回路でスイッチング素子の遅れ分遅ら
せ、これらの両信号に基づいて設定位相に対応した信号
を得、該得られた信号を初期動作設定調整器により直流
定数を零にし、常に設定した位相で自動周波数制御がを
行えように成した。又、第２の発明は、スイッチング素
子により直流電圧をオンオフ制御し、負荷に電流を流す
様にした誘導加熱用高周波インバータにおいて、コンデ
ンサにより９０°位相を遅らせた負荷に流れる電流を増
幅器により増幅すると共に、スイッチング信号を、遅延
回路でスイッチング素子の遅れ分と前記増幅器の遅れ分
遅らせ、これらの両信号に基づいて設定位相に対応した
信号を得、該得られた信号を初期動作設定調整器により
直流定数を零にし、常に設定した位相で自動周波数制御
がを行えように成した。
る為に、第１の発明は、スイッチング素子により直流電
圧をオンオフ制御し、負荷に電流を流す様にした誘導加
熱用高周波インバータにおいて、負荷に流れる電流の位
相をコンデンサにより９０°遅らせると共に、スイッチ
ング信号を遅延回路でスイッチング素子の遅れ分遅ら
せ、これらの両信号に基づいて設定位相に対応した信号
を得、該得られた信号を初期動作設定調整器により直流
定数を零にし、常に設定した位相で自動周波数制御がを
行えように成した。又、第２の発明は、スイッチング素
子により直流電圧をオンオフ制御し、負荷に電流を流す
様にした誘導加熱用高周波インバータにおいて、コンデ
ンサにより９０°位相を遅らせた負荷に流れる電流を増
幅器により増幅すると共に、スイッチング信号を、遅延
回路でスイッチング素子の遅れ分と前記増幅器の遅れ分
遅らせ、これらの両信号に基づいて設定位相に対応した
信号を得、該得られた信号を初期動作設定調整器により
直流定数を零にし、常に設定した位相で自動周波数制御
がを行えように成した。
【０００８】
【作用】 電流波形を検出するのに、コンデンサにより
位相を９０°遅らせ、該電流を増幅器を通し、位相をθ
ｆ送らせる。一方、スイッチング素子オフ信号を遅延回
路により一定時間Ｔｄ遅らせ、前記増幅器の出力と前記
遅延回路の出力を処理して、信号発生器の出力にθｆが
含まれないようにする。この結果、動作周波数に関係な
く、常に設定した位相θで自動周波数制御を行え、しか
も、制御精度が高く且つ広範囲の制御が出来る。
位相を９０°遅らせ、該電流を増幅器を通し、位相をθ
ｆ送らせる。一方、スイッチング素子オフ信号を遅延回
路により一定時間Ｔｄ遅らせ、前記増幅器の出力と前記
遅延回路の出力を処理して、信号発生器の出力にθｆが
含まれないようにする。この結果、動作周波数に関係な
く、常に設定した位相θで自動周波数制御を行え、しか
も、制御精度が高く且つ広範囲の制御が出来る。
【０００９】
【実施例】 図１は本発明の一実施例を示す構成ブロッ
ク図で、誘導加熱用高周波インバータの自動周波数制御
回路の構成を示している。図中、前記図５と同一のもの
は同一の符号を付している。
ク図で、誘導加熱用高周波インバータの自動周波数制御
回路の構成を示している。図中、前記図５と同一のもの
は同一の符号を付している。
【００１０】図中１１は負荷３に流れる電流を検出する
電流検出器で、ＣＴ（カレントトランス）が用いられ、
その二次側にコンデンサＣｐが並列に繋がれている。１
２は電流検出器の出力信号幅を調整する、例えば、演算
増幅器から成る第１増幅器である。１３は該第１増幅器
の出力を受けて電流波形が零を通過する点を検出する零
クロス検出器である。１４はスイッチング素子オフ信号
を受けて所定の時間Ｔｄだけ遅らせる遅延回路である。
１５は前記零クロス検出器１３と遅延回路１４の両出力
に基づいて周波数に依存しない位相信号をθｓを出力す
る信号発生器である。１６は該信号発生器の出力を受け
て平均電圧に変換する第２増幅器で、例えば、図に示す
様な積分器が使用されている。１７は該第２増幅器に接
続され、初期動作設定用の電圧を与える初期動作設定調
整器で、可変抵抗器で構成されており、その両端に電圧
＋Ｖ，−Ｖが与えられている。１８は自動周波数制御の
フィードバックループをオンにするかオフにするかを決
定するスイッチ、１９は該スイッチと接続される第３増
幅器、２０は該第３増幅器に接続され、前記スイッチ１
８のオフ時に手動で位相信号θを設定する為の手動周波
数設定器である。該手動周波数設定器は可変抵抗器で構
成されており、その両端に電圧＋Ｖ，−Ｖが与えられて
いる。２１は前記第３増幅器１９の出力を受けて、入力
電圧信号を周波数信号に変換するＶ／Ｆ変換回路、２２
は該Ｖ／Ｆ変換回路の出力を受けて電流の電圧に対する
位相が常に一定の位相となる様なスイッチング素子の駆
動信号を発生するスイッチング素子駆動回路である。該
スイッチング素子駆動回路の出力はスイッチング素子Ｑ
1 〜Ｑ4 （図５参照）に与えられる。
電流検出器で、ＣＴ（カレントトランス）が用いられ、
その二次側にコンデンサＣｐが並列に繋がれている。１
２は電流検出器の出力信号幅を調整する、例えば、演算
増幅器から成る第１増幅器である。１３は該第１増幅器
の出力を受けて電流波形が零を通過する点を検出する零
クロス検出器である。１４はスイッチング素子オフ信号
を受けて所定の時間Ｔｄだけ遅らせる遅延回路である。
１５は前記零クロス検出器１３と遅延回路１４の両出力
に基づいて周波数に依存しない位相信号をθｓを出力す
る信号発生器である。１６は該信号発生器の出力を受け
て平均電圧に変換する第２増幅器で、例えば、図に示す
様な積分器が使用されている。１７は該第２増幅器に接
続され、初期動作設定用の電圧を与える初期動作設定調
整器で、可変抵抗器で構成されており、その両端に電圧
＋Ｖ，−Ｖが与えられている。１８は自動周波数制御の
フィードバックループをオンにするかオフにするかを決
定するスイッチ、１９は該スイッチと接続される第３増
幅器、２０は該第３増幅器に接続され、前記スイッチ１
８のオフ時に手動で位相信号θを設定する為の手動周波
数設定器である。該手動周波数設定器は可変抵抗器で構
成されており、その両端に電圧＋Ｖ，−Ｖが与えられて
いる。２１は前記第３増幅器１９の出力を受けて、入力
電圧信号を周波数信号に変換するＶ／Ｆ変換回路、２２
は該Ｖ／Ｆ変換回路の出力を受けて電流の電圧に対する
位相が常に一定の位相となる様なスイッチング素子の駆
動信号を発生するスイッチング素子駆動回路である。該
スイッチング素子駆動回路の出力はスイッチング素子Ｑ
1 〜Ｑ4 （図５参照）に与えられる。
【００１１】この様に構成された誘導加熱用高周波イン
バータの自動周波数制御回路の動作を図２のタイミング
チャートを参照しつつ以下に説明する。
バータの自動周波数制御回路の動作を図２のタイミング
チャートを参照しつつ以下に説明する。
【００１２】図２において、（ａ）は出力電圧波形、
（ｂ）は出力電流波形、（ｃ）は零クロス検出器１３の
出力波形、（ｄ）はスイッチング素子オフ信号波形、
（ｅ）は遅延回路１４の出力波形、（ｆ）は信号発生器
１５の出力波形、（ｇ）はノイズ発生領域を夫々表わし
ている。
（ｂ）は出力電流波形、（ｃ）は零クロス検出器１３の
出力波形、（ｄ）はスイッチング素子オフ信号波形、
（ｅ）は遅延回路１４の出力波形、（ｆ）は信号発生器
１５の出力波形、（ｇ）はノイズ発生領域を夫々表わし
ている。
【００１３】スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 は、スイッチ
ング素子オフ信号からＴｄ（ｏｆｆ）だけ遅れて動作
し、このスイッチング素子のオフ時には、（ｇ）に示す
様にスイッチングノイズが発生する。従って、このノイ
ズ発生領域で電流の零クロスを検出すると、誤動作す
る。その為、このノイズ領域で信号処理することは避け
る様にする。また、出力電流にも高周波歪成分、零電流
近辺での電流波形の乱れ等に対して波形整形することが
信号処理の上から要求される。そこで、電流検出器１１
を成すカレントトランスにより検出された電流信号ｉを
その二次側に接続されたコンデンサＣにより約９０°位
相を遅らせ、更に、第１増幅器１２自身の抵抗分とコン
デンサ分によりθｆ（ａｍｐ）位相を遅らせる。即ち、
電流検出器１１に検出された電流ｉは（９０°＋θｆ
（ａｍｐ））、即ち、θｆの位相を遅らせた電流ｉｆと
して零クロス検出器１３に与えられる。ここで、θｆは
周波数ｆの関数である。該θｆを式で表わすと、次式の
様になる。
ング素子オフ信号からＴｄ（ｏｆｆ）だけ遅れて動作
し、このスイッチング素子のオフ時には、（ｇ）に示す
様にスイッチングノイズが発生する。従って、このノイ
ズ発生領域で電流の零クロスを検出すると、誤動作す
る。その為、このノイズ領域で信号処理することは避け
る様にする。また、出力電流にも高周波歪成分、零電流
近辺での電流波形の乱れ等に対して波形整形することが
信号処理の上から要求される。そこで、電流検出器１１
を成すカレントトランスにより検出された電流信号ｉを
その二次側に接続されたコンデンサＣにより約９０°位
相を遅らせ、更に、第１増幅器１２自身の抵抗分とコン
デンサ分によりθｆ（ａｍｐ）位相を遅らせる。即ち、
電流検出器１１に検出された電流ｉは（９０°＋θｆ
（ａｍｐ））、即ち、θｆの位相を遅らせた電流ｉｆと
して零クロス検出器１３に与えられる。ここで、θｆは
周波数ｆの関数である。該θｆを式で表わすと、次式の
様になる。
【００１４】 θｆ＝９０°＋θｆ（ａｍｐ） （１） ここで、前記第１増幅器１２の抵抗分をＲａ、コンデン
サ分をＣａ、該第１増幅器１２の入力部の抵抗をＲｂと
すると、該増幅器の利得は、Ｚ／Ｒｂである。但し、１
／Ｚは、（１／Ｒａ）＋ｊωＣａなので、該増幅器の利
得は、Ｒａ／Ｒｂ（１＋ω2 Ｃａ2 Ｒａ2 ）をＳと表わ
せば、Ｓ（１−ｊωＣａＲａ）と成る。ここで、該利得
をベクトルで表わすと、図３の如く表わすことが出来
る。従って、前記θｆ（ａｍｐ）の正接は次式で与えら
れる。
サ分をＣａ、該第１増幅器１２の入力部の抵抗をＲｂと
すると、該増幅器の利得は、Ｚ／Ｒｂである。但し、１
／Ｚは、（１／Ｒａ）＋ｊωＣａなので、該増幅器の利
得は、Ｒａ／Ｒｂ（１＋ω2 Ｃａ2 Ｒａ2 ）をＳと表わ
せば、Ｓ（１−ｊωＣａＲａ）と成る。ここで、該利得
をベクトルで表わすと、図３の如く表わすことが出来
る。従って、前記θｆ（ａｍｐ）の正接は次式で与えら
れる。
【００１５】 ｔａｎθｆ（ａｍｐ）＝ωＣａＲａ （２） 従って、前記第１増幅器１２自身の抵抗分とコンデンサ
分による位相遅れθｆ（ａｍｐ）は、次式で表わされ
る。
分による位相遅れθｆ（ａｍｐ）は、次式で表わされ
る。
【００１６】 θｆ（ａｍｐ）＝ｔａｎ-1ωＣａＲａ （３） ここで、ω＝２πｆ、τ＝ＣａＲａとすれば、該（３）
式は θｆ（ａｍｐ）＝ｔａｎ-1２πｆτ （４） で表わされる。ここで、θｆ（ａｍｐ）の周波数ｆに対
する変化を求めると、 ｄθｆ（ａｍｐ）／ｄｆ＝２πｆτ／｛１＋（２πｆτ）2 ｝ （５） 該式で（２πｆτ）2 《１と見れば、該（５）式は、 ｄθｆ（ａｍｐ）／ｄｆ＝２πｆτ （６） ここで、θｆ（ａｍｐ）を度表示で表わすと、 θｆ（ａｍｐ）＝３６０°×τ×ｆ （７） 該（７）式を前記（１）式に代入し、θｆを次式の様に
表わす事が出来る。
式は θｆ（ａｍｐ）＝ｔａｎ-1２πｆτ （４） で表わされる。ここで、θｆ（ａｍｐ）の周波数ｆに対
する変化を求めると、 ｄθｆ（ａｍｐ）／ｄｆ＝２πｆτ／｛１＋（２πｆτ）2 ｝ （５） 該式で（２πｆτ）2 《１と見れば、該（５）式は、 ｄθｆ（ａｍｐ）／ｄｆ＝２πｆτ （６） ここで、θｆ（ａｍｐ）を度表示で表わすと、 θｆ（ａｍｐ）＝３６０°×τ×ｆ （７） 該（７）式を前記（１）式に代入し、θｆを次式の様に
表わす事が出来る。
【００１７】 θｆ＝９０°＋３６０°×τ×ｆ （８） 一方、スイッチング素子オフ信号は（ｄ）に示す様なタ
イミングで発生する。そして、実際のスイッチング素子
のオフはそれよりＴｄ（ｏｆｆ）遅れる。このスイッチ
ング素子オフ信号を遅延回路１４に入れると、Ｔｄだけ
遅れる。このＴｄは周波数とは無関係な関数である。
イミングで発生する。そして、実際のスイッチング素子
のオフはそれよりＴｄ（ｏｆｆ）遅れる。このスイッチ
ング素子オフ信号を遅延回路１４に入れると、Ｔｄだけ
遅れる。このＴｄは周波数とは無関係な関数である。
【００１８】図２から明らかな様に、次式が成立する。
【００１９】 Ｔｄ＝Ｔｄ（ｏｆｆ）＋Ｔｄ´ （９） ここで、Ｔｄ´を角度で表わせば、Ｔｄ´×３６０°／
Ｔと成る。尚、Ｔはスイッチング周期である。又、図２
から位相角について次式が成立する。
Ｔと成る。尚、Ｔはスイッチング周期である。又、図２
から位相角について次式が成立する。
【００２０】 θ＋θｆ＝（Ｔｄ´×３６０°／Ｔ）＋θｓ （１０） ここで，θは電流ｉの電圧ｅに対する位相角である。該
（１０）式をθｓについて解くと次式の様になる。
（１０）式をθｓについて解くと次式の様になる。
【００２１】 θｓ＝θ＋θｆ−（Ｔｄ´×３６０°／Ｔ） （１１） ここで、１／Ｔを周波数ｆで表わすと、該（１１）式は
次式の様になる。
次式の様になる。
【００２２】 θｓ＝θ＋θｆ−Ｔｄ´×ｆ×３６０° （１２） ここで、該（１２）式に前記（８）式を代入すると、 θｓ＝θ＋９０°＋３６０°×τ×ｆ−Ｔｄ´×ｆ×３６０° ＝θ＋（τ−Ｔｄ´）×３６０°×ｆ＋９０° （１３） ここで、前記信号発生器１５の出力θｓが周波数に関係
のないものになる為には周波数成分を含む項｛（τ−Ｔ
ｄ´）×３６０°×ｆ｝が０になる必要がある。そこ
で、τ＝Ｔｄ´とすれば、前記（１３）式は θｓ＝θ＋９０° （１４） と、周波数に対して独立した関数と成る。さて、前記
（９）式にＴｄ´＝τを代入すると、 Ｔｄ＝Ｔｄ（ｏｆｆ）＋τ （１５） となる。該式において、Ｔｄ（ｏｆｆ）はスイッチング
素子Ｑ1 〜Ｑ4 の遅れ分なのでスイッチング素子により
決定され、τは前記第１増幅器１２の抵抗Ｒａとコンデ
ンサＣａにより決定されるので、前記遅延回路１４で遅
らせる時間Ｔｄが決定される。
のないものになる為には周波数成分を含む項｛（τ−Ｔ
ｄ´）×３６０°×ｆ｝が０になる必要がある。そこ
で、τ＝Ｔｄ´とすれば、前記（１３）式は θｓ＝θ＋９０° （１４） と、周波数に対して独立した関数と成る。さて、前記
（９）式にＴｄ´＝τを代入すると、 Ｔｄ＝Ｔｄ（ｏｆｆ）＋τ （１５） となる。該式において、Ｔｄ（ｏｆｆ）はスイッチング
素子Ｑ1 〜Ｑ4 の遅れ分なのでスイッチング素子により
決定され、τは前記第１増幅器１２の抵抗Ｒａとコンデ
ンサＣａにより決定されるので、前記遅延回路１４で遅
らせる時間Ｔｄが決定される。
【００２３】さて、図１において、前記前記遅延回路１
４の出力信号と零クロス検出器１３の出力信号とを夫々
信号発生器１５のセット信号、リセット信号とし動作さ
せると、（ｆ）に示す如き周波数成分が除去された出力
信号θｓが得られる事になる。 この様にして得られた
信号θｓは第２増幅器１６に入力されて平均化処理され
る。該平均化された電圧ｅ０は、次式で表わされる。
４の出力信号と零クロス検出器１３の出力信号とを夫々
信号発生器１５のセット信号、リセット信号とし動作さ
せると、（ｆ）に示す如き周波数成分が除去された出力
信号θｓが得られる事になる。 この様にして得られた
信号θｓは第２増幅器１６に入力されて平均化処理され
る。該平均化された電圧ｅ０は、次式で表わされる。
【００２４】 ｅ0 ＝（θｓ／３６０°）×Ｅ×Ａ2 （１６） ここで、Ｅは信号θｓの振幅、Ａ2 は第２増幅器の増幅
度である。この式に前期第（１４）式を代入すると、 ｅ0 ＝｛（θ／３６０°）＋（９０°／３６０°）｝×Ｅ×Ａ2 （１７） が得られる。ここで、（９０°／３６０°）×Ｅ×Ａ2
の項は直流電圧、即ち、オフセット分であるから、初期
動作設定調整器１７によって除去される。よって、前記
第２増幅器１６の出力ｅ0 は、 ｅ0 ＝（θ／３６０°）×Ｅ×Ａ2 （１８） とθのみの信号成分となる。
度である。この式に前期第（１４）式を代入すると、 ｅ0 ＝｛（θ／３６０°）＋（９０°／３６０°）｝×Ｅ×Ａ2 （１７） が得られる。ここで、（９０°／３６０°）×Ｅ×Ａ2
の項は直流電圧、即ち、オフセット分であるから、初期
動作設定調整器１７によって除去される。よって、前記
第２増幅器１６の出力ｅ0 は、 ｅ0 ＝（θ／３６０°）×Ｅ×Ａ2 （１８） とθのみの信号成分となる。
【００２５】尚、初期動作時には、スイッチ１８をオフ
にしてフィードバックループをオフにしておき、第３増
幅器１９の手動周波数設定器２０により位相信号θを設
定してやる。このθ信号は制御信号としてＶ／Ｆ変換回
路２１に入力され、入力電圧に対応した周波数信号が出
力される。スイッチング素子駆動回路２２は該Ｖ／Ｆ変
換回路の出力を受けて、位相差θが得られる様に、スイ
ッチング素子1 〜Ｑ4を駆動する。又、前記遅延回路１
４には前記した様に、Ｔｄ（ｏｆｆ）とＴｄ´から決ま
る値Ｔｄを設定しておき、スイッチングオフ信号をＴｄ
遅らせておく。この状態で、信号発生器１５から出力さ
れる信号θｓ（＝θ＋９０°）の９０°成分が０になる
ように初期動作設定調整器１７を設定する。次に、この
θ分は、前記手動周波数設定器２０でθ成分を設定した
時のレベルがあるので、このレベルでθが変化しないよ
うにｅ0 ＝０となる様に前記第２増幅器１６を調整して
おく。そして、前記スイッチ１８をオンにすれば、負荷
３が変動しても、設定したθになるように自動周波数制
御のフィードバックループが動作することになる。
にしてフィードバックループをオフにしておき、第３増
幅器１９の手動周波数設定器２０により位相信号θを設
定してやる。このθ信号は制御信号としてＶ／Ｆ変換回
路２１に入力され、入力電圧に対応した周波数信号が出
力される。スイッチング素子駆動回路２２は該Ｖ／Ｆ変
換回路の出力を受けて、位相差θが得られる様に、スイ
ッチング素子1 〜Ｑ4を駆動する。又、前記遅延回路１
４には前記した様に、Ｔｄ（ｏｆｆ）とＴｄ´から決ま
る値Ｔｄを設定しておき、スイッチングオフ信号をＴｄ
遅らせておく。この状態で、信号発生器１５から出力さ
れる信号θｓ（＝θ＋９０°）の９０°成分が０になる
ように初期動作設定調整器１７を設定する。次に、この
θ分は、前記手動周波数設定器２０でθ成分を設定した
時のレベルがあるので、このレベルでθが変化しないよ
うにｅ0 ＝０となる様に前記第２増幅器１６を調整して
おく。そして、前記スイッチ１８をオンにすれば、負荷
３が変動しても、設定したθになるように自動周波数制
御のフィードバックループが動作することになる。
【００２６】図４は信号処理に用いられる前記第１増幅
器１２の位相特性を示すもので、横軸は周波数ｆ、縦軸
は位相遅れ角θｆを示し、該第１増幅器の抵抗Ｒａ，コ
ンデンサＣａとして、例えば、５ＫΩ，３ｐＦであるも
のとした場合の特性である。この特性から分かる様に、
例えば、８００ＫＨｚの近傍までは、カレントトランス
１１の二次側に並列接続されたコンデンサＣによる位相
遅れ（９０°）を表わす直線（破線に示す）に殆ど沿っ
た直線に近く、８００ＫＨｚ近傍から直線的に変化して
いる。従って、８００ＫＨｚ以下の極めて広い範囲で高
精度に周波数制御が出来る。
器１２の位相特性を示すもので、横軸は周波数ｆ、縦軸
は位相遅れ角θｆを示し、該第１増幅器の抵抗Ｒａ，コ
ンデンサＣａとして、例えば、５ＫΩ，３ｐＦであるも
のとした場合の特性である。この特性から分かる様に、
例えば、８００ＫＨｚの近傍までは、カレントトランス
１１の二次側に並列接続されたコンデンサＣによる位相
遅れ（９０°）を表わす直線（破線に示す）に殆ど沿っ
た直線に近く、８００ＫＨｚ近傍から直線的に変化して
いる。従って、８００ＫＨｚ以下の極めて広い範囲で高
精度に周波数制御が出来る。
【００２７】尚、前記第１図の実施例では、カレントト
ランス１１の出力を増幅する為の第１増幅器１２を挿入
した。これは、カレントトランス１１の出力が極めて小
さい場合に、回路自身等のノイズの影響を受けて、零ク
ロス検出器３で零クロス検出が出来ない場合があり、こ
の様な問題を防ぐ為にカレントトランス１１の出力を増
幅する第１増幅器１２を挿入し、例えば、１Ｖ以下程度
の低電圧以下においても自動周波数制御が出来る様に成
した。しかし、数Ｖ以上から自動周波数制御が出来れば
よい場合には、前記第１増幅器１２は不要となり、従っ
て、前記遅延回路１４はスイッチングオフ信号をスイッ
チング素子の遅れ時間（Ｔｄ（ｏｆｆ））のみ遅らせれ
ばよい。この場合には、コンデンサＣの位相特性が前記
図４の破線に近いものとなり、数Ｖ以上から極めて広い
範囲で極めて精度良く自動周波数制御が可能となる。
ランス１１の出力を増幅する為の第１増幅器１２を挿入
した。これは、カレントトランス１１の出力が極めて小
さい場合に、回路自身等のノイズの影響を受けて、零ク
ロス検出器３で零クロス検出が出来ない場合があり、こ
の様な問題を防ぐ為にカレントトランス１１の出力を増
幅する第１増幅器１２を挿入し、例えば、１Ｖ以下程度
の低電圧以下においても自動周波数制御が出来る様に成
した。しかし、数Ｖ以上から自動周波数制御が出来れば
よい場合には、前記第１増幅器１２は不要となり、従っ
て、前記遅延回路１４はスイッチングオフ信号をスイッ
チング素子の遅れ時間（Ｔｄ（ｏｆｆ））のみ遅らせれ
ばよい。この場合には、コンデンサＣの位相特性が前記
図４の破線に近いものとなり、数Ｖ以上から極めて広い
範囲で極めて精度良く自動周波数制御が可能となる。
【００２８】又、図２における電圧信号ｅはゲートオフ
信号（図５のＡ点とＢ点間の信号）として得るのが一番
経済的であるが、トランス等を用いる方法等も考えられ
る
信号（図５のＡ点とＢ点間の信号）として得るのが一番
経済的であるが、トランス等を用いる方法等も考えられ
る
【００２９】
【発明の効果】 本発明においては、負荷に流れる電流
の位相をコンデンサにより９０°遅らせると共に、スイ
ッチング信号を遅延回路でスイッチング素子の遅れ分遅
らせ、これらの両信号に基づいて設定位相に対応した信
号を得、該得られた信号を初期動作設定調整器により直
流定数を零にし、常に設定した位相で自動周波数制御が
を行えように成したので、常に設定した位相θで自動周
波数制御が精度が良く出来、且つ広範囲の自動周波数制
御が可能になる。
の位相をコンデンサにより９０°遅らせると共に、スイ
ッチング信号を遅延回路でスイッチング素子の遅れ分遅
らせ、これらの両信号に基づいて設定位相に対応した信
号を得、該得られた信号を初期動作設定調整器により直
流定数を零にし、常に設定した位相で自動周波数制御が
を行えように成したので、常に設定した位相θで自動周
波数制御が精度が良く出来、且つ広範囲の自動周波数制
御が可能になる。
【図１】 本発明の一実施例を示巣構成ブロック図であ
る。
る。
【図２】 各部の動作を示すタイミングチャートであ
る。
る。
【図３】 第１増幅器の利得のベクトル図である。
【図４】 第１増幅器の位相特性を示す図である。
【図５】 誘導加熱用インバータの一構成例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図６】 誘導加熱用インバータの電圧電流波形例を示
す図である。
す図である。
【図７】 フィルタの位相特性を示す図である。
１ 整流器 ２ 順変換制御・保護回路 ３ 負荷 ４ 電流検出器 ５ 自動周波数回路 ６ スイッチング素子駆動回路 Ｑ1 〜Ｑ4 スイッチング素子 １１ 電流検出器 Ｃ コンデンサ １２ 第１増幅器 １３ 零クロス検出器 １４ 遅延回路 １５ 信号発生器 １６ 第２増幅器 １７ 初期動作設定調整器 １８ スイッチ １９ 第３増幅器 ２０ 手動周波数設定器 ２１ Ｖ／Ｆ変換回路 ２２ スイッチング素子駆動回路
Claims (1)
- 【請求項１】 スイッチング素子により直流電圧をオン
オフ制御し、負荷に電流を流すようにした誘導加熱用高
周波インバータにおいて、カレントトランスを備え負荷
に流れる電流に対応した信号を検出する電流検出器の出
力を受け、予め設定されている電流の電圧に対する位相
角θが常に一定となるような周波数で前記スイッチング
素子がスイッチングされるように成した自動周波数制御
回路であって、前記カレントトランスに該カレントトラ
ンスで検出された信号の位相を９０°遅らせるコンデン
サが繋がれていると共に、該コンデンサを介した電流検
出器の出力の位相をθｆ（ａｍｐ）遅らせる増幅器、該
増幅器の出力が零の時点を検出する零クロス検出器、ス
イッチング信号を、スイッチング信号の遅れ分Ｔｄ（ｏ
ｆｆ）と、前記増幅器の抵抗分とコンデンサ分の積で与
えられる該増幅器の時定数τと等しい遅れ分Ｔｄ′の合
計分遅らせる遅延回路、前記零クロス検出器の出力と前
記遅延回路の出力から周波数ｆに依存しない位相信号θ
ｓを出力する信号発生器、及び、該位相信号θｓに含ま
れるオフセット成分を零にする初期動作設定調整器を備
えており、前記オフセット成分を零にした位相信号θが
常に一定となるような周波数で前記スイッチング素子が
スイッチングされるように成した誘導加熱用高周波イン
バータの自動周波数制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06056694A JP3171747B2 (ja) | 1994-03-30 | 1994-03-30 | 誘導加熱用高周波インバータの自動周波数制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06056694A JP3171747B2 (ja) | 1994-03-30 | 1994-03-30 | 誘導加熱用高周波インバータの自動周波数制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07274526A JPH07274526A (ja) | 1995-10-20 |
| JP3171747B2 true JP3171747B2 (ja) | 2001-06-04 |
Family
ID=13145950
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06056694A Expired - Fee Related JP3171747B2 (ja) | 1994-03-30 | 1994-03-30 | 誘導加熱用高周波インバータの自動周波数制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3171747B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5429955B2 (ja) * | 2008-08-01 | 2014-02-26 | 北芝電機株式会社 | 電流形インバータ |
-
1994
- 1994-03-30 JP JP06056694A patent/JP3171747B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07274526A (ja) | 1995-10-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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