JP2940064B2 - 誘導加熱用インバータ電源 - Google Patents
誘導加熱用インバータ電源Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は高周波誘導加熱に用いて好適なインバータ電
源に関する。
源に関する。
第５図は低周波誘導加熱用の従来のインバータ電源を
示したものである。図において、１は３相交流電源、２
は３相全波整流器、４は電圧平滑用コンデンサ、５は単
相インバータ、６は整合トランス、７は整合コンデンサ
（容量Ｃ）、８は抵抗分（抵抗値Ｒ）９とインダクタン
ス分（インダクタンス値Ｌ）10を有する誘導加熱負荷、
11はインバータ出力電圧Voを検出する電圧検出器、12は
整合コンデンサの電圧Vcを検出する電圧検出器、13は同
調制御回路である。14はドライバ、インバータ５はフラ
イホイルダイオードＤを逆並列接続してなるトランジス
タTrのフルブリッジ回路からなり、各トランジスタTrは
ドライバ14から駆動信号をベースに受けてON/OFFスイッ
チング動作を繰り返す。なお15は突入電流制限抵抗、16
は受電後の所定時間経過後にONするスイッチである。
示したものである。図において、１は３相交流電源、２
は３相全波整流器、４は電圧平滑用コンデンサ、５は単
相インバータ、６は整合トランス、７は整合コンデンサ
（容量Ｃ）、８は抵抗分（抵抗値Ｒ）９とインダクタン
ス分（インダクタンス値Ｌ）10を有する誘導加熱負荷、
11はインバータ出力電圧Voを検出する電圧検出器、12は
整合コンデンサの電圧Vcを検出する電圧検出器、13は同
調制御回路である。14はドライバ、インバータ５はフラ
イホイルダイオードＤを逆並列接続してなるトランジス
タTrのフルブリッジ回路からなり、各トランジスタTrは
ドライバ14から駆動信号をベースに受けてON/OFFスイッ
チング動作を繰り返す。なお15は突入電流制限抵抗、16
は受電後の所定時間経過後にONするスイッチである。
このインバータ電源では、インバータ出力周波数ｆを
LC直列共振回路の共振周波数（同調周波数）foから低域
側にずらせてインバータ５の出力制御を行う。
LC直列共振回路の共振周波数（同調周波数）foから低域
側にずらせてインバータ５の出力制御を行う。
以下、これを説明する。例えば、鉄の加熱時等におい
ては、負荷のＱ＝（Ｌω/R）がＱ＝５程度になることが
あり、この場合、インバータ出力電流ILを低減して1/5
にするものとする。
ては、負荷のＱ＝（Ｌω/R）がＱ＝５程度になることが
あり、この場合、インバータ出力電流ILを低減して1/5
にするものとする。
負荷インピーダンスＺは、 であるので、インバータ出力電流ILを1/5にするため、
Ｚ＝5Rとすると、 （１）ω＞ωｏ＝２πfoの場合、 ここで、Ｑ＝（Ｌω/R）＝５とすると、 従って、 となる。即ち、インバータ出力電流（負荷電流）ILを共
振時の1/5に低減するためには、インバータ出力周波数
ｆを同調周波数foのほぼ７倍にしなければならない。ま
た、Ｑ＝10の場合には、 ω＝1.4ωｏ ……（７） となり、インバータ周波数ｆを同調周波数foから40％ず
らせるだけで済む。
Ｚ＝5Rとすると、 （１）ω＞ωｏ＝２πfoの場合、 ここで、Ｑ＝（Ｌω/R）＝５とすると、 従って、 となる。即ち、インバータ出力電流（負荷電流）ILを共
振時の1/5に低減するためには、インバータ出力周波数
ｆを同調周波数foのほぼ７倍にしなければならない。ま
た、Ｑ＝10の場合には、 ω＝1.4ωｏ ……（７） となり、インバータ周波数ｆを同調周波数foから40％ず
らせるだけで済む。
（２）ω＜ωｏの場合、 となり、Ｑ＝５の場合は、 ω＝0.71ωｏ ……（10） となる。またＱ＝10の場合には、 ω＝0.82ωｏ ……（12） となる。
このように、インバータ５をω＜ωｏの周波数域で制
御するほうが、ω＜ωｏの範囲で制御する場合に比して
少ない周波数偏移で負荷電流ILを充分に制御することが
できるので、第５図の構成を持つインバータ電源は、従
来は、前記したように、同調周波数foより低域の周波数
域でインバータ出力周波数ｆを制御して、その出力の制
御を行うのが一般的であった。
御するほうが、ω＜ωｏの範囲で制御する場合に比して
少ない周波数偏移で負荷電流ILを充分に制御することが
できるので、第５図の構成を持つインバータ電源は、従
来は、前記したように、同調周波数foより低域の周波数
域でインバータ出力周波数ｆを制御して、その出力の制
御を行うのが一般的であった。
ところが、高い周波数を用いる高周波誘導加熱におい
て、ω＜ωｏの周波数範囲でインバータ出力の制御を行
うと、ダイオードＤのリカバリー電流による損失が極め
て大きくなるので、従来、第６図に示す構成のインバー
タ電源を使用している。
て、ω＜ωｏの周波数範囲でインバータ出力の制御を行
うと、ダイオードＤのリカバリー電流による損失が極め
て大きくなるので、従来、第６図に示す構成のインバー
タ電源を使用している。
第６図において、17は位相制御されるサイリスタ式整
流器、３は電圧平滑用のリアクトル、18は電圧設定器
（設定電圧Vs）、19は偏差増幅器、20は位相器、21はパ
ルストランスである。22は負荷８の電圧を検出する電圧
検出器である。
流器、３は電圧平滑用のリアクトル、18は電圧設定器
（設定電圧Vs）、19は偏差増幅器、20は位相器、21はパ
ルストランスである。22は負荷８の電圧を検出する電圧
検出器である。
この構成においては、同調制御回路13が、常に、コン
デンサ電圧Vcがインバータ出力電圧Voに対して90゜遅れ
となるような周波数指令を発生するように機能し、イン
バータ５を構成するトランジスタTrが常に電流零時にオ
フとなるようにしているので、スイッチング損失が低
く、スイッチング損失が大きくなる10KHz以上の周波数
帯では非常に有利であり、この点から上記したように高
周波数誘導加熱用のインバータ電源として使用されてき
た。
デンサ電圧Vcがインバータ出力電圧Voに対して90゜遅れ
となるような周波数指令を発生するように機能し、イン
バータ５を構成するトランジスタTrが常に電流零時にオ
フとなるようにしているので、スイッチング損失が低
く、スイッチング損失が大きくなる10KHz以上の周波数
帯では非常に有利であり、この点から上記したように高
周波数誘導加熱用のインバータ電源として使用されてき
た。
しかし、この構成のインバータ電源は３相位相制御方
式であるため、入力周波数（50Hz、60Hz）によりその制
御応答が制約される上、同調制御と位相制御を要するた
めに全体の回路構成が複雑になり、高価になるという問
題があった。
式であるため、入力周波数（50Hz、60Hz）によりその制
御応答が制約される上、同調制御と位相制御を要するた
めに全体の回路構成が複雑になり、高価になるという問
題があった。
本発明は上記問題を解消するためになされたもので、
従来に比し、安価な費用で、低損失で、高速応答可能に
することができる誘導加熱用インバータ電源を提供する
ことを目的とする。
従来に比し、安価な費用で、低損失で、高速応答可能に
することができる誘導加熱用インバータ電源を提供する
ことを目的とする。
本発明は上記目的を達成するため、交流を直流に変換
する整流器、この整流器が送出する直流電圧を平滑回路
を通して入力するインバータを備え、このインバータの
出力を変換器を介してコンデンサと誘導性負荷からなる
直列共振回路に給電し、インバータ出力周波数を、同調
周波数から周波数偏移してインバータ出力制御を行う誘
導加熱用インバータ電源において、 上記同調周波数は20KHz以上であり、かつ上記周波数
偏移はこの同調周波数より高い周波数域で行われる構成
としたものであり、 請求項２では、同調制御回路として、インバータ出力
電圧の検出信号をパルス波形に整形する回路とコンデン
サ電圧の検出信号をパルス波形に整形する回路の出力を
入力される排他的論理和回路、該排他的論理和回路の出
力平均値を演算する積分回路、該積分回路の出力に比例
した周波数信号を送出する電圧制御発振回路を備え、負
荷電圧のフイードバック値がインバータ設定電圧より大
きい場合に、両電圧の偏差を、上記積分回路の入力に、
該積分回路の出力が増大する向きに加える手段を付加さ
れてなる同調回路を用い、上記周波数信号をインバータ
の周波数指令とするようにした。
する整流器、この整流器が送出する直流電圧を平滑回路
を通して入力するインバータを備え、このインバータの
出力を変換器を介してコンデンサと誘導性負荷からなる
直列共振回路に給電し、インバータ出力周波数を、同調
周波数から周波数偏移してインバータ出力制御を行う誘
導加熱用インバータ電源において、 上記同調周波数は20KHz以上であり、かつ上記周波数
偏移はこの同調周波数より高い周波数域で行われる構成
としたものであり、 請求項２では、同調制御回路として、インバータ出力
電圧の検出信号をパルス波形に整形する回路とコンデン
サ電圧の検出信号をパルス波形に整形する回路の出力を
入力される排他的論理和回路、該排他的論理和回路の出
力平均値を演算する積分回路、該積分回路の出力に比例
した周波数信号を送出する電圧制御発振回路を備え、負
荷電圧のフイードバック値がインバータ設定電圧より大
きい場合に、両電圧の偏差を、上記積分回路の入力に、
該積分回路の出力が増大する向きに加える手段を付加さ
れてなる同調回路を用い、上記周波数信号をインバータ
の周波数指令とするようにした。
本発明では、インバータを20KHz以上の周波数で動作
させるので、負荷のＱが高く、小さな周波数偏移で出力
制御が可能である。
させるので、負荷のＱが高く、小さな周波数偏移で出力
制御が可能である。
また、位相制御整流器を用いないので、高速応答が可
能である。
能である。
以下、本発明の１実施例を図面を参照して説明する。
第１図において、22は負荷８の両端電圧を検出する電
圧検出器、23は同調回路である。偏差増幅器19は電圧設
定器18が送出する設定電圧Vsと電圧検出器22が送出する
フイードバック電圧VLとの偏差V2を検出して同調回路23
に入力する。この同調回路23は第２図に示す回路構成を
有している。
圧検出器、23は同調回路である。偏差増幅器19は電圧設
定器18が送出する設定電圧Vsと電圧検出器22が送出する
フイードバック電圧VLとの偏差V2を検出して同調回路23
に入力する。この同調回路23は第２図に示す回路構成を
有している。
第２図において、31、32は波形整形回路であって、そ
れぞれインバータ出力電圧Vo、コンデンサ電圧Vcをパル
ス波形に整形して排他的論理和回路33に入力する。34、
35はスイッチ、36〜42は抵抗、43は積分回路、44は電圧
制御発振回路であり、電圧制御発振回路44は排他的論理
和回路33の出力ＣのＨ期間とＬ期間の平均値に比例した
周波数の信号（パルス）ｆを発生する。45は加算回路で
あって、偏差増幅器19の出力V2と抵抗41、42による分圧
ｂの電圧（バイアス電圧）V1とを加算する。加算回路45
はカットオフダイオード46、抵抗38を介して分圧点ａに
接続されている。V3は加算回路45の出力を示す。
れぞれインバータ出力電圧Vo、コンデンサ電圧Vcをパル
ス波形に整形して排他的論理和回路33に入力する。34、
35はスイッチ、36〜42は抵抗、43は積分回路、44は電圧
制御発振回路であり、電圧制御発振回路44は排他的論理
和回路33の出力ＣのＨ期間とＬ期間の平均値に比例した
周波数の信号（パルス）ｆを発生する。45は加算回路で
あって、偏差増幅器19の出力V2と抵抗41、42による分圧
ｂの電圧（バイアス電圧）V1とを加算する。加算回路45
はカットオフダイオード46、抵抗38を介して分圧点ａに
接続されている。V3は加算回路45の出力を示す。
本発明は、インバータの出力周波数ｆが、20KHz以上
になると、前記したＱは最低でもＱ＝15程度になり、20
％程度の小さな周波数偏移で前記した電流制御を実現し
得ることに着目してなされたもので、本実施例における
インバータ５としては、その駆動周波数が20KHz以上の
インバータを用いる。
になると、前記したＱは最低でもＱ＝15程度になり、20
％程度の小さな周波数偏移で前記した電流制御を実現し
得ることに着目してなされたもので、本実施例における
インバータ５としては、その駆動周波数が20KHz以上の
インバータを用いる。
本実施例においては、同調回路23は、V2＝０、V3＝V1
である場合、基本的に、電圧検出器12の出力位相が電圧
検出器11の出力位相に対して90゜の位相遅れとなるよう
な周波数信号（インバータ５の周波数指令となる）ｆを
出力するが、ダイオードＤのリカバリー電流を流さない
ようにするため、この周波数信号ｆの値が同調周波数fo
より若干高い値となるように積分回路入力を調整し、電
圧進み位相で力率0.9以上となるように制御する。
である場合、基本的に、電圧検出器12の出力位相が電圧
検出器11の出力位相に対して90゜の位相遅れとなるよう
な周波数信号（インバータ５の周波数指令となる）ｆを
出力するが、ダイオードＤのリカバリー電流を流さない
ようにするため、この周波数信号ｆの値が同調周波数fo
より若干高い値となるように積分回路入力を調整し、電
圧進み位相で力率0.9以上となるように制御する。
この状態で、Vs＜VLになり、V2＜０、でV3＜V1になる
と、積分回路43の出力が増加し、周波数信号ｆの値が増
大して、インバータ出力電流ILは減少する。逆に、Vs＞
VLになると、加算回路45の出力はダイオードブロックさ
れるため、同調制御回路23は電圧検出器11と12の出力だ
けに基づく動作を行う。
と、積分回路43の出力が増加し、周波数信号ｆの値が増
大して、インバータ出力電流ILは減少する。逆に、Vs＞
VLになると、加算回路45の出力はダイオードブロックさ
れるため、同調制御回路23は電圧検出器11と12の出力だ
けに基づく動作を行う。
本実施例では、インバータ出力周波数ｆを高くして負
荷電流ILを減少させてゆくため、トランジスタTrがスイ
ッチングする電流Ioは、第３図、第４図に示す如く、ピ
ーク電流値が減るのと相殺する方向にあり、トランジス
タTrのオフ損失は前記第６図の同時同調方式の場合と殆
ど変わらないレベルにおさまる。
荷電流ILを減少させてゆくため、トランジスタTrがスイ
ッチングする電流Ioは、第３図、第４図に示す如く、ピ
ーク電流値が減るのと相殺する方向にあり、トランジス
タTrのオフ損失は前記第６図の同時同調方式の場合と殆
ど変わらないレベルにおさまる。
本発明は以上説明した通り、インバータを、20KHz以
上の高周波で操作させるようにし、かつ周波数偏移は同
調周波数より高い周波数域で行われる構成としたことに
より、インバータ出力周波数を大きく変化させなくても
その出力制御を行うことができ、低損失で、かつ高速応
答可能なインバータ電源を、従来に比し、安価な費用で
得ることができる。
上の高周波で操作させるようにし、かつ周波数偏移は同
調周波数より高い周波数域で行われる構成としたことに
より、インバータ出力周波数を大きく変化させなくても
その出力制御を行うことができ、低損失で、かつ高速応
答可能なインバータ電源を、従来に比し、安価な費用で
得ることができる。
第１図は本発明の１実施例を示すブロック図、第２図は
上記実施例における同調回路の具体的回路図、第３図お
よび第４図は上記実施例のスイッチングオフ損失を説明
するための波形図、第５図および第６図は従来の誘導加
熱用インバータ電源を示すブロック図である。 ２……整流器、４……コンデンサ、５……インバータ、
11、12、22……電圧検出器、18……電圧設定器、23……
同調制御回路、31、32……波形整形回路、33……排他的
論理和回路、43……積分回路、44……電圧制御発振回
路、45……加算回路。
上記実施例における同調回路の具体的回路図、第３図お
よび第４図は上記実施例のスイッチングオフ損失を説明
するための波形図、第５図および第６図は従来の誘導加
熱用インバータ電源を示すブロック図である。 ２……整流器、４……コンデンサ、５……インバータ、
11、12、22……電圧検出器、18……電圧設定器、23……
同調制御回路、31、32……波形整形回路、33……排他的
論理和回路、43……積分回路、44……電圧制御発振回
路、45……加算回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−195988（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−496（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭63−31907（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H05B 6/00 - 6/44
Claims (2)
- 【請求項１】交流を直流に変換する整流器、この整流器
が送出する直流電圧を平滑回路を通して入力するインバ
ータを備え、このインバータの出力を変圧器を介してコ
ンデンサと誘導性負荷からなる直列共振回路に給電し、
インバータ出力周波数を、同調周波数から周波数偏移し
てインバータ出力制御を行う誘導加熱用インバータ電源
において、上記同調周波数は20KHz以上であり、かつ上
記周波数偏移はこの同調周波数より高い周波数域で行わ
れることを特徴とする誘導加熱用インバータ電源。 - 【請求項２】インバータ出力電圧の検出信号をパルス波
形に整形する回路とコンデンサ電圧の検出信号をパルス
波形に整形する回路の出力を入力される排他的論理和回
路、該排他的論理和回路の出力平均値を演算する積分回
路、該積分回路の出力に比例した周波数信号を送出する
電圧制御発振回路を備え、負荷電圧のフイードバック値
がインバータ設定電圧より大きい場合に、両電圧の偏差
を、上記積分回路の入力に、該積分回路の出力が増大す
る向きに加える手段を付加されてなる同調制御回路を有
し、上記周波数信号をインバータの周波数指令とする請
求項１記載の誘導加熱用インバータ電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2106451A JP2940064B2 (ja) | 1990-04-24 | 1990-04-24 | 誘導加熱用インバータ電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2106451A JP2940064B2 (ja) | 1990-04-24 | 1990-04-24 | 誘導加熱用インバータ電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH046789A JPH046789A (ja) | 1992-01-10 |
| JP2940064B2 true JP2940064B2 (ja) | 1999-08-25 |
Family
ID=14433972
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2106451A Expired - Fee Related JP2940064B2 (ja) | 1990-04-24 | 1990-04-24 | 誘導加熱用インバータ電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2940064B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4468082B2 (ja) | 2004-06-11 | 2010-05-26 | 株式会社東芝 | ガスタービン部品の材料劣化・損傷回復処理方法及びガスタービン部品 |
| EP1929615B1 (en) * | 2005-08-16 | 2018-11-14 | MKS Instruments, Inc. | Load resonant type power supply for ozonizer |
| JP5708988B2 (ja) * | 2010-03-30 | 2015-04-30 | 株式会社ダイヘン | 高周波電源装置 |
-
1990
- 1990-04-24 JP JP2106451A patent/JP2940064B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH046789A (ja) | 1992-01-10 |
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