JPH0329989Y2 - - Google Patents
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- JPH0329989Y2 JPH0329989Y2 JP17832383U JP17832383U JPH0329989Y2 JP H0329989 Y2 JPH0329989 Y2 JP H0329989Y2 JP 17832383 U JP17832383 U JP 17832383U JP 17832383 U JP17832383 U JP 17832383U JP H0329989 Y2 JPH0329989 Y2 JP H0329989Y2
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 20
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 5
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000008018 melting Effects 0.000 description 1
- 238000002844 melting Methods 0.000 description 1
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- General Induction Heating (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は、トランジスタインバータに関し、更
に詳しくは、例えば、焼入、溶解等に使用される
高周波誘導加熱装置に備えられたトランジスタイ
ンバータの出力周波数制御に関する。
に詳しくは、例えば、焼入、溶解等に使用される
高周波誘導加熱装置に備えられたトランジスタイ
ンバータの出力周波数制御に関する。
従来から、誘導加熱用ワークコイルを数10KHz
〜数100KHz程度の周波数で交流駆動し、ワーク
（被加熱物）を誘導加熱する高周波誘導加熱装置
が知られている。このワークコイルに供給する数
10KHz〜数100KHzの交流電源は、商用電源を一
旦直流に交換した後、インバータを通して再び交
流に変換することにより得ている。又、上記イン
バータは、負荷を効率よく誘導加熱する目的か
ら、負荷の状態に応じて最適の周波数で動作する
ように、作動周波数が自動的に制御されるように
なつている。
〜数100KHz程度の周波数で交流駆動し、ワーク
（被加熱物）を誘導加熱する高周波誘導加熱装置
が知られている。このワークコイルに供給する数
10KHz〜数100KHzの交流電源は、商用電源を一
旦直流に交換した後、インバータを通して再び交
流に変換することにより得ている。又、上記イン
バータは、負荷を効率よく誘導加熱する目的か
ら、負荷の状態に応じて最適の周波数で動作する
ように、作動周波数が自動的に制御されるように
なつている。
第１図は従来このような周波数制御回路の一例
を示す回路図であつて、トランジスタインバータ
回路部１の出力電圧をトランスPTで検出して位
相比較器２の一方の入力端子に加えると共に出力
電流をトランスCTで検出して位相比較器２の他
方の入力端子に加え、これら出力電圧と出力電流
との位相差に従つて電圧制御発振器３の発振周波
数を制御し、この電圧制御発振器３の出力信号を
トランジスタインバータ回路部１のゲート駆動回
路４に加えてトランジスタインバータ回路部１の
出力周波数を制御するように構成されている。
尚、５は負荷として用いるワークコイルである。
を示す回路図であつて、トランジスタインバータ
回路部１の出力電圧をトランスPTで検出して位
相比較器２の一方の入力端子に加えると共に出力
電流をトランスCTで検出して位相比較器２の他
方の入力端子に加え、これら出力電圧と出力電流
との位相差に従つて電圧制御発振器３の発振周波
数を制御し、この電圧制御発振器３の出力信号を
トランジスタインバータ回路部１のゲート駆動回
路４に加えてトランジスタインバータ回路部１の
出力周波数を制御するように構成されている。
尚、５は負荷として用いるワークコイルである。
このように構成することにより、負荷５の共振
周波数が変化しても電圧制御発振器３の発振周波
数が共振周波数近傍に自動的に追従変化し、負荷
５を効率よく誘導加熱することができる。
周波数が変化しても電圧制御発振器３の発振周波
数が共振周波数近傍に自動的に追従変化し、負荷
５を効率よく誘導加熱することができる。
ここで、電圧制御発振器３の発振周波数が負荷
５の共振周波数近傍に自動的に追従変化し、負荷
５を効率よく誘導加熱することができる構成につ
いて、詳細に説明する。負荷５とこれに並列に接
続されたコンデンサとでなる並列LC回路が共振
周波数でもつて駆動されている時は、LC回路に
印加されている駆動電圧に対するLC回路を流れ
る負荷電流の位相差は零になつている。そこで、
上記制御を行うにあたつて、第１図の構成では、
トランスPTとトランスCTとによりそれぞれ駆動
電圧と負荷電流とを検出し、位相比較器２で位相
を比較することになるが、信号処理上の容易さか
ら、通常、この位相比較器２への入力信号の内、
何れか一方の信号例えばトランスCT側からの信
号については、極性が反転する側の端子を位相比
較器２に接続して、極性を反転させている。この
ため、駆動電圧と負荷電流との位相差が零になつ
ている時、位相比較器２からは、入力信号間に
180度の位相差があることを示す信号が出力され
ている。電圧制御発振器３は、駆動電圧と負荷電
流との位相差が零になるように、その発振周波数
を変化させるものであるが、前記の具体的構成で
言えば、位相比較器２の出力信号が位相差180度
を示すように、その発振周波数を変化させる。一
般的に、位相比較器には、位相差が大きくなると
位相差信号が増加するものと、逆に減少するもの
とがある。同様に、電圧制御発振器にも、入力信
号が増加すると発振周波数が増加するものと、逆
に減少するものとがある。ここで用いる位相比較
器２及び電圧制御発振器３としては、どちらの特
性のものを用いても構成できるが、両者を組み合
わせた時の特性としては、当然のことであるが、
駆動電圧と負荷電流の位相差が増加した時にそれ
を減少させるように電圧制御発振器３の発振周波
数が変化すること（負帰還ループを形成するこ
と）が必要である。第１図の構成の如く、負荷５
側が並列LC回路を形成している場合は、共振周
波数を境にして、電圧制御発振器３の発振周波数
即ち駆動電圧の周波数が共振周波数を越えて増加
すると、駆動電圧の位相よりも負荷電流の位相が
進むことになる。従つて、この場合、電圧制御発
振器３の構成としては、駆動電圧の位相よりも負
荷電流の位相が進むと、その位相差に比例して発
振周波数が減少し、逆に遅れると増加する構成で
あることが要求される。尚、負帰還ループを形成
しているのであるから、当然のことながら、駆動
電圧と負荷電流との位相差変化に対する電圧制御
発振器３の発振周波数変化は十分大きく設定され
ている。ところで、このような従来の構成によれ
ば、出力電圧検出用のトランスPTと出力電流検
出用のトランスCTとを用いなければならず、部
品点数が多くなり、回路構成も複雑になるという
欠点がある。
５の共振周波数近傍に自動的に追従変化し、負荷
５を効率よく誘導加熱することができる構成につ
いて、詳細に説明する。負荷５とこれに並列に接
続されたコンデンサとでなる並列LC回路が共振
周波数でもつて駆動されている時は、LC回路に
印加されている駆動電圧に対するLC回路を流れ
る負荷電流の位相差は零になつている。そこで、
上記制御を行うにあたつて、第１図の構成では、
トランスPTとトランスCTとによりそれぞれ駆動
電圧と負荷電流とを検出し、位相比較器２で位相
を比較することになるが、信号処理上の容易さか
ら、通常、この位相比較器２への入力信号の内、
何れか一方の信号例えばトランスCT側からの信
号については、極性が反転する側の端子を位相比
較器２に接続して、極性を反転させている。この
ため、駆動電圧と負荷電流との位相差が零になつ
ている時、位相比較器２からは、入力信号間に
180度の位相差があることを示す信号が出力され
ている。電圧制御発振器３は、駆動電圧と負荷電
流との位相差が零になるように、その発振周波数
を変化させるものであるが、前記の具体的構成で
言えば、位相比較器２の出力信号が位相差180度
を示すように、その発振周波数を変化させる。一
般的に、位相比較器には、位相差が大きくなると
位相差信号が増加するものと、逆に減少するもの
とがある。同様に、電圧制御発振器にも、入力信
号が増加すると発振周波数が増加するものと、逆
に減少するものとがある。ここで用いる位相比較
器２及び電圧制御発振器３としては、どちらの特
性のものを用いても構成できるが、両者を組み合
わせた時の特性としては、当然のことであるが、
駆動電圧と負荷電流の位相差が増加した時にそれ
を減少させるように電圧制御発振器３の発振周波
数が変化すること（負帰還ループを形成するこ
と）が必要である。第１図の構成の如く、負荷５
側が並列LC回路を形成している場合は、共振周
波数を境にして、電圧制御発振器３の発振周波数
即ち駆動電圧の周波数が共振周波数を越えて増加
すると、駆動電圧の位相よりも負荷電流の位相が
進むことになる。従つて、この場合、電圧制御発
振器３の構成としては、駆動電圧の位相よりも負
荷電流の位相が進むと、その位相差に比例して発
振周波数が減少し、逆に遅れると増加する構成で
あることが要求される。尚、負帰還ループを形成
しているのであるから、当然のことながら、駆動
電圧と負荷電流との位相差変化に対する電圧制御
発振器３の発振周波数変化は十分大きく設定され
ている。ところで、このような従来の構成によれ
ば、出力電圧検出用のトランスPTと出力電流検
出用のトランスCTとを用いなければならず、部
品点数が多くなり、回路構成も複雑になるという
欠点がある。
本考案は、この点に鑑みてなされたもので、そ
の目的は、部品点数が少なくて回路構成が簡単な
周波数制御回路を備えたトランジスタインバータ
を提供することにある。
の目的は、部品点数が少なくて回路構成が簡単な
周波数制御回路を備えたトランジスタインバータ
を提供することにある。
この目的を達成する本考案は、負荷電流を検出
する負荷電流検出手段と、周波数可変のゲート駆
動信号を発生する発振器と、前記負荷電流検出手
段の出力信号と前記発振器のゲート駆動信号との
位相差を検出する位相比較器と、前記発振器から
のゲート駆動信号をゲート駆動回路を介して受
け、直流電圧を該ゲート駆動信号と同一の周波数
の交流電圧に変換して負荷に供給するトランジス
タインバータ回路部とを具備し、前記発振器は、
前記位相比較器の位相差信号を受け、前記負荷電
流に対する前記ゲート駆動信号の位相差をなくす
方向に発振周波数を変化される手段を有している
ことを特徴とするものである。
する負荷電流検出手段と、周波数可変のゲート駆
動信号を発生する発振器と、前記負荷電流検出手
段の出力信号と前記発振器のゲート駆動信号との
位相差を検出する位相比較器と、前記発振器から
のゲート駆動信号をゲート駆動回路を介して受
け、直流電圧を該ゲート駆動信号と同一の周波数
の交流電圧に変換して負荷に供給するトランジス
タインバータ回路部とを具備し、前記発振器は、
前記位相比較器の位相差信号を受け、前記負荷電
流に対する前記ゲート駆動信号の位相差をなくす
方向に発振周波数を変化される手段を有している
ことを特徴とするものである。
以下、図面を参照し本考案を詳細に説明する。
第２図は本考案の一実施例を示す回路図であつ
て、第１図と同一部分には同一符号を付して示
す。第２図において、位相比較器２の一方の入力
端子には、電圧制御発振器３の出力信号S1即ちゲ
ート駆動回路４の入力信号が加えられ、他方の入
力端子には、ワークコイル５を流れる負荷電流S2
を波形整形回路６で波形整形した信号S3が加えら
れている。位相比較器２からは、これらゲート駆
動信号S1と波形整形信号S3との位相差信号S4か送
出され、電圧制御発振器３の出力信号S1の発振周
波数は、この位相差信号S4に従つて制御されるこ
とになる。第２図の構成の場合、負荷５側のLC
回路として、直列LC回路が例示されている。
て、第１図と同一部分には同一符号を付して示
す。第２図において、位相比較器２の一方の入力
端子には、電圧制御発振器３の出力信号S1即ちゲ
ート駆動回路４の入力信号が加えられ、他方の入
力端子には、ワークコイル５を流れる負荷電流S2
を波形整形回路６で波形整形した信号S3が加えら
れている。位相比較器２からは、これらゲート駆
動信号S1と波形整形信号S3との位相差信号S4か送
出され、電圧制御発振器３の出力信号S1の発振周
波数は、この位相差信号S4に従つて制御されるこ
とになる。第２図の構成の場合、負荷５側のLC
回路として、直列LC回路が例示されている。
従つて、この場合は、共振周波数を境にして、電
圧制御発振器３の発振周波数が共振周波数を越え
て増加すると、駆動電圧の位相よりも負荷電流の
位相が遅れることになる。このため、第２図中の
電圧制御発振器３は、駆動電圧の位相よりも負荷
電流の位相が遅れるとその位相差に比例して発振
周波数が減少し、逆に進むと発振周波数が増加す
るように構成されている。又、トランスCTは第
１図の従来構成と同様な極性で位相比較器２側に
接続され、負荷電流の極性を反転させた信号が波
形整形回路６を介して位相比較器２に入力するよ
うになつている。従つて、第２図の構成でも、駆
動電圧と負荷電流との位相差が零になつている
時、位相比較器２からは、入力信号間に180度の
位相差があることを示す信号が出力されている。
圧制御発振器３の発振周波数が共振周波数を越え
て増加すると、駆動電圧の位相よりも負荷電流の
位相が遅れることになる。このため、第２図中の
電圧制御発振器３は、駆動電圧の位相よりも負荷
電流の位相が遅れるとその位相差に比例して発振
周波数が減少し、逆に進むと発振周波数が増加す
るように構成されている。又、トランスCTは第
１図の従来構成と同様な極性で位相比較器２側に
接続され、負荷電流の極性を反転させた信号が波
形整形回路６を介して位相比較器２に入力するよ
うになつている。従つて、第２図の構成でも、駆
動電圧と負荷電流との位相差が零になつている
時、位相比較器２からは、入力信号間に180度の
位相差があることを示す信号が出力されている。
第３図はこのように構成された装置の各部の波
形図であつて、第３図ａはゲート駆動信号S1の波
形を示し、第３図ｂは負荷電流S2の波形を示し、
第３図ｃは波形整形回路６の出力信号S3の波形を
示し、第３図ｄは位相比較器２の出力信号S4の波
形を示している。例えば、出力信号S2の位相がｂ
の実線Ａで示すような場合には位相比較器２の出
力信号S4はｄの実線Ａで示すようになり、出力信
号S2の位相が破線Ｂで示すような場合には位相比
較器２の出力信号S4はｄの破線Ｂで示すようにな
る。これにより、位相比較器２の出力電圧の平均
値ｅは例えば第４図に示すようになり、電圧制御
発振器３の出力信号S4の発振周波数はこの平均値
ｅに従つて制御されることになる。即ち、位相比
較器２の出力信号が位相差180度を示すように、
換言すれば駆動電圧と負荷電流との位相差が零に
なるように、電圧制御発振器３は発振周波数を変
化させる。この結果、負荷５の共振周波数が変化
しても電圧制御発振器３の発振周波数は自動的に
共振点近傍に追従変化することになり、負荷５に
最適の周波数で効率よく誘導加熱を行うことがで
きる。
形図であつて、第３図ａはゲート駆動信号S1の波
形を示し、第３図ｂは負荷電流S2の波形を示し、
第３図ｃは波形整形回路６の出力信号S3の波形を
示し、第３図ｄは位相比較器２の出力信号S4の波
形を示している。例えば、出力信号S2の位相がｂ
の実線Ａで示すような場合には位相比較器２の出
力信号S4はｄの実線Ａで示すようになり、出力信
号S2の位相が破線Ｂで示すような場合には位相比
較器２の出力信号S4はｄの破線Ｂで示すようにな
る。これにより、位相比較器２の出力電圧の平均
値ｅは例えば第４図に示すようになり、電圧制御
発振器３の出力信号S4の発振周波数はこの平均値
ｅに従つて制御されることになる。即ち、位相比
較器２の出力信号が位相差180度を示すように、
換言すれば駆動電圧と負荷電流との位相差が零に
なるように、電圧制御発振器３は発振周波数を変
化させる。この結果、負荷５の共振周波数が変化
しても電圧制御発振器３の発振周波数は自動的に
共振点近傍に追従変化することになり、負荷５に
最適の周波数で効率よく誘導加熱を行うことがで
きる。
このような構成によれば、負荷側からの信号検
出が電流のみでよく、従来のような電圧検出のた
めのトランスが不要になり、回路構成の簡略化も
図ることができる。
出が電流のみでよく、従来のような電圧検出のた
めのトランスが不要になり、回路構成の簡略化も
図ることができる。
尚、上記実施例では、高周波誘導加熱装置に備
えられたトランジスタインバータの例について説
明したが、他の用途に用いられるトランジスタイ
ンバータであつても同様である。
えられたトランジスタインバータの例について説
明したが、他の用途に用いられるトランジスタイ
ンバータであつても同様である。
以上説明したように、本考案によれば、部品点
数が少なくて回路構成が簡単な周波数制御回路を
備えたトランジスタインバータを実現できる。
数が少なくて回路構成が簡単な周波数制御回路を
備えたトランジスタインバータを実現できる。
第１図は従来の周波数制御回路の一例を示す回
路図、第２図は本考案の一実施例を示す回路図、
第３図は第２図の各部の波形図、第４図は第２図
の位相比較器の出力電圧の平均値の説明図であ
る。 １……トランジスタインバータ回路部、２……
位相比較器、３……電圧制御発振器、４……ゲー
ト駆動回路、５……負荷（ワークコイル）、６…
…波形整形回路、PT，CT……トランス。
路図、第２図は本考案の一実施例を示す回路図、
第３図は第２図の各部の波形図、第４図は第２図
の位相比較器の出力電圧の平均値の説明図であ
る。 １……トランジスタインバータ回路部、２……
位相比較器、３……電圧制御発振器、４……ゲー
ト駆動回路、５……負荷（ワークコイル）、６…
…波形整形回路、PT，CT……トランス。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 負荷電流を検出する負荷電流検出手段と、 周波数可変のゲート駆動信号を発生する発振器
と、 前記負荷電流検出手段の出力信号と前記発振器
のゲート駆動信号との位相差を検出する位相比較
器と、 前記発振器からのゲート駆動信号をゲート駆動
回路を介して受け、直流電圧を該ゲート駆動信号
と同一の周波数の交流電圧に変換して負荷に供給
するトランジスタインバータ回路部とを具備し、 前記発振器は、前記位相比較器の位相差信号を
受け、前記負荷電流に対する前記ゲート駆動信号
の位相差をなくす方向に発振周波数を変化させる
手段を有していることを特徴とするトランジスタ
インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17832383U JPS6086091U (ja) | 1983-11-17 | 1983-11-17 | トランジスタインバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17832383U JPS6086091U (ja) | 1983-11-17 | 1983-11-17 | トランジスタインバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6086091U JPS6086091U (ja) | 1985-06-13 |
| JPH0329989Y2 true JPH0329989Y2 (ja) | 1991-06-25 |
Family
ID=30387188
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17832383U Granted JPS6086091U (ja) | 1983-11-17 | 1983-11-17 | トランジスタインバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6086091U (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2633546B2 (ja) * | 1987-02-10 | 1997-07-23 | 株式会社東芝 | 誘導加熱調理器 |
| JP2661965B2 (ja) * | 1988-06-13 | 1997-10-08 | 財団法人鉄道総合技術研究所 | インバータの制御装置 |
| JP5705490B2 (ja) * | 2010-09-30 | 2015-04-22 | トヨタ自動車株式会社 | インバータ制御装置およびこれを用いるインバータ制御方法 |
-
1983
- 1983-11-17 JP JP17832383U patent/JPS6086091U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6086091U (ja) | 1985-06-13 |
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