JPH0222632B2 - - Google Patents
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- JPH0222632B2 JPH0222632B2 JP58004966A JP496683A JPH0222632B2 JP H0222632 B2 JPH0222632 B2 JP H0222632B2 JP 58004966 A JP58004966 A JP 58004966A JP 496683 A JP496683 A JP 496683A JP H0222632 B2 JPH0222632 B2 JP H0222632B2
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- Japan
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- frequency
- zero
- diode
- phase
- differential amplifier
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 24
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 5
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000008018 melting Effects 0.000 description 1
- 238000002844 melting Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、焼入，溶解等に使用される高周波誘
導加熱装置に備えられたトランジスタインバータ
に対してAFC（自動周波数制御）を行うための自
動周波数制御回路における高周波ゼロクロス信号
検出回路の改良に関する。
導加熱装置に備えられたトランジスタインバータ
に対してAFC（自動周波数制御）を行うための自
動周波数制御回路における高周波ゼロクロス信号
検出回路の改良に関する。
従来から、誘導加熱用ワークコイルを数10KHz
〜数100KHz程度の周波数で交流駆動し、ワーク
（被加熱物）を誘導加熱する高周波誘導加熱装置
が知られている。このワークコイルに供給する数
10KHz〜数100KHzの交流電源は、商用電源を一
旦直流に変換した後インバータを通して再び交流
に変換することにより得ている。又、上記インバ
ータは、負荷を効率よく誘導加熱する目的から負
荷の状態に応じて最適の周波数で動作するよう
に、作動周波数が自動的に制御されるようになつ
ている。このようなインバータとしては従来より
他制式サイリスタ並列インバータが広く用いられ
ている。しかしながら、このような他制式サイリ
スタ並列インバータではサイリスタを転流させる
ために、負荷に対して常に強い容量性で動作させ
なければならず、動作周波数も高々10KHzと低
く、数10KHz〜数100KHzでの動作は不可能であ
るという問題があつた。
〜数100KHz程度の周波数で交流駆動し、ワーク
（被加熱物）を誘導加熱する高周波誘導加熱装置
が知られている。このワークコイルに供給する数
10KHz〜数100KHzの交流電源は、商用電源を一
旦直流に変換した後インバータを通して再び交流
に変換することにより得ている。又、上記インバ
ータは、負荷を効率よく誘導加熱する目的から負
荷の状態に応じて最適の周波数で動作するよう
に、作動周波数が自動的に制御されるようになつ
ている。このようなインバータとしては従来より
他制式サイリスタ並列インバータが広く用いられ
ている。しかしながら、このような他制式サイリ
スタ並列インバータではサイリスタを転流させる
ために、負荷に対して常に強い容量性で動作させ
なければならず、動作周波数も高々10KHzと低
く、数10KHz〜数100KHzでの動作は不可能であ
るという問題があつた。
この点を解消するものとして、サイリスタに代
えてトランジスタを用いた他制式トランジスタ並
列インバータが出現した。この他制式トランジス
タ並列インバータでは、共振点近傍で動作させる
ことが電力変換効率等の面より望ましい。共振点
近傍で動作させるためには負荷の変化に対して自
動的に共振点近傍にて動作するよう周波数を制御
する手段、いわゆる自動周波数制御回路が採用さ
れる。この自動周波数制御回路は、ワークコイル
部分に発生する高周波電圧をゼロクロス検出して
得た信号と他制式トランジスタ並列インバータを
駆動制御している発振回路の基本波との位相角を
検出し、その差が零になるように基本波の周波数
を制御するものである。
えてトランジスタを用いた他制式トランジスタ並
列インバータが出現した。この他制式トランジス
タ並列インバータでは、共振点近傍で動作させる
ことが電力変換効率等の面より望ましい。共振点
近傍で動作させるためには負荷の変化に対して自
動的に共振点近傍にて動作するよう周波数を制御
する手段、いわゆる自動周波数制御回路が採用さ
れる。この自動周波数制御回路は、ワークコイル
部分に発生する高周波電圧をゼロクロス検出して
得た信号と他制式トランジスタ並列インバータを
駆動制御している発振回路の基本波との位相角を
検出し、その差が零になるように基本波の周波数
を制御するものである。
第１図はこの場合の従来のゼロクロス検出手段
即ち高周波ゼロクロス信号検出回路の一例を示す
構成図である。即ち、ワークコイルに生ずる高周
波電圧eHF（ワークコイルに整合コンデンサが並列
接続され、そのコンデンサより電圧を検出できる
ようになつている）を変圧器PTで検出する。変
圧器PTの２次側には、CR並列回路及び抵抗とダ
イオードの直列回路が並列に接続されている。ダ
イオードD1，D2の両端には変圧器PTの２次側の
交流電圧と同位相の信号（但し、約±0.5Vでク
リツプされている）が得られ、抵抗R1，R2を介
して差動増幅器DAMP（コンパレータとして機能
する）に導かれる。尚、ダイオードD1，D2の一
端は差動増幅器DAMPの接地ラインに接続され
る。差動増幅器DAMPの出力端は、ダイオード
両端に生ずる電圧の極性に応じて、ある一定の電
圧、例えば＋5V、−0.5Vにクリツプされた正又は
負の電圧となる。この差動増幅器DAMPの出力
を抵抗R3とダイオードD3の直列回路で終端する。
ダイオードD3の両端からは変圧器PTに印加され
た高周波電圧の位相に対応した5Vの矩形波e0が
得られる。即ち、ゼロクロス検出が行われ第２図
に示すように入力電圧eHFに対する矩形波信号e0
が得られる。
即ち高周波ゼロクロス信号検出回路の一例を示す
構成図である。即ち、ワークコイルに生ずる高周
波電圧eHF（ワークコイルに整合コンデンサが並列
接続され、そのコンデンサより電圧を検出できる
ようになつている）を変圧器PTで検出する。変
圧器PTの２次側には、CR並列回路及び抵抗とダ
イオードの直列回路が並列に接続されている。ダ
イオードD1，D2の両端には変圧器PTの２次側の
交流電圧と同位相の信号（但し、約±0.5Vでク
リツプされている）が得られ、抵抗R1，R2を介
して差動増幅器DAMP（コンパレータとして機能
する）に導かれる。尚、ダイオードD1，D2の一
端は差動増幅器DAMPの接地ラインに接続され
る。差動増幅器DAMPの出力端は、ダイオード
両端に生ずる電圧の極性に応じて、ある一定の電
圧、例えば＋5V、−0.5Vにクリツプされた正又は
負の電圧となる。この差動増幅器DAMPの出力
を抵抗R3とダイオードD3の直列回路で終端する。
ダイオードD3の両端からは変圧器PTに印加され
た高周波電圧の位相に対応した5Vの矩形波e0が
得られる。即ち、ゼロクロス検出が行われ第２図
に示すように入力電圧eHFに対する矩形波信号e0
が得られる。
ここで、自動周波数制御は、ゼロクロス信号と
して、第２図中のＡ点の信号のみならず、Ｂ点の
信号をも用いて行う。このようにＡ，Ｂ両点の信
号を用いて行う理由は次の通りである。
して、第２図中のＡ点の信号のみならず、Ｂ点の
信号をも用いて行う。このようにＡ，Ｂ両点の信
号を用いて行う理由は次の通りである。
ある時点の位相検出に基づいて発振回路の周波
数を制御しても、次の時点において検出した位相
が、発振回路の基本波の位相に対して自動周波数
制御の維持可能な範囲を越えた差を有している
と、自動周波数制御を維持できなくなる。この自
動周波数制御の維持可能な位相差の範囲は、他制
式トランジスタ並列インバータ用の自動周波数制
御回路においては、インバータに用いられている
素子の特性によつて決まり、上記範囲をあまり広
くとることは困難である。このため、Ａ点の信号
のみ即ち立ち上がりに伴うゼロクロス時の位相の
みを検出して、この位相と基準の位相との位相差
をゼロにするように制御した場合、最初のＡ点に
おける位相検出によつて制御を行つても、負荷の
変化が急であると、次のＡ点においては、検出さ
れた位相が自動周波数制御の維持可能範囲外にず
れて、自動周波数制御の継続が困難になることが
ある。これに対して、Ａ点のみならずＢ点におい
ても位相を検出し、Ｂ点において検出された位相
をも自動周波数制御のために利用すれば、位相検
出の間隔が半分になり、かなりの急激な負荷変化
に対しても自動周波数制御を維持できるようにな
る。
数を制御しても、次の時点において検出した位相
が、発振回路の基本波の位相に対して自動周波数
制御の維持可能な範囲を越えた差を有している
と、自動周波数制御を維持できなくなる。この自
動周波数制御の維持可能な位相差の範囲は、他制
式トランジスタ並列インバータ用の自動周波数制
御回路においては、インバータに用いられている
素子の特性によつて決まり、上記範囲をあまり広
くとることは困難である。このため、Ａ点の信号
のみ即ち立ち上がりに伴うゼロクロス時の位相の
みを検出して、この位相と基準の位相との位相差
をゼロにするように制御した場合、最初のＡ点に
おける位相検出によつて制御を行つても、負荷の
変化が急であると、次のＡ点においては、検出さ
れた位相が自動周波数制御の維持可能範囲外にず
れて、自動周波数制御の継続が困難になることが
ある。これに対して、Ａ点のみならずＢ点におい
ても位相を検出し、Ｂ点において検出された位相
をも自動周波数制御のために利用すれば、位相検
出の間隔が半分になり、かなりの急激な負荷変化
に対しても自動周波数制御を維持できるようにな
る。
しかしながら、従来のゼロクロス信号検出回路
の場合、第２図からも明らかなように、eHFのゼ
ロ点Ａ，Ｂに対し、矩形波e0はＡ点でαns、Ｂ点
でβ（α＋数100）ns位相がずれる。αは差動増幅
器DAMP等の素子による共通の遅れであるが、
Ａ点とＢ点において検出精度相異誤差が数100ns
も生ずる。通常、数10KHz〜数100KHzの高周波
トランジスタインバータに対して、共振点近傍で
動作させるためには10ns程度の検出精度誤差が要
求され、実用に耐えないという欠点があつた。
の場合、第２図からも明らかなように、eHFのゼ
ロ点Ａ，Ｂに対し、矩形波e0はＡ点でαns、Ｂ点
でβ（α＋数100）ns位相がずれる。αは差動増幅
器DAMP等の素子による共通の遅れであるが、
Ａ点とＢ点において検出精度相異誤差が数100ns
も生ずる。通常、数10KHz〜数100KHzの高周波
トランジスタインバータに対して、共振点近傍で
動作させるためには10ns程度の検出精度誤差が要
求され、実用に耐えないという欠点があつた。
本発明は、この点に鑑みてなされたもので、そ
の目的は、ゼロクロス検出における検出精度相異
誤差（以下単にバラツキと称す）が極めて少ない
高周波ゼロクロス信号検出回路を提供することに
ある。
の目的は、ゼロクロス検出における検出精度相異
誤差（以下単にバラツキと称す）が極めて少ない
高周波ゼロクロス信号検出回路を提供することに
ある。
この目的を達成する本発明は、高周波ゼロクス
信号検出回路であつて、高周波出力電圧を変圧器
で受け、この変圧器の２次側巻線の両端を、値の
等しい抵抗をそれぞれ介して、逆並列接続のダイ
オードに接続すると共に、この２次側巻線の中央
を接地し、前記ダイオードの両端に生ずる電圧を
差動増幅器の２つの入力端に導き、且つこの差動
増幅器の出力端を抵抗を介してダイオードで終端
し、このダイオードの両端より前記高周波出力電
圧に関するゼロクロス信号を得るようにしたこと
を特徴とするものである。
信号検出回路であつて、高周波出力電圧を変圧器
で受け、この変圧器の２次側巻線の両端を、値の
等しい抵抗をそれぞれ介して、逆並列接続のダイ
オードに接続すると共に、この２次側巻線の中央
を接地し、前記ダイオードの両端に生ずる電圧を
差動増幅器の２つの入力端に導き、且つこの差動
増幅器の出力端を抵抗を介してダイオードで終端
し、このダイオードの両端より前記高周波出力電
圧に関するゼロクロス信号を得るようにしたこと
を特徴とするものである。
以下、図面を参照し本発明を詳細に説明する。
第３図は本発明に係る高周波ゼロクロス信号検
出回路の一実施例を示す構成図で、第１図の従来
の高周波ゼロクロス信号検出回路と異なるところ
は変圧器PTの２次側巻線の中央を接地ラインに
接続した点である。このような接続の結果、差動
増幅器DAMPの入力端子部分は接地ラインから
みて対称となる。
出回路の一実施例を示す構成図で、第１図の従来
の高周波ゼロクロス信号検出回路と異なるところ
は変圧器PTの２次側巻線の中央を接地ラインに
接続した点である。このような接続の結果、差動
増幅器DAMPの入力端子部分は接地ラインから
みて対称となる。
従来の回路では接地ラインからみて非対称とな
つていたため数100nsのゼロクロス信号検出精度
のバラツキが生じていたが、このような対称型の
構成とすることにより、入力電圧eHFに対する出
力e0の遅れのバラツキは第４図に示すように10ns
と小さくすることが確認された。
つていたため数100nsのゼロクロス信号検出精度
のバラツキが生じていたが、このような対称型の
構成とすることにより、入力電圧eHFに対する出
力e0の遅れのバラツキは第４図に示すように10ns
と小さくすることが確認された。
以上説明したように、本発明によれば、ゼロク
ロス検出を行う差動増幅器の入力回路系を接地ラ
インよりみて対称とすることにより各ゼロクロス
点に対する出力信号の位相遅れのバラツキを10ns
程度に抑えることができ、これは高周波誘導加熱
装置に用いられた他制式トランジスタ並列インバ
ータを周波数制御する自動周波数制御回路用のゼ
ロクロス信号検出信号として用いても、十分実用
に耐え得る位相遅れのバラツキであり、その効果
は大きい。
ロス検出を行う差動増幅器の入力回路系を接地ラ
インよりみて対称とすることにより各ゼロクロス
点に対する出力信号の位相遅れのバラツキを10ns
程度に抑えることができ、これは高周波誘導加熱
装置に用いられた他制式トランジスタ並列インバ
ータを周波数制御する自動周波数制御回路用のゼ
ロクロス信号検出信号として用いても、十分実用
に耐え得る位相遅れのバラツキであり、その効果
は大きい。
第１図は従来の高周波ゼロクロス信号検出回路
の一例を示す構成図、第２図は第１図における入
力と出力との関係を示す説明図、第３図は本発明
に係る高周波ゼロクロス信号検出回路の一実施例
を示す構成図、第４図は第３図回路における入力
と出力との関係を示す波形図である。 PT…変圧器、R1〜R3…抵抗、Ｃ…コンデン
サ、D1〜D3…ダイオード、DAMP…差動増幅
器。
の一例を示す構成図、第２図は第１図における入
力と出力との関係を示す説明図、第３図は本発明
に係る高周波ゼロクロス信号検出回路の一実施例
を示す構成図、第４図は第３図回路における入力
と出力との関係を示す波形図である。 PT…変圧器、R1〜R3…抵抗、Ｃ…コンデン
サ、D1〜D3…ダイオード、DAMP…差動増幅
器。
Claims (1)
- １ 高周波ゼロクロス信号検出回路であつて、高
周波出力電圧を変圧器で受け、この変圧器の２次
側巻線の両端を、値の等しい抵抗をそれぞれ介し
て、逆並列接続のダイオードに接続すると共に、
この２次側巻線の中央を接地し、前記ダイオード
の両端に生ずる電圧を差動増幅器の２つの入力端
に導き、且つこの差動増幅器の出力端を抵抗を介
してダイオードで終端し、このダイオードの両端
より前記高周波出力電圧に関するゼロクロス信号
を得るようにしたことを特徴とする他制式トラン
ジスタ並列インバータ用自動周波数制御回路の高
周波ゼロクロス信号検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58004966A JPS59129589A (ja) | 1983-01-13 | 1983-01-13 | 高周波ゼロクロス信号検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58004966A JPS59129589A (ja) | 1983-01-13 | 1983-01-13 | 高周波ゼロクロス信号検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59129589A JPS59129589A (ja) | 1984-07-25 |
| JPH0222632B2 true JPH0222632B2 (ja) | 1990-05-21 |
Family
ID=11598325
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58004966A Granted JPS59129589A (ja) | 1983-01-13 | 1983-01-13 | 高周波ゼロクロス信号検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59129589A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4728815A (en) * | 1986-10-16 | 1988-03-01 | Motorola, Inc. | Data shaping circuit |
-
1983
- 1983-01-13 JP JP58004966A patent/JPS59129589A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59129589A (ja) | 1984-07-25 |
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