JPS6142392B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 イ 産業上の利用分野 本発明は誘導加熱装置に関するもので、特にそ
の制御回路に関する。

ロ 従来技術 従来、誘導加熱の応用である家庭用誘導加熱調
理器には、トランジスタインバータ装置が用いら
れていた。超音波周波数で大電力変換を行うトラ
ンジスタインバータ回路はLC共振回路を利用す
るが、その制御方法はLC共振回路によりかなり
限定される欠点があつた。

即ち、従来では第１図のインバータ回路の加熱
コイル１、共振コンデンサ２で共振を行わしめる
に際し、トランジスタ３コレクタ電圧の零点又は
フライホールダイオード４の電流を検知してトラ
ンジスタ３にON信号を与えてトランジスタ駆動
をしていたため、トランジスタのON時間を短か
くして発振周波数を上昇させるとトランジスタの
コレクタ電圧の振幅が小さくなり、コレクタ電圧
が零にならずトランジスタのONタイミングを得
ることが出来ないと云う不都合があつた。このた
め、例えば特公昭58−36473号にインバータ回路
へ電力供給をする直流電源電圧と上記コレクタ電
圧とを比較してトランジスタへベース駆動電流を
与える方法が示されている。

然し乍ら、このように直流電源電圧とトランジ
スタのコレクタ電圧とを比較してトランジスタ駆
動をする方法において、出力調節のためインバー
タの発振周波数を変化させた場合、これに応じて
各発振におけるコレクタ電圧が変化してこのコレ
クタ電圧の経時的な立ち下がり状態が変化するの
に対し、直流電源電圧は変化しない。従つて、ト
ランジスタへベース電流を加えるタイミングがイ
ンバータの発振周波数によつて異なるため発振周
波数によつてはトランジスタのスイツチングロス
が大きくなり、加熱効率が悪くなると云う欠点が
あつた。さらに、直流電源電圧とコレクタ電圧は
その検出部が異なるため、加熱コイル等の影響に
より電圧検出の位相がずれると云う問題もあつ
た。

ハ 発明の目的 本発明はこのような点に鑑みて為されたもので
あり、インバータの発振周波数が変化してもトラ
ンジスタへのベース電流を加えるタイミングを一
定に保ち、どのような発振周波数状態においても
トランジスタのスイツチングロスを低くし、動作
効率を高くすることを目的とする。

ニ 発明の構成 本発明はインバータ内のスイツチングトランジ
スタのコレクタ電圧とこのコレクタ電圧の積分電
圧とを比較して、コレクタ電圧がその積分電圧よ
り低くなつてから、該トランジスタを導通させる
構成を採つている。

ホ 実施例 第２図は本発明誘導加熱装置の回路図であつて
５は商用交流電源、６はこの商用交流電源を全波
整流する整流回路、７はこの整流回路６の入力
端子に結ばれたチヨークコイルである。８はこの
チヨークコイル７に連つた入力コンデンサ、９，
１０は上記チヨークコイル７とと整流回路６の
入力端子の間に直列に結ばれた加熱コイル及び共
振コンデンサ、１１はこの共振コンデンサ１０に
並列に設けられたトランジスタ、１２はこのトラ
ンジスタ１１に逆並列に接続されたダイオードで
あつて、これ等の入力コンデンサ８〜ダイオード
１２でインバータ回路１３が構成されている。１
４は上記インバータ回路１３の動作状態を制御す
る制御回路を示し、端子１５，１６でトランジス
タ１１のコレクタ電圧（コレクタ−エミツタ間電
圧）を検出するとともにこのコレクタ電圧の積分
電圧（平均電圧）を生成し、上記コレクタ電圧と
その積分電圧を比較してコレクタ電圧がその積分
電圧より低くなつてから一定時間遅延させて端子
１７，１８間に電圧を発生してトランジスタ１１
にベース電流を供給する。

このような誘導加熱装置において発振周波数が
低から高に変化した場合を第３図の動作波形図を
用いて説明する。制御回路１４からトランジスタ
１１へのベースドライブ電流Ibを流す期間tbを長
くして、発振周波数を低くした状態にあつてはト
ランジスタ１１のコレクタ電流Ic及びダイオード
１２のダイオード電流が多くなり、トランジスタ
１１のコレクタ電圧Vcの振幅も大きくなる。こ
れに応じて上記コレクタ電圧Vcの立ち下がりは
急峻になるとともに上記制御回路１４内で生成さ
れるコレクタ電圧Vcの積分電圧VIcも高くなる。
こうした状態にあつて、各発振期間においてコレ
クタ電圧Vcがその積分電圧VIcより低くなると制
御回路１４はこれを検出して例えば時間ta遅延さ
せてコレクタ電圧Vcが零付菌になつたときにベ
ース電流Ibを供給する。

また一方、ベース電流Ibの供給期間を次第に短
かくして発振周波数を高くして行くとコレクタ電
流Ic、ダイオード電流Idは少くなつてコレクタ電
圧Vcの振幅も小さくなる。これにともなつて、
コレクタ電圧Vcの立ち下がりも緩やかになる。
然し乍ら、このときコレクタ電圧Vcに応じて制
御回路１４内で生成されるその積分電圧VIcも下
がつているためコレクタ電圧Vcの検出レベルも
低くなる。こおため、コレクタ電圧Vcが積分電
圧Vlcより低くなつてから上記と同じta時間遅延
させて制御回路１４からベース電流Ib供給を開始
するときコレクタ電圧Vcは略零又は最小電圧に
なつていてトランジスタ１１に流れる突入電流は
最小限に抑えられる。

従つて、発振周波数が変化した場合においても
トランジスタ１１へのベース電流Ib供給開始のタ
イミングが正確に採れる。

また、入力コンデンサ８の容量が小さくコレク
タ電圧Vcが商用交流電源により変調される場合
も、コレクタ電圧Vcの積分電圧VIcも第４図の如
くこれに応じて変化する。このため、商用交流電
源５の零電圧付近においても常にコレクタ電圧
Vcの零電圧近辺でベース電流Ibが加わる。しか
もコレクタ電圧Vcからその積分電圧Vlcを生成し
て基準電圧としているので、両電圧Vc及びVlcを
比較するときの位相が一致すると云う利点があ
る。

第５図は上記制御回路１４の具体例を示すブロ
ツク図であり、第２図と同一端子には同一番号を
付してある。同図において、１９は例えば第６図
に示すように上記トランジスタ１１のコレクタ電
圧Vcを分圧する分圧抵抗２０，２１及びこの分
圧電圧を平滑して積分電圧Vlcを形成するコンデ
ンサ２２から成る積分回路２３と、上記コレクタ
電圧Vcと上記積分電圧Vlcを比較するコンパレー
タ２４と、で構成される電圧比較回路であつて、
コレクタ電圧Vcが積分電圧Vlcより高いとき
“Ｈ”レベルに、逆のとき“Ｌ”レベルとなる第
３図に示した比較信号ａを出力する。２５は分圧
抵抗２６，２７及びコンデンサ２８より成るピー
ク電圧検出回路を示し、上記トランジスタ１１の
コレクタ電圧Vcの各振動時にその振動に応じた
電荷を上記コンデンサ２８に蓄積する。２９は上
記電圧比較回路１９及びピーク電圧検出回路に結
ばれた遅延回路であり、比較信号ａの立ち下がり
に同期して遅延動作を開始し、略一定時間ta遅延
後信号を出力する。尚、この遅延時間taは上記ピ
ーク電圧検出回路２５のコンデンデンサ２８の各
発振期間時における蓄積電荷量が多いときは遅延
時間taを短かくし、蓄積電荷量が少いときは遅延
時間taを長くするよう微調整される。３０は上記
遅延回路２９からの出力を受けたとき、外部から
のパルス幅制御信号Ｖ_Dにより設定された期間長
tbでパルス幅信号を出力するパルス幅制御回路、
３１は上記バルス幅信号を受ける駆動回路であつ
て、パルス幅信号の存在する期間中上記トランジ
スタ１１にベース電流Ibを供給する。

即ち、この実施例ではコレクタ電圧Vcとその
積分電圧Vlcを電圧比較回路１９で比較回路１９
で比較し、コレクタ電圧Vcが積分電圧より低く
なつてから、遅延回路２９で略一定時間遅延させ
てからベース電流Ibを生成するだけでなく、各発
振のコレクタ電圧Vcのピークの大きさに応じて
上記遅延回路２９の遅延時間を微調整して、急激
な発振周波数変化に対しても安定発振を行えるよ
うにしている。

尚、本実施例では遅延回路２９の遅延時間taの
微調整は例えばトランジスタ１１のONパルス幅
即ち、トランジスタ１１へのベース電流供給期間
に応じて行うことも考えられる。

ヘ 発明の効果 以上述べた如く、本発明誘導加熱装置はインバ
ータ内のスイツチング素子の端子電圧とこの端子
電圧の積分電圧とを比較して、端子電圧がその積
分電圧より低くなつてから、該スイツチング素子
を導通させる構成を採つてるので、インバータの
発振周波数が変化してもスイツチング素子の導通
タイミングを一定に保ち、どのような発振周波数
状態においてもスイツチング素子のスイツチング
ロスを低くし、動作効率を高くすることが出来
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は誘導加熱装置に利用される一般的なイ
ンバータ回路図、第２図は本発明誘導加熱装置の
全体回路図、第３図は本発明誘導加熱装置のイン
バータ動作を説明するためのタイムチヤート図、
第４図はトランジスタのコレクタ電圧及びその積
分電圧が商用交流電源によつて変調された状態を
示す図、第５図は制御回路のブロツク図、第６図
は電圧比較回路の回路図である。 ６……全波整流回路、８……入力コンデンサ、
９……加熱コイル、１０……共振コンデンサ、１
１……トランジスタ、１２……ダイオード、１３
……インバータ、１４……制御回路、１９……電
圧比較回路、２３……積分回路、２５……ピーク
電圧検出回路、２９……遅延回路、３０……パル
ス幅制御回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源を高周波電力に変換するインバータ
   回路と、このインバータ回路の動作状態を制御す
   る制御回路とから成る誘導加熱装において、上記
   インバータ回路はスイツチング素子、このスイツ
   チング素子に逆並列に接続されたダイオード、上
   記スイツチング素子に直列接続された加熱コイ
   ル、この加熱コイルと共振回路を形成する共振コ
   ンデンサから構成され、上記制御回路は上記スイ
   ツチング素子の端子電圧とこの端子間電圧の積分
   電圧とを比較して、このスイツチング素子端子電
   圧がその積分電圧より低くなつてから上記スイツ
   チング素子を導通させることを特徴とした誘導加
   熱装置。 ２ 上記スイツチング素子端子電圧がその積分電
   圧より低くなつてから上記スイツチング素子を導
   通させるまでに遅延させることを特徴とした特許
   請求の範囲第１項記載の誘導加熱装置。 ３ 上記遅延時間はインバータの各発振における
   スイツチング素子端子電圧に応じて変化させるこ
   とを特徴とした特許請求の範囲第１項又は第２項
   記載の誘導加熱装置。