JPS58136265A - 入出力非絶縁形スイツチング電源 - Google Patents
入出力非絶縁形スイツチング電源Info
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- JPS58136265A JPS58136265A JP1691682A JP1691682A JPS58136265A JP S58136265 A JPS58136265 A JP S58136265A JP 1691682 A JP1691682 A JP 1691682A JP 1691682 A JP1691682 A JP 1691682A JP S58136265 A JPS58136265 A JP S58136265A
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- Japan
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- transistor
- input
- switching
- coil
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は入出力非絶縁形スイッチング電源の改良に関す
るものである。
るものである。
従来、この種の入出力非絶縁形スイッチング電源としす
第１図に示すようなチ、ツノく方式が広く知られている
。これはトランジスタ４のスイッチング動作によって直
流入力電圧から変換された矩形波パルス電圧ｔ−Ｌｇ、
ｃ９からなる平滑回路に印加して、その平均直流電圧を
出力として取）出すものである。入力電圧、出力電圧ス
イッチング周期、トランジスタのオン幅をそれぞれＶｉ
、Ｖ。、Ｔ。
第１図に示すようなチ、ツノく方式が広く知られている
。これはトランジスタ４のスイッチング動作によって直
流入力電圧から変換された矩形波パルス電圧ｔ−Ｌｇ、
ｃ９からなる平滑回路に印加して、その平均直流電圧を
出力として取）出すものである。入力電圧、出力電圧ス
イッチング周期、トランジスタのオン幅をそれぞれＶｉ
、Ｖ。、Ｔ。
ＴＯＮ とするとこれらの間には下記の関係がある。
出力電圧■ｏは通常周期Ｔ′ｔ−固定しオン幅ＴＯＮを
可変することによって安定化される。
可変することによって安定化される。
イ
しかし、従来のチ、、パ方式の場合、ス−，チングトラ
ンジスタの負荷が舖導負荷でありターンオン及びターン
オフ時に急激に大電流をスイッチングするために、トラ
ンジスタ及びダイオードのスイッチングロスが大きい、
放射ノイズが大金くしかもかなシの高調波にわたってレ
ベルが高ｂ１逆サージ防止のためトランジスタやダイオ
ードにサージサブレ、すが必要である等の欠点があり九
〇またこれらの欠点はスイッチング動作の高周波化と共
に顕著になるため高周波化による電源の小形化を阻外す
る基本的な要因であった。
ンジスタの負荷が舖導負荷でありターンオン及びターン
オフ時に急激に大電流をスイッチングするために、トラ
ンジスタ及びダイオードのスイッチングロスが大きい、
放射ノイズが大金くしかもかなシの高調波にわたってレ
ベルが高ｂ１逆サージ防止のためトランジスタやダイオ
ードにサージサブレ、すが必要である等の欠点があり九
〇またこれらの欠点はスイッチング動作の高周波化と共
に顕著になるため高周波化による電源の小形化を阻外す
る基本的な要因であった。
本発明の目的はＬＣ共振作用を利用してサイン波電流を
スイッチングすることによシ上記欠点を除去し、低損失
で信頼度が高く、動作周波数の尚周波化が可能な入出力
非絶縁形スイッチング電源を提供することにある。
スイッチングすることによシ上記欠点を除去し、低損失
で信頼度が高く、動作周波数の尚周波化が可能な入出力
非絶縁形スイッチング電源を提供することにある。
本発明の入出力非絶縁形スイッチング電源は、第１のコ
イルと第１のスイッチング素子と第１のコンデンサとか
らなる直列回路が入力電源の両端に接続され、前記ｗｃ
１のコンデンサと並列に第２のスイッチング素子と第２
のコイルと＠２のコンデンサとからなる直列回路と第１
のダイオードが接続され、前記第２のコンデンサと並列
に負荷抵抗器が接続されたことを特徴とする。
イルと第１のスイッチング素子と第１のコンデンサとか
らなる直列回路が入力電源の両端に接続され、前記ｗｃ
１のコンデンサと並列に第２のスイッチング素子と第２
のコイルと＠２のコンデンサとからなる直列回路と第１
のダイオードが接続され、前記第２のコンデンサと並列
に負荷抵抗器が接続されたことを特徴とする。
次に第２図に示す本発明の実施例につき説明する。この
例はコイル１２．トランジスタ１３．コンデンサ１４か
らガる直列回路が入力電源１の両端に接続され、前記コ
ンデンサ１４と並列にダイオード、１５及びトランジス
タ１６．コイル１７゜コンデンサ９からなる直列回路が
接続されている。
例はコイル１２．トランジスタ１３．コンデンサ１４か
らガる直列回路が入力電源１の両端に接続され、前記コ
ンデンサ１４と並列にダイオード、１５及びトランジス
タ１６．コイル１７゜コンデンサ９からなる直列回路が
接続されている。
；ンデンサ９の両端電圧を本電源の出力電圧とし、コン
デンサ９と並列に負荷抵抗器１０を接続している。トラ
ンジスタ１３．１６の駆動は制御回路１８によってなさ
れ、制御回路１８は検出出力電圧を安定化するよう、そ
の発振周波数を変えつつトランジスタ１３，１６ｔ−交
互にオンオフさせる。
デンサ９と並列に負荷抵抗器１０を接続している。トラ
ンジスタ１３．１６の駆動は制御回路１８によってなさ
れ、制御回路１８は検出出力電圧を安定化するよう、そ
の発振周波数を変えつつトランジスタ１３，１６ｔ−交
互にオンオフさせる。
ここでトランジスタ１３がオン、トランジスタ１６がオ
フしている期間（１／２周期）をサイクル１１その逆の
期間（ｌ／２周期）をサイクルＩとする０本回路のスイ
ッチング動作はサイクル■。
フしている期間（１／２周期）をサイクル１１その逆の
期間（ｌ／２周期）をサイクルＩとする０本回路のスイ
ッチング動作はサイクル■。
■からなシ２つのサイクルによって一周期を形成する。
上記のような回路構成において、まずトランジスタ１３
がオンする直前のコンデンサ１４の両端電圧は後述する
ように０ボルトにある。したがって、サイクル■におい
てトランジスタ１３がオンするとＬＣ共振作用によ〕、
第３図に示すよりなＬＣ共振電流’Ｌｌｌ！が入力電源
ｌからコンデンサ１４へ流れ込む。この充電電流が流れ
終った時点においてコンデンサ１１の両端電圧−９Ｏ１
４Ｆｉ第３図に示すように共振波形の最大値をとる。
がオンする直前のコンデンサ１４の両端電圧は後述する
ように０ボルトにある。したがって、サイクル■におい
てトランジスタ１３がオンするとＬＣ共振作用によ〕、
第３図に示すよりなＬＣ共振電流’Ｌｌｌ！が入力電源
ｌからコンデンサ１４へ流れ込む。この充電電流が流れ
終った時点においてコンデンサ１１の両端電圧−９Ｏ１
４Ｆｉ第３図に示すように共振波形の最大値をとる。
ここでフィル１２のインダクタンス、コンデンサ１４の
容量、入力電圧をそれぞれＬ１礼０□４．Ｅとし、また
サイクル■の開始時を原点とする時刻２ｔとすると下式
（ｔ）、 （２）の関係が成シ立っ。
容量、入力電圧をそれぞれＬ１礼０□４．Ｅとし、また
サイクル■の開始時を原点とする時刻２ｔとすると下式
（ｔ）、 （２）の関係が成シ立っ。
はスイッチング周期）においては、コンデンサＣ１４の
充電は完了しているが、トランジスタ１６はオフし、ま
たトランジスタ１３の導通方向が逆向きのため、コンデ
ンサ１４から入力側及び出力側へ放電されず、コンデン
サＣ１４は充電時の最大電ンジスタ１３がオフし、トラ
ンジスタ１６がオンすると、コイル１７との共振作用に
よシコンデンサ１４の電荷はコンデンサ９へ放電される
。第３図のｉＬ１？がこの放電電流を示す、放電途中に
おいてコンデンサ１４の両端電圧は入力電圧Ｅ及び出力
電圧Ｖｏ （コンデンサ９の電圧）よ）％低くなるがト
ランジスタ１３がオフしておｆｉ、を九）ランジスタ１
６の導通方向が逆向きのため、入出力からコンデンサＣ
１４へ電流が流れ込むことはない、ここでコイル１７の
インダクタンスｔ−Ｌ□７とすると、コンデンサＣ１４
が放電を開始し、その両端電圧が０ボルトになるまでの
時間をτＤｏとれる。
充電は完了しているが、トランジスタ１６はオフし、ま
たトランジスタ１３の導通方向が逆向きのため、コンデ
ンサ１４から入力側及び出力側へ放電されず、コンデン
サＣ１４は充電時の最大電ンジスタ１３がオフし、トラ
ンジスタ１６がオンすると、コイル１７との共振作用に
よシコンデンサ１４の電荷はコンデンサ９へ放電される
。第３図のｉＬ１？がこの放電電流を示す、放電途中に
おいてコンデンサ１４の両端電圧は入力電圧Ｅ及び出力
電圧Ｖｏ （コンデンサ９の電圧）よ）％低くなるがト
ランジスタ１３がオフしておｆｉ、を九）ランジスタ１
６の導通方向が逆向きのため、入出力からコンデンサＣ
１４へ電流が流れ込むことはない、ここでコイル１７の
インダクタンスｔ−Ｌ□７とすると、コンデンサＣ１４
が放電を開始し、その両端電圧が０ボルトになるまでの
時間をτＤｏとれる。
Ｔ
Ｖｏ１４＝Ｖｏ＋（２Ｅ−Ｖ６） ｃ’ｓ−一」−一’
１ＪＬ１７Ｃ１４ 但し、Ｅ ＞ Ｖ ６ ・・・・
・・・・・ （６）＠３図かられかるように、コンデン
サＣ１４の両端電圧が０ポルトまで低下し九時、コイル
１７の励磁電流は最大となる。コイル１７の最大励磁電
流ＩＬ１７ｍは下式（７）で表わされる。
１ＪＬ１７Ｃ１４ 但し、Ｅ ＞ Ｖ ６ ・・・・
・・・・・ （６）＠３図かられかるように、コンデン
サＣ１４の両端電圧が０ポルトまで低下し九時、コイル
１７の励磁電流は最大となる。コイル１７の最大励磁電
流ＩＬ１７ｍは下式（７）で表わされる。
・・・・・・・・・ （７）
以後のコイル１７の励磁電流はダイオード１５を介して
リセットされる。このリセット期間ｋ １ＢＢとすると
、この期間のコイル１７の電流’Ｌｌ？及びｒＢ、Ｂ
は下式（８）、 （９）で表わされる。
リセットされる。このリセット期間ｋ １ＢＢとすると
、この期間のコイル１７の電流’Ｌｌ？及びｒＢ、Ｂ
は下式（８）、 （９）で表わされる。
コイル１７の消磁完了後は、次のサイクルエが開始され
るまで回路動作は静止している。
るまで回路動作は静止している。
尚、前記（３）〜（９）式の導出において、コンデンサ
９０両端電圧、則ち出力電圧ｖ０は、コンデンサ９と抵
抗器１０とからなる放電回路の時定数は周期Ｔに比べて
非常に大−デ仮定しておシ、サイクルＩ、Ｉｔ−通して
その電圧値は不変であるとした。
９０両端電圧、則ち出力電圧ｖ０は、コンデンサ９と抵
抗器１０とからなる放電回路の時定数は周期Ｔに比べて
非常に大−デ仮定しておシ、サイクルＩ、Ｉｔ−通して
その電圧値は不変であるとした。
以上の説明かられかるように、各トランジスタを流れる
電流がサイン波状のため発生ノイズ周波数は基本波のみ
であル高調波成分はほとんどない。
電流がサイン波状のため発生ノイズ周波数は基本波のみ
であル高調波成分はほとんどない。
を友ターンオン及びターンオフ時のトランジスタ１３．
１６の電流は０であシ、スイッチングロスはなくまｔサ
ージ電流もない。したがって動作周波ａを＾周波化して
も、ノイズサージ電流が増大した）、電源の電力変換効
率が低下するようなことはない。
１６の電流は０であシ、スイッチングロスはなくまｔサ
ージ電流もない。したがって動作周波ａを＾周波化して
も、ノイズサージ電流が増大した）、電源の電力変換効
率が低下するようなことはない。
尚、周波数、負荷抵抗をそれぞれｆ、Ｒとすると出力電
力Ｐ。は ■Ｏ１ｉ（ｍａｘ）＝２Ｅであるから、出力電圧Ｖ□ｔ
ｍＸ））式より下式（１１）のように表わされる。
力Ｐ。は ■Ｏ１ｉ（ｍａｘ）＝２Ｅであるから、出力電圧Ｖ□ｔ
ｍＸ））式より下式（１１）のように表わされる。
ＶＯ＝ Ｅ荘πば ・・・・・・・・・（１
１）上式から出力電圧■ｏはｆ、Ｒ，Ｅ の関数であ夛
、逆に入力電圧Ｅあるいは負荷抵抗器の変動に対して、
周波数ｆ′ｆｔｇ整することにより、出力電圧ｖｏを安
定化できることがわかる。
１）上式から出力電圧■ｏはｆ、Ｒ，Ｅ の関数であ夛
、逆に入力電圧Ｅあるいは負荷抵抗器の変動に対して、
周波数ｆ′ｆｔｇ整することにより、出力電圧ｖｏを安
定化できることがわかる。
本発明は以上説明したように入出力非絶縁降圧形スイッ
チング電源において、共振作用を利用しスイッチング素
子の電流をサイン波状にすることによ）スイッチングロ
スがなく高周波化した場合でも低損失である。ノイズは
ＬＣ共振周波数の基本波のみであル、高周波成分子ｔｔ
とんど含まない。
チング電源において、共振作用を利用しスイッチング素
子の電流をサイン波状にすることによ）スイッチングロ
スがなく高周波化した場合でも低損失である。ノイズは
ＬＣ共振周波数の基本波のみであル、高周波成分子ｔｔ
とんど含まない。
またサージ電流が流れないためスイッチング素子にサー
ジサプレッサが不要である等のすぐれた特徴を有する。
ジサプレッサが不要である等のすぐれた特徴を有する。
第１図は従来の例を示す回路図、第２図は本発明の一実
施例を示す回路図、第３図はｆＪｇ２図の動作を示す波
形図である。 ｌ・・・・・・入力電源、２・・・・・・抵抗器、３・
・・・・・コンデンサ、４・・・・・・トランジスタ、
５・・・・・・ダイオード、６・・・・・・抵抗器、７
・・・・・・コンデンサ、８・・・・・・コイル−９・
・・・・・コンデンサ、１０・・・・・・負荷抵抗器、
１１・・・・・・・・・制御回路％ １２・・・・・・
コイル、１３・・・・・・トランジスタ、１４・・・・
・・コンデンサ、１５・旧・・ダイオーＶ、１６・・・
・・・トランジスタ、１７・・・・・・コイル、１８・
・・・・・制御回路。
施例を示す回路図、第３図はｆＪｇ２図の動作を示す波
形図である。 ｌ・・・・・・入力電源、２・・・・・・抵抗器、３・
・・・・・コンデンサ、４・・・・・・トランジスタ、
５・・・・・・ダイオード、６・・・・・・抵抗器、７
・・・・・・コンデンサ、８・・・・・・コイル−９・
・・・・・コンデンサ、１０・・・・・・負荷抵抗器、
１１・・・・・・・・・制御回路％ １２・・・・・・
コイル、１３・・・・・・トランジスタ、１４・・・・
・・コンデンサ、１５・旧・・ダイオーＶ、１６・・・
・・・トランジスタ、１７・・・・・・コイル、１８・
・・・・・制御回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 第１のコイルと第１のスイッチング素子と第１のコンデ
ンサとからなる直列回路が入力電源の両端に接続され、
前記第１のコンデンサと並列に第２のスイッチング素子
と第２のコイルと第２のコｔ′ ンデンサとからｐる直列回路と第１のダイオードが接続
され、前記第２のコンデンサと並列に負荷抵抗器が接続
されたことを特徴とする入出力非絶縁形スイッチング電
源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1691682A JPS58136265A (ja) | 1982-02-04 | 1982-02-04 | 入出力非絶縁形スイツチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1691682A JPS58136265A (ja) | 1982-02-04 | 1982-02-04 | 入出力非絶縁形スイツチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58136265A true JPS58136265A (ja) | 1983-08-13 |
| JPS6231584B2 JPS6231584B2 (ja) | 1987-07-09 |
Family
ID=11929451
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1691682A Granted JPS58136265A (ja) | 1982-02-04 | 1982-02-04 | 入出力非絶縁形スイツチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58136265A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2655786A1 (fr) * | 1989-12-12 | 1991-06-14 | Sextant Avionique | Alimentation du type convertisseur alternatif-continu a decoupage. |
| JP2016101070A (ja) * | 2014-11-26 | 2016-05-30 | 株式会社ダイヘン | 降圧チョッパ回路及び溶接用電源装置 |
-
1982
- 1982-02-04 JP JP1691682A patent/JPS58136265A/ja active Granted
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2655786A1 (fr) * | 1989-12-12 | 1991-06-14 | Sextant Avionique | Alimentation du type convertisseur alternatif-continu a decoupage. |
| US5072355A (en) * | 1989-12-12 | 1991-12-10 | Sextant Avionique | Ac-dc chopper converter type of supply |
| JP2016101070A (ja) * | 2014-11-26 | 2016-05-30 | 株式会社ダイヘン | 降圧チョッパ回路及び溶接用電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6231584B2 (ja) | 1987-07-09 |
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