JPS598148B2 - 周波数変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は周波数変換装置、特に低周波交流を直接高周波
交流電力に変換する高周波サイクロコンバータ装置に関
するものである。

従来、低周波交流を直接高周波交流に変換する周波数変
換装置の実施例は非常に少なく、その非常に少ない実施
例では制御回路が複雑になつたり、あるいは、負荷変動
に対して不安定な動作をするものが多い。

また回路が複雑になり高価格になるなどの欠点かあつた
。本発明は以上の欠点を考え、非常に簡単な構成で、低
周波交流を直接高周波交流に変換する周波数変換装置を
提供するものであり、特に低価格の誘導加熱調理器を実
現することの可能な周波数変換装置を提供するものであ
る。

以下、図面に従がい本発明の一実施例について詳細な説
明を行なう。

第１図において、低周波交流電源１より、電源スイッチ
２を介して周波数変換回路３に交流電圧を加える。

周波数変換回路３は制御回路４により制御され、低周波
交流を直接高周波交流に変換する。周波数変換回路３は
入力コンデンサ３０を交流入力端子ＵＶの両端に接続し
、入力端子ＵＶ間にチヨークコ・にル３１と双方向導通
可能なパワー半導体ブロック３２の直列回路を接続し、
またパワースイツチング半導体プロツク３２と並列関係
に共振用コンデンサ３３と共振用インダクタを兼用する
加熱コイル３４の直列共振回路を接続する。またパワー
スイツチング半導体プロツク３２と並列関係に、スナバ
ーコンデンサ３５とスナバ一抵抗３６のＲＣ直列回路を
接続する。パワースイツチング半導体プロツク３２はサ
イリスタ３２ａ，３２ｂを逆並列接続したもので、制御
回路４により、サイリスタ３２ａ，３２ｂの導通を制御
する。また制御回路４は加熱コイル３４の電流を検知す
る電流トランス３７により、フイードバツク制御するも
ので、入力電圧を検知する入力端子部４０ａ，４０ｂの
入力信号、および加熱コイル電流検知用電流トランス３
７との接続入力端子４１ａ，４１ｂの入力信号によりサ
イリスタ３２ａのゲ゛一ト出力端子４２ａ，４２ａ′お
よびサイリスタ３２ｂのゲート出力端子４２ｂ，４２ｂ
′の導通を制御する。次に第２図Ａにはパワースイツチ
ング半導体プロツク３２の順方向電流、Ｂはゲートトリ
ガ電流、Ｃはゲートトリガ電圧であり、サイリスタ３２
ａ，３２ｂ同時にゲ゛一トトリガ電流を与え、かつ、同
時にゲート逆バイアス電圧を加える。ゲート逆バイアス
電圧は、パルストランスのはねかえり特性を利用して得
ることができるゲートトリガ電流パルスベース幅Ｔｇｐ
は、２個のサイリスタ３２ａ，３２ｂの順方向電流パル
ス幅Ｔａ，ｔｂの和よりも短かく、先に導通したサイリ
スタ３２ａの電流パルス幅Ｔａよりも長くし、必らず双
方のサイリスタ３２ａ，３２ｂが同時に導通するように
設定し無効電流回生動作を行なわせる。通常、サイリス
タ電流パルス幅Ｔａは１８〜２０μＳｅｃが最大であり
、ゲ゛一トトリガ電流パルヌ幅Ｔｇｐは３〜５μＳｅｃ
ほど長く設定する。ターンオフタイムＴｂは１０〜１２
μＳｅｃであり、約５〜７′１ｓｅｃほど逆バイアス電
圧が加わり、サイリスタの蓄積キヤリヤの減少が早くな
る。よつて、同時トリガ同時逆バイアスにより、サイリ
スタは高速でオンオフ可能である。

第３図は本発明による制御回路４の一実施例であり、加
熱コイル３４電流および、交流入力電圧を検知して、パ
ワースイツチング半導体プロツクを制御するものである
。

ピーク電流検知回路４３は電流１・ランス３７の出力端
子より、入力端子４１ａ，４１ｂに接続され、倍圧整流
回路を購成する。

ダイオード４３１，４３２、およびコンデンサ４３３，
４３４により、コンデンサ４３６に加熱コイル３４のピ
ーク電流に応じた出力信号を得る。ピーク電流検知回路
４３の出力信号は、差動増幅回路４４の入力端子に接続
され、差動増幅回路４４の一方の設定入力との比較を行
ない、出力電圧Ｖｃにより、ゲートトリガ電流の導通周
期を制御する。差動増幅回路４４は第３図に示す如く、
公知の回路で簡単な購成でよい。差動増幅回路４４の一
方の入力端子は設定レベル可変抵抗４４６により自由に
変えられる。電圧リミツタ一回路４５は差動増幅回路４
４の出力電圧が一定レベル以上にならないようにするも
ので、トランジスタ４５０のベース電圧以上にならない
。電圧制御形発振回路（略してＶＣＯ）４６は、差電増
幅回路４４の出力電圧ＶＣにより、発振周期が変化し、
ゲートトリガ電流は一定となる。

いわゆるパルスポジシヨンコントロールを行なう。ＶＣ
Ｏ４６は、市販されているＩＣ（５５５タイマー）を利
用したもので、抵抗４６０，４６１およびコンデンサ４
６２により、発振周期が定まり、５５５タイマー１Ｃ４
６３のコントロール端子５ピンの電圧ＶＣ：すなわち差
動増幅回路４４の出力電圧により、５５５タイマー１Ｃ
４６３の出力端子３のオン期間が一定となる。ＶＣＯ４
６の出力はバツフア回路４７に加えられ、インバータ４
７０の出力電圧Ｖｇは５５５タイマー［Ｃ４６３の出力
端子３の反転信号となり、ゲートドライブ回路４８のダ
ーリントンスイツチングトランジスタ４８０，４８１の
オフ期間を制御する。オン期間は第２図のＴｇｐと等し
い。トランジスタ４８１のコレクタには抵抗４８３と、
パルストランス４８４の直列回路を接続し、パルストラ
ンス４８４には２つの２次巻線を設け、コンデンサ４８
５ａと抵抗４８６ａの並列回路をサイリスタ３２ａのゲ
ートへ、また、他方の２次巻線に、コンデンサ４８５ｂ
と抵抗４８６ｂの並列回路をサイリスタ３２ｂのゲート
へ接続する。サイリスタ３２ａ，３２ｂのゲート−カソ
ード間には並列抵抗４８７ａ，４８７ｂをそれぞれ接続
する。このように、ｌケのパルストランスによりゲ゛一
ト電流を流し、オフ時のはねかえり特性による逆電圧を
利用するので購成が簡単になる。第３図の入力電圧検知
回路４９により、入力交流電圧の零クロス点を検知し、
零点パルス発生回路５０により、入力交流電圧の零点で
パルス発生させるもので第４図に示すＣＰの如きパルス
を発生させる。第４図Ｖｉｎは入力交流電圧波形、Ｐは
入力電圧検知回路４９の出力信号、ＣＰは零点パルス発
生回路５０の出力信号で、零点パルス信号ＣＰに応じて
変化する起動回路５１に加えられる。起動回路５１は抵
抗５１０と起動スイツチ５１１の直列回路の接続点をＤ
フリツプフロツプ５１２のＤ端子に接続し、起動スイツ
チ５１１が閉じている時、ゲートトリガ電流は与えられ
ず、開くとＤ端子がＨレベルとなり、ＮＯＲゲート５１
３の出力は第４図０Ｃの如き波形となる。Ｄ端子がＬレ
ベルの時には信号０ＣはＬレベルで、ＶＣＯ４６のコン
デンサ４６２を短絡して、アステーブルマルチパイプレ
ータの発振を停止せしめる。よつて第４図０Ｃの波形で
は、インバータ４７０の出力信号Ｖｇは零点近辺で、Ｌ
レベルとなる。したがつて、零点近辺ではゲートトリガ
電流は与えられず、周波数変換回路は動作しない。なお
発振起動時にはソフトスタート回路５２により、発振動
作時とほぼ同じ一定電圧がピーク電流検知回路４３の出
力コンデンサ４３６に加えられ、必らず低い周波数から
発振起動する。これはＤフリツプフロツプ５１２の０端
子が発振停止時にはＨレベルで、インバータ５１４の出
力はＬレベルで、トランジスタ５２０はオン状態となる
。また起動遅延回路５３は制御回路の電源電圧ＶＤＤが
所定レベルに達して発振開始されるもので、抵抗５３０
とコンデンサ５３１の時定数によつて決まる時間発振起
動せず、Ｄフリツプフロツプ５１２の出力はＱはクリア
される。第４図の波形１ｔｈはサイリスタ３２ａ，３２
ｂの波形で、破線は包絡線を示す。

第５図は加熱コイル電流波形を示し、ＩＬＡは負荷時Ｌ
Ｂは無負荷時の波形で、ピーク電流値ＩＰＰをほぼ一定
にすることにより、発振周期ＴＯＡ，ＴＯＢは負荷時無
負荷に変化し、無負荷時の同期が長くなる。

このようにピーク−トウ−ピーク電流１ＰＰを一定にす
ることによりほぼ出力電流の実効値も一定になる。誘導
加熱調理器では、加熱コイル電流を一定にすると、鍋へ
の出力はほぼ一定となる。また無負荷時にはサイリスタ
３２ａ，３２ｂのピーク電流値は減少し、損失も減少す
る特徴がある。以上述べた如く本発明は２つの２次巻線
を有する１つのパルストランスにより、逆並列接続され
たサイリスタに同時にゲートトリガ電流を加え、双方向
にサイリスタが導通して、パルストランスの励磁電流が
零となる時のはねかえり電圧によりゲート逆バイアス電
圧を加えるもので、簡単な周波数変換回路とゲートトリ
ガ回路により、直接低周波交流を高周波交流に変換でき
る。

特に双方向導通可能なパワースイツチング半導体プロツ
クの導通期間は負荷変動によつてもほぼ一定であり、ゲ
ートトリガ電流パルス幅Ｔｇｐは負荷時の先に導通した
サイリスタ電流パルス幅よりもわずかに長くするだけで
よい。また交流入力電圧の極性に応じて導通順序を変え
る必要が全くなく、制御回路は非常に簡単になる。また
回路パラメータを検知してフイードバツク制御を行なう
場合には、パワー半導体プロツク電流又は加熱コイルを
含む直列共振回路電流のピーク−トウ−ピーク電流を一
定にすることにより、無負荷時におけるサイリスタピー
ク電流の増加を減らし、逆に減少させることができる。
特に誘導加熱調理器の場合、定出力電流制御により鍋へ
の出力をほぼ一定にできる。またゲートトリガ電流パル
ス幅は一定にし、ゲート逆バイアス時間のみを変えて、
安定な動作を得ることができる。さらに発振起動時には
低い周波数で起動させて、発振起動時におけるフイード
バツク回路の過渡応答におけるパワースイツチング半導
体プロツクの過渡電流、過渡電圧を押えることができる
。また交流入力電圧の零点近辺ではゲートトリガ電流を
止めて、発振を安定化している。なお本発明の周波数変
換回路は実施図面に限らず、他の回路゛にも応用でき、
特に高周波トランスの駆動にも適している。また実施例
には示さなかつたが、零電圧近辺で発振周期を長くすれ
ば、さらに安定な発振が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による周波数変換装置の一実施例を示す
回路図、第２図はその各部波形図、第３図は本発明によ
る周波数変換装置の制御回路の一実施例を示す図、第４
図はその一部信号波形図、第５図は本発明による出力波
形の制御法を示すもので、負荷時と無負荷時の波形図で
ある。 １・・・・・・低周波交流電源、２・・・・・・電源ス
イツチ、３・・・・・・周波数変換回路、４・・・・・
・制御回路、３０・・・・・・入力コンデンサ、３１・
・・・・・チヨークコイル、３２・・・・・・半導体プ
ロツク、３３・・・・・・共振用コンデ ンサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 低周波交流電源にチョークコイルを介し、パワース
   イッチング半導体が逆並列接続されたパワースイッチン
   グ半導体ブロックを接続し、前記パワースイッチング半
   導体ブロックに並列接続された共振用コンデンサと共振
   用インダクタよりなる直列共振回路で構成された周波数
   変換回路と、前記パワースイッチング半導体ブロックの
   ゲート端子に接続されたゲートドライブ回路とこのゲー
   トドライブ回路に接続された発振回路を含む制御回路よ
   りなり、前記ゲートドライブ回路は前記低周波交流電源
   の位相に関係なく前記パワースイッチング半導体の駆動
   端子間に同時に順方向電圧を印加するとともに、前記順
   方向電圧の終了時に同時に逆方向電圧を印加する周波数
   変換装置。 ２ ゲートドライブ回路は少なくとも１つのパルストラ
   ンスを含み、２つの２次巻線を有する特許請求の範囲第
   １項記載の周波数変換装置。 ３ ゲートドライブ回路の出力ゲートパルス幅は、前記
   周波数変換回路の負荷時におけるパワースイッチング半
   導体電流パルス幅の最大値よりもわずかに長くした特許
   請求の範囲第１項記載の周波数変換装置。 ４ 制御回路は周波数変換回路の回路パラメータに応じ
   て発振周期を変える電圧制御形発振回路およびパルスア
   ンプ回路を含み、パワースイッチング半導体ブロックの
   ゲートトリガ電流パルス幅を一定にし、ゲート逆バイア
   ス時間を可変とした特許請求の範囲第１項記載の周波数
   変換装置。