JPS6258119B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6258119B2 JPS6258119B2 JP55038010A JP3801080A JPS6258119B2 JP S6258119 B2 JPS6258119 B2 JP S6258119B2 JP 55038010 A JP55038010 A JP 55038010A JP 3801080 A JP3801080 A JP 3801080A JP S6258119 B2 JPS6258119 B2 JP S6258119B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- circuit
- inverter
- induction heating
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 34
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 claims description 20
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 20
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 5
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 4
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 3
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 2
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 2
- 206010065929 Cardiovascular insufficiency Diseases 0.000 description 1
- 238000010411 cooking Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 230000035939 shock Effects 0.000 description 1
- 229910001220 stainless steel Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010935 stainless steel Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
本発明は、誘導加熱用インバータに関する。
第１図は、スイツチング素子としてゲートター
ンオフサイリスタ（以下GTOと称す）を２個利
用した従来例ハーフブリツジインバータを示し、
１，２は、交流入力用端子、３は、ダイオードブ
リツジよりなる整流回路、C1，C2は、直列接続
された平滑コンデンサ、Q1，Q2は、直列接続さ
れたGTO、D1，D2は、このGTO Q1，Q2に逆並
列接続されたダイオード、C3は共振コンデン
サ、L1は誘導加熱コイルで、平滑コンデンサ
C1，C2の接続点Ａ及び、GTO Q1，Q2の接続点
Ｂ間に介挿されている。Ｕは鉄、ステンレス等よ
りなる調理鍋、Rs，Csは、接続点Ａ，Ｂ間に共
振コンデンサC3、誘導加熱コイルL1と並列に介
挿された抵抗及びコンデンサで、スナバ回路を構
成している。かかる構成のインバータでは、
GTO Q1，Q2遮断時における電圧の立上り率
du／dt耐量が低いため、上述の如きスナバ回路
によつて、衝撃電圧を吸収している。しかしなが
ら、誘導加熱調理器にあつては、負荷回路に誘導
性インピーダンスを含むため、これに流れる50A
以上の波高値をもつ電流を瞬断するとき発生する
立上り率は、数1000V／μｓに達する。したがつ
てこのスナバ回路にはこれに見合うだけのスナバ
容量が必要であり、抵抗での損失も無視できない
ものになる。一例として、第１図に示す回路を交
流200Vで動作させ、出力1500Wを得る場合、ス
ナバ抵抗の損失は数10Wに達する。 本発明は、このような事情に鑑みなされたもの
で、スナバ抵抗を廃止し、コンデンサのみでスナ
バ回路を構成したものである。第２図は、本発明
実施例に係るインバータを示し、共振コンデンサ
C3、誘導加熱コイルL1に対しスナバコンデンサ
Csが並列に接続されている。他の部分は、第１
図に示す従来例と同一構成であるから同一番号を
付して説明を省略する。尚図では、整流されて得
た直流電圧をEdで表わしている。 ここで、スナバコンデンサCsを付加しない状
態のハーフブリツジインバータの動作を第３図な
いし第５図に基いて説明する。図中では、誘導加
熱コイルL1はインダクタンスl1と抵抗r1で表わさ
れている。いま時間t1においてGTO Q2にゲート
信号が与えられると、GTO Q2は導通し、電源電
圧Edを等分割して受けもつ平滑コンデンサC1，
C2より共振コンデンサC3→誘導加熱コイルl1、r1
→GTO Q2のループを通つて動作電流Isが流れ
る。なお平滑コンデンサC2の容量は十分大きい
ため、このときその端子間に電圧降下が生じるこ
とはない。その後時間t2でGTO Q2のゲートを逆
バイアスしてアノード電流を遮断すると、時間t2
直前の電流It2によつてインダクタンスl1に蓄えら
れていた電磁エネルギーによる逆起電力により
GTO Q2のアノード電圧（＝インバータ出力電
圧）V0は、電源電圧＋Edにまで瞬時に上昇し、
ダイオードD1を導通させる。そして動作電流Isは
時間t2より共振コンデンサC3→誘導加熱コイル
l1，r1→ダイオードD1のループ電流ＩDに転流す
る。電流ＩDがゼロとなる時間t3にて、他方の
GTO Q1にゲート信号を与え、これを導通させる
と、動作電流Isは時間t2時点とは逆方向の電流が
GTO Q1を通して流れ、同様に時間t4でGTO Q1
を遮断すれば、ダイオードD2に転流し、時間t5で
動作電流はゼロとなる。その後再びGTO Q2を導
通させることにより、動作電流が継続して流れ
る。 ここで動作電流の大きさはGTO Q1，Q2の導
通期間t1〜t2及びt3〜t4を調節することにより可変
でき、第４図に示す動作波形は、出力大の状態
を、また第５図に示す動作波形は出力小の状態を
それぞれ示す。 第６図は、動作電流の発振周波数に対する変化
を示し、誘導加熱コイルL1のインピーダンスと
共振コンデンサC3による共振周波数f0において、
動作電流は最も大きくなりその共振インピーダン
スは誘導加熱コイルL1の抵抗分r1となり、それ以
上の周波数では負荷回路（共振コンデンサC3及
び誘導加熱コイルL1）のインピーダンスは誘導性
を示す。そしてGTO Q1，Q2の遮断電流It2はイ
ンバータの発振周波数によつて変り図中破線で示
す曲線を描く。すなわちインバータの駆動周波数
に対する動作電流の位相遅れに関連しており、駆
動周波数が共振周波数に対して、相当高い周波数
ｆoであれば、動作電流の位相は、インバータ出
力電圧位相に対し、略π／２〔rad〕遅れ、GTO
Q1，Q2のアノード電流のピーク値と遮断電流It2
は一致している。そして駆動周波数を共振周波数
ｆpに近づけるに従つて、アノード電流のピーク
値は増加するが、遮断電流は、ある点から逆に減
少し始め、共振周波数ｆpにおいてゼロとなる。 本発明では、第２図に示す如く、上述した遮断
電流It2によるインバータ出力電圧Ｖpの立上り率
（du／dt）を抑制するスナバコンデンサC5が付加
されている。この動作を第７図とともに説明す
る。いま時間t1にGTO Q2が導通し、動作電流Is
が流れ時間t2でGTO Q2が遮断されると、このと
きの遮断電流It2は誘導加熱コイルL1のインダク
タンスl1の作用により連続して流れようとする。
したがつて時間t2において、共振コンデンサC3→
誘導加熱コイルL1→GTO Q2のループを通つて流
れる電流Isは、共振コンデンサC3→誘導加熱コイ
ルL1→スナバコンデンサCsのループ電流に転流
する。このときの出力電圧Ｖpの立上り率は、ス
ナバコンデンサCsよつて抑制されるため、最大
立上り率はdu／dt＝It2／コンデンサCsの容量、
となる。またこの電圧はスナバコンデンサCsの
容量よつて決まる立上り率で上昇し、時間t3に＋
Edに達する。 第８図は、本実施例に係るハーフブリツジイン
バータを含む全体回路図である。図について説明
すると、交流入力電流はカレントトランスCT1に
よつて検出され入力比較回路４に加えられる。一
方入力比較回路４には、予め基準レベル信号が与
えられており、このレベルとカレントトランス入
力信号とが比較され、インバータへの入力が一定
となるよう、次段の周波数調節回路５を制御す
る。すなわち、設定基準レベルが入力電流より小
さい場合、発振周波数を低下させて出力電流を増
し、他方設定基準レベルが入力電流より大きい場
合は、発振周波数を上昇させて、出力電流を減じ
ている。ゲート駆動回路６は、周波数調節回路５
から与えられる発振周期に基き、GTO Q1，Q2
を交互に駆動し、インバータを発振させる。位相
比較回路７はインバータの出力電圧と、誘導加熱
コイルL1に流れる動作電流をカレントトランス
CT2にて検出した電流信号を２入力とし、発振周
波数が低下し電流の電圧に対する位相遅れが一定
値に達したとき、これ以上の発振周波数低下を阻
止するもので、その出力信号は周波数調節回路５
に加えられ、最低発振周波数を規制する。これに
説明を加えると、第６図に破線で示すように発振
周波数が低下して共振周波数ｆpに近づくと、電
流It2が極度に小さくなり、スナバコンデンサCs
の充電電荷＋Edまで上昇させるに十分な転流エ
ネルギーが得られなくなり、その結果GTO Q1が
導通したときスナバコンデンサCsに短絡電流が
流れ好ましくない。 第９図及び第１０図は、位相比較回路７の具体
的回路例及びその動作信号波形図を示し、電流信
号イ及び電圧信号ロは、それぞれ波形整形図回路
８，９を介して、それぞれ波形整形出力ハ，ニと
なり、この位相差分を排他的オアゲート
（EXOR）により抽出して信号ホを得る。いまこ
のパルスホのパルス幅をｔdとし、この時間は、
コンデンサC4及び抵抗R4の時定数により決ま
る。単安定（ワンシヨツト）マルチバイブレータ
MM１はパルス幅ｔw1をもつ基準パルスヘを発生
するもので排他的オアゲート（EXOR）出力ホの
立上りでトリガされる。単安定マルチバイブレー
タMM１の出力信号ヘ、及び排他的オアゲート
（EXOR）の出力信号ホがインバータ（INV）を
経て出力された信号は、それぞれ単安定マルチバ
イブレータMM２の端子Ａ，Ｂに入力され、Ｑ出
力信号トを得る。この信号トのパルス幅ｔw2は、
コンデンサC5及び抵抗R5の時定数によつて決定
される。下表は単安定マルチバイブレータMM
１，MM２の真理値表を示す。
ンオフサイリスタ（以下GTOと称す）を２個利
用した従来例ハーフブリツジインバータを示し、
１，２は、交流入力用端子、３は、ダイオードブ
リツジよりなる整流回路、C1，C2は、直列接続
された平滑コンデンサ、Q1，Q2は、直列接続さ
れたGTO、D1，D2は、このGTO Q1，Q2に逆並
列接続されたダイオード、C3は共振コンデン
サ、L1は誘導加熱コイルで、平滑コンデンサ
C1，C2の接続点Ａ及び、GTO Q1，Q2の接続点
Ｂ間に介挿されている。Ｕは鉄、ステンレス等よ
りなる調理鍋、Rs，Csは、接続点Ａ，Ｂ間に共
振コンデンサC3、誘導加熱コイルL1と並列に介
挿された抵抗及びコンデンサで、スナバ回路を構
成している。かかる構成のインバータでは、
GTO Q1，Q2遮断時における電圧の立上り率
du／dt耐量が低いため、上述の如きスナバ回路
によつて、衝撃電圧を吸収している。しかしなが
ら、誘導加熱調理器にあつては、負荷回路に誘導
性インピーダンスを含むため、これに流れる50A
以上の波高値をもつ電流を瞬断するとき発生する
立上り率は、数1000V／μｓに達する。したがつ
てこのスナバ回路にはこれに見合うだけのスナバ
容量が必要であり、抵抗での損失も無視できない
ものになる。一例として、第１図に示す回路を交
流200Vで動作させ、出力1500Wを得る場合、ス
ナバ抵抗の損失は数10Wに達する。 本発明は、このような事情に鑑みなされたもの
で、スナバ抵抗を廃止し、コンデンサのみでスナ
バ回路を構成したものである。第２図は、本発明
実施例に係るインバータを示し、共振コンデンサ
C3、誘導加熱コイルL1に対しスナバコンデンサ
Csが並列に接続されている。他の部分は、第１
図に示す従来例と同一構成であるから同一番号を
付して説明を省略する。尚図では、整流されて得
た直流電圧をEdで表わしている。 ここで、スナバコンデンサCsを付加しない状
態のハーフブリツジインバータの動作を第３図な
いし第５図に基いて説明する。図中では、誘導加
熱コイルL1はインダクタンスl1と抵抗r1で表わさ
れている。いま時間t1においてGTO Q2にゲート
信号が与えられると、GTO Q2は導通し、電源電
圧Edを等分割して受けもつ平滑コンデンサC1，
C2より共振コンデンサC3→誘導加熱コイルl1、r1
→GTO Q2のループを通つて動作電流Isが流れ
る。なお平滑コンデンサC2の容量は十分大きい
ため、このときその端子間に電圧降下が生じるこ
とはない。その後時間t2でGTO Q2のゲートを逆
バイアスしてアノード電流を遮断すると、時間t2
直前の電流It2によつてインダクタンスl1に蓄えら
れていた電磁エネルギーによる逆起電力により
GTO Q2のアノード電圧（＝インバータ出力電
圧）V0は、電源電圧＋Edにまで瞬時に上昇し、
ダイオードD1を導通させる。そして動作電流Isは
時間t2より共振コンデンサC3→誘導加熱コイル
l1，r1→ダイオードD1のループ電流ＩDに転流す
る。電流ＩDがゼロとなる時間t3にて、他方の
GTO Q1にゲート信号を与え、これを導通させる
と、動作電流Isは時間t2時点とは逆方向の電流が
GTO Q1を通して流れ、同様に時間t4でGTO Q1
を遮断すれば、ダイオードD2に転流し、時間t5で
動作電流はゼロとなる。その後再びGTO Q2を導
通させることにより、動作電流が継続して流れ
る。 ここで動作電流の大きさはGTO Q1，Q2の導
通期間t1〜t2及びt3〜t4を調節することにより可変
でき、第４図に示す動作波形は、出力大の状態
を、また第５図に示す動作波形は出力小の状態を
それぞれ示す。 第６図は、動作電流の発振周波数に対する変化
を示し、誘導加熱コイルL1のインピーダンスと
共振コンデンサC3による共振周波数f0において、
動作電流は最も大きくなりその共振インピーダン
スは誘導加熱コイルL1の抵抗分r1となり、それ以
上の周波数では負荷回路（共振コンデンサC3及
び誘導加熱コイルL1）のインピーダンスは誘導性
を示す。そしてGTO Q1，Q2の遮断電流It2はイ
ンバータの発振周波数によつて変り図中破線で示
す曲線を描く。すなわちインバータの駆動周波数
に対する動作電流の位相遅れに関連しており、駆
動周波数が共振周波数に対して、相当高い周波数
ｆoであれば、動作電流の位相は、インバータ出
力電圧位相に対し、略π／２〔rad〕遅れ、GTO
Q1，Q2のアノード電流のピーク値と遮断電流It2
は一致している。そして駆動周波数を共振周波数
ｆpに近づけるに従つて、アノード電流のピーク
値は増加するが、遮断電流は、ある点から逆に減
少し始め、共振周波数ｆpにおいてゼロとなる。 本発明では、第２図に示す如く、上述した遮断
電流It2によるインバータ出力電圧Ｖpの立上り率
（du／dt）を抑制するスナバコンデンサC5が付加
されている。この動作を第７図とともに説明す
る。いま時間t1にGTO Q2が導通し、動作電流Is
が流れ時間t2でGTO Q2が遮断されると、このと
きの遮断電流It2は誘導加熱コイルL1のインダク
タンスl1の作用により連続して流れようとする。
したがつて時間t2において、共振コンデンサC3→
誘導加熱コイルL1→GTO Q2のループを通つて流
れる電流Isは、共振コンデンサC3→誘導加熱コイ
ルL1→スナバコンデンサCsのループ電流に転流
する。このときの出力電圧Ｖpの立上り率は、ス
ナバコンデンサCsよつて抑制されるため、最大
立上り率はdu／dt＝It2／コンデンサCsの容量、
となる。またこの電圧はスナバコンデンサCsの
容量よつて決まる立上り率で上昇し、時間t3に＋
Edに達する。 第８図は、本実施例に係るハーフブリツジイン
バータを含む全体回路図である。図について説明
すると、交流入力電流はカレントトランスCT1に
よつて検出され入力比較回路４に加えられる。一
方入力比較回路４には、予め基準レベル信号が与
えられており、このレベルとカレントトランス入
力信号とが比較され、インバータへの入力が一定
となるよう、次段の周波数調節回路５を制御す
る。すなわち、設定基準レベルが入力電流より小
さい場合、発振周波数を低下させて出力電流を増
し、他方設定基準レベルが入力電流より大きい場
合は、発振周波数を上昇させて、出力電流を減じ
ている。ゲート駆動回路６は、周波数調節回路５
から与えられる発振周期に基き、GTO Q1，Q2
を交互に駆動し、インバータを発振させる。位相
比較回路７はインバータの出力電圧と、誘導加熱
コイルL1に流れる動作電流をカレントトランス
CT2にて検出した電流信号を２入力とし、発振周
波数が低下し電流の電圧に対する位相遅れが一定
値に達したとき、これ以上の発振周波数低下を阻
止するもので、その出力信号は周波数調節回路５
に加えられ、最低発振周波数を規制する。これに
説明を加えると、第６図に破線で示すように発振
周波数が低下して共振周波数ｆpに近づくと、電
流It2が極度に小さくなり、スナバコンデンサCs
の充電電荷＋Edまで上昇させるに十分な転流エ
ネルギーが得られなくなり、その結果GTO Q1が
導通したときスナバコンデンサCsに短絡電流が
流れ好ましくない。 第９図及び第１０図は、位相比較回路７の具体
的回路例及びその動作信号波形図を示し、電流信
号イ及び電圧信号ロは、それぞれ波形整形図回路
８，９を介して、それぞれ波形整形出力ハ，ニと
なり、この位相差分を排他的オアゲート
（EXOR）により抽出して信号ホを得る。いまこ
のパルスホのパルス幅をｔdとし、この時間は、
コンデンサC4及び抵抗R4の時定数により決ま
る。単安定（ワンシヨツト）マルチバイブレータ
MM１はパルス幅ｔw1をもつ基準パルスヘを発生
するもので排他的オアゲート（EXOR）出力ホの
立上りでトリガされる。単安定マルチバイブレー
タMM１の出力信号ヘ、及び排他的オアゲート
（EXOR）の出力信号ホがインバータ（INV）を
経て出力された信号は、それぞれ単安定マルチバ
イブレータMM２の端子Ａ，Ｂに入力され、Ｑ出
力信号トを得る。この信号トのパルス幅ｔw2は、
コンデンサC5及び抵抗R5の時定数によつて決定
される。下表は単安定マルチバイブレータMM
１，MM２の真理値表を示す。
【表】
いま発振周波数が高い期間T1では、電圧・電
流位相差はｔd＞ｔw1の関係にあり、単安定マル
チバイブレータMM２の出力トは“Ｈ”レベル信
号を発している。他方、発振周波数が低下し上記
位相差がｔd＞ｔw2となると期間T2）、時間t1に
て、単安定マルチバイブレータMM２がトリガさ
れ、パルス幅の長い信号ｔw2を出力し、その信号
トは“Ｌ”レベルに変る。この“Ｌ”レベル信号
により、次段の周波数調節回路５の発振周波数が
上昇補正される。発振周波数の高低関係を波形チ
に示す。なお次の比較時点t2においても、未だｔ
d＜ｔw1であれば、単安定マルチバイブレータ
MM２は再びトリガされ、パルス幅ｔw2の信号ト
を出力する。このようにして、かかる比較動作
は、ｔd＞ｔw1になるまで続き、発振周波数の低
下は阻止される。 このように本発明誘導加熱用インバータは、誘
導加熱コイルにスナバコンデンサを並列接続する
とともに、インバータの発振周波数が一定の値よ
り低下しないよう制御回路を設けたものであるか
ら、従来この種スナバ回路に組込まれていた抵抗
による損失がなくなり、インバータの効率が上昇
する。また本発明によればスナバコンデンサが共
振回路の一部として取り扱われるので、比較的大
きな容量のものを選ぶことができ、電位立上り率
du／dtの抑制を効果的に行なうことができる。
さらに、これに伴つてスイツチング素子のdu／
dt定格の低いものの選択が可能となり、インバー
タのコスト低下を図ることができる。さらに本発
明によれば、スナバコンデンサの容量を大きくす
ることにより、スイツチング時の寄生振動、サー
ジ電圧の発生を小さく抑えることができる。さら
に位相比較によつて発振周波数を制限するもので
あるから、入力調節、負荷変動に対しても安定に
応答し、出力調節が容易となる。
流位相差はｔd＞ｔw1の関係にあり、単安定マル
チバイブレータMM２の出力トは“Ｈ”レベル信
号を発している。他方、発振周波数が低下し上記
位相差がｔd＞ｔw2となると期間T2）、時間t1に
て、単安定マルチバイブレータMM２がトリガさ
れ、パルス幅の長い信号ｔw2を出力し、その信号
トは“Ｌ”レベルに変る。この“Ｌ”レベル信号
により、次段の周波数調節回路５の発振周波数が
上昇補正される。発振周波数の高低関係を波形チ
に示す。なお次の比較時点t2においても、未だｔ
d＜ｔw1であれば、単安定マルチバイブレータ
MM２は再びトリガされ、パルス幅ｔw2の信号ト
を出力する。このようにして、かかる比較動作
は、ｔd＞ｔw1になるまで続き、発振周波数の低
下は阻止される。 このように本発明誘導加熱用インバータは、誘
導加熱コイルにスナバコンデンサを並列接続する
とともに、インバータの発振周波数が一定の値よ
り低下しないよう制御回路を設けたものであるか
ら、従来この種スナバ回路に組込まれていた抵抗
による損失がなくなり、インバータの効率が上昇
する。また本発明によればスナバコンデンサが共
振回路の一部として取り扱われるので、比較的大
きな容量のものを選ぶことができ、電位立上り率
du／dtの抑制を効果的に行なうことができる。
さらに、これに伴つてスイツチング素子のdu／
dt定格の低いものの選択が可能となり、インバー
タのコスト低下を図ることができる。さらに本発
明によれば、スナバコンデンサの容量を大きくす
ることにより、スイツチング時の寄生振動、サー
ジ電圧の発生を小さく抑えることができる。さら
に位相比較によつて発振周波数を制限するもので
あるから、入力調節、負荷変動に対しても安定に
応答し、出力調節が容易となる。
第１図は従来例回路図、第２図は本発明実施例
に係るインバータ部分の回路図、第３図は、イン
バータの基本的動作を説明するための回路図、第
４図及び第５図は、同基本動作を説明するための
信号波形図、第６図は動作電流と発振周波数の関
係を示す周波数特性図、第７図は本発明実施例動
作を説明するための信号波形図、第８図は、本発
明実施例ブロツク図、第９図は、同実施例中の位
相比較回路を示すブロツク図、第１０図は、同位
相比較回路の動作を説明するための信号波形図で
ある。 ４…入力比較回路、５…周波数調節回路、６…
ゲート駆動回路、７…位相比較回路、８，９…波
形整形回路、MM１，MM２…単安定マルチバイ
ブレータ。
に係るインバータ部分の回路図、第３図は、イン
バータの基本的動作を説明するための回路図、第
４図及び第５図は、同基本動作を説明するための
信号波形図、第６図は動作電流と発振周波数の関
係を示す周波数特性図、第７図は本発明実施例動
作を説明するための信号波形図、第８図は、本発
明実施例ブロツク図、第９図は、同実施例中の位
相比較回路を示すブロツク図、第１０図は、同位
相比較回路の動作を説明するための信号波形図で
ある。 ４…入力比較回路、５…周波数調節回路、６…
ゲート駆動回路、７…位相比較回路、８，９…波
形整形回路、MM１，MM２…単安定マルチバイ
ブレータ。
Claims (1)
- １ 一対の平滑コンデンサ、一対の一方向半導体
スイツチング素子、及び上記各対の接点間に介挿
され、誘導加熱コイルと共振コンデンサから成る
直列共振回路、を含む誘導加熱用インバータにお
いて、上記直列共振回路に並列に接続されたスナ
バコンデンサ、一方のスイツチング素子遮断時に
おける動作電流レベルを、他方のスイツチング素
子を通してスナバコンデンサへ短絡電流が流れな
い程度の電流レベルに維持する周波数制御手段を
備えたことを特徴とする誘導加熱用インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3801080A JPS56134489A (en) | 1980-03-24 | 1980-03-24 | Induction heating inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3801080A JPS56134489A (en) | 1980-03-24 | 1980-03-24 | Induction heating inverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56134489A JPS56134489A (en) | 1981-10-21 |
| JPS6258119B2 true JPS6258119B2 (ja) | 1987-12-04 |
Family
ID=12513600
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3801080A Granted JPS56134489A (en) | 1980-03-24 | 1980-03-24 | Induction heating inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56134489A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013069427A (ja) * | 2011-09-20 | 2013-04-18 | Kitashiba Electric Co Ltd | 誘導溶解炉の制御装置 |
-
1980
- 1980-03-24 JP JP3801080A patent/JPS56134489A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013069427A (ja) * | 2011-09-20 | 2013-04-18 | Kitashiba Electric Co Ltd | 誘導溶解炉の制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56134489A (en) | 1981-10-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4652983B2 (ja) | 誘導加熱装置 | |
| US8614568B2 (en) | Gate drive circuit of the voltage drive type semiconductor element and power converter | |
| Mishima et al. | A bridgeless BHB ZVS-PWM AC–AC converter for high-frequency induction heating applications | |
| JP4865783B2 (ja) | スイッチング電力変換器の電力損失低減 | |
| US8017893B2 (en) | High-frequency heating apparatus | |
| JPH04364362A (ja) | 電源回路 | |
| JP4929305B2 (ja) | 電磁誘導加熱装置 | |
| JP3831298B2 (ja) | 電磁誘導加熱装置 | |
| JP2015216081A (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JP4313331B2 (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JPS6258119B2 (ja) | ||
| JP2020064719A (ja) | 電磁誘導加熱装置 | |
| Ishikawa et al. | A novel soft-switched PWM current source inverter with voltage clamped circuit | |
| JP7344740B2 (ja) | 電磁誘導加熱装置 | |
| JP7215962B2 (ja) | 電磁誘導加熱装置 | |
| JPS6113357B2 (ja) | ||
| JP2841691B2 (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JPH0928085A (ja) | インバータ装置 | |
| JP6832810B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4000992B2 (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JPH0965656A (ja) | 高周波インバータ | |
| JP3334274B2 (ja) | インバータ装置 | |
| EP0269417A1 (en) | Induction heating circuits for cooking appliances | |
| EP0269414A2 (en) | Induction heating circuits for cooking appliances | |
| Okeke | Application of thyristor inverters in induction heating and melting |