KR970006379B1 - 인버터의 전력 제어 회로 - Google Patents

인버터의 전력 제어 회로 Download PDF

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Abstract

내용없음.

Description

인버터의 전력 제어 회로
제1도는 종래 하프 브릿지 인버터의 전력 제어 회로도.
제2도는 제1도에 있어서, 공진 검출부의 상세 회로도.
제3도는 제1도에 있어서, 각 부의 파형도.
제4도는 프리 휠 다이오드와 콘덴서의 접속을 보인 예시도.
제5도는 오프 시간(dead time)시 전류 경로를 보인 예시도.
제6도는 본 발명 인버터의 전력 제어 회로의 블럭도.
제7도는 본 발명 실시예의 회로도.
제8도는 본 발명에서 각 부의 파형도.
제9도는 본 발명의 다른 실시예를 보인 예시도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
11 : 인버터 12, 13 : 구동신호 발생부
14, 14' : 전류 검출부 15 : 가동 펄스 공급부
16, 16' : 가산기 17, 17' : 비교부
18, 18' : 래치부 19, 19' : 온타임 설정부
20 : 전력 제어부
본 발명은 하프 브릿지(half bridge) 인버터에 관한 것으로, 특히 프리 휠 다이오드의 통전 전류를 검출하여 온타임을 설정함으로써 영전압(zero voltage)스위칭을 안전적으로 수행하여 전력 제어를 수행하는 인버터의 전력 제어 회로에 관한 것이다.
제1도는 종래 하프 브릿지 인버터의 전력 제어 회로도로서 이에 도시된 바와 같이, 상용 전원을 브릿지 다이오드(BD1)와 평활 콘덴서(C1)을 통해 정류, 평활하고 그 평활된 전원을 트랜지스터(Q1)(Q2)를 통해 스위칭시켜 워킹 코일(HL1)과 공진 콘덴서(C2)에 인가함에 의해 고주파 전류를 유도시키는 인버터(1)와, 이 인버터(1)의 트랜지스터(Q1)(Q2)에 구동신호를 출력하는 인버터 구동부(2)와, 상기 인버터(1)의 워킹코일(HL1)에 유기된 전류의 위상을 검출하여 비교하는 위상 비교부(5)와, 초기 구동을 위한 신호를 출력하는 초기화부(7)와, 상기 인버터(1)의 워킹 코일(HL1)에 유기된 공진 주파수를 검출하는 공진 검출부(6)와, 이 공진 검출부(6)의 출력에 따라 상기 초기화부(7)의 출력과 상기 위상 비교부(5)의 출력중 하나를 선택하는 전환 스위칭부(4)와, 이 전환 스위칭부(4)의 출력 레벨에 따라 발진 주파수를 위상을 조정하여 상기 인버터 구동부(2)에 구동 신호로 출력하는 전압 제어 발진기부(3)로 구성된다.
제2도는 공진 검출부(6)와 초기화부(7)를 도시한 것으로, 상기 초기화부(7)는 초기에 펄스를 발생시키는 초기 펄스 발생부(7-1)와, 이 초기 펄스 공급부(7-1)의 출력에 의해 동작하는 아날로그 스위치(7-2)와, 이 아날로그 스위치(7-2)의 동작에 의한 콘덴서(C4)와 저항(R13)사이의 소정 전압을 버퍼링하여 전환 스위칭부(4)에 출력하는 전압 팔로워(7-3)로 구성하고, 상기 공진 검출부(6)는 인버터(1)의 워킹 코일(HL1)사이의 전압을 각기 검출하여 영(zwro) 전압과 각기 비교하는 비교기(6-1)(6-2)와, 이 비교기(6-1)(6-2)의 출력을 배타적 논리 조합하는 배타적 오아게이트(XOR1)와, 이 배타적 오아게이트(XOR1)의 출력을 소정 시간 지연시키는 지연기(6-5)와, 이 지연기(6-5)의 출력을 소정 전압과 각기 비교하는 비교기(6-3)(6-4)와, 이 비교기(6-3)(6-4)의 출력신호를 오아링하여 상기 초기 펄스 공급부(7-1)의 출력과 엔딩하여 상기 전환 스위칭부(4)에 제어 신호로 출력하는 앤드게이트(AN1)로 구성된다.
이와 같은 종래 회로의 동작 과정을 제3도 내지 제5도를 참조하여 설명하면 다음과 같다.
초기에 110/220V, 50/60Hz인 상용 전원(AC)이 인버터(1)에 입력되어 브릿지 다이오드(BD1)에서 정류된 후 평활 콘덴서(C1)를 통해 스위칭 트랜지스터(Q1)(Q2)에 인가될때 초기회로(7)는 초기 펄스 공급부(7-1)가 초기 구동펄스를 발진함에 의해 아날로그 스위치(7-2)가 온되므로 콘덴서(C4)의 충전 전위가 전압 팔로워(7-3)에 인가되고 상기 전압 팔로워(7-3)의 출력은 전환 스위칭부(4)의 일측 입력단에 인가된다.
이때, 전환 스위칭부(4)를 통해 초기 회로(7)의 출력을 입력받은 전압 제어 발진부(3)가 소정 주파수를 발진하여 인버터 구동부(2)에 출력하면 상기 인버터 구동부(2)에 출력된 구동 신호에 의해 인버터(1)의 트랜지스터(Q1)(Q2)가 턴온, 턴오프됨에 따라 브릿지 다이오드(BD1)와 콘덴서(C2)를 통해 정류 평활된 직류 전류가 스위칭되어 워킹 코일(HL1)에 교류로 인가된다.
이에 따라, 트랜지스터(Q1)(Q2)가 스위칭됨에 의해 워킹 코일(HL1)에 고주파 전류가 흐름으로써 용기(8)에 전류가 유도되며, 전류가 유도된 용기 자체에 주울(Joure)열을 발생시켜 음식물을 가열하게 된다.
이때, 인버터(1)의 워킹 코일(HL1)에 고주파 전류가 흐를때 상기 워킹 코일(HL1)의 양단에는 90°의 위상차를 갖는 전류가 흐르게 되는데, 위상 비교부(5)는 상기 워킹 코일(HL1)의 양단 전류의 위상차를 검출하여 그차에 따른 전압을 전환 스위칭부(4)의 일측 입력단에 인가하게 된다.
그리고, 인버터(1)의 워킹 코일(HL1)에 고주파 전류가 흐를때 공진 검출부(6)는 상기 워킹 코일(HL1)과 콘덴서(C2)에 의한 공진 주파수(f0)를 검출하여 전환 스위칭부(4)에 제어 신호를 출력하게 된다.
즉, 공진 검출부(6)는 인버터(1)의 워킹 코일(HL1) 양단의 전류를 검출하여 저항(R1,R2)(R3,R4)을 통해 분압하고 그 분압 전압을 각각 비교기(6-1)(6-2)의 정입력 단자(+)에 인가하여 영전압(zero voltage)과 각기 비교하며 배타적 오아게이트(XOR1)는 상기 비교기(6-1)(6-2)의 출력을 논리합하여 지연기(6-5)를 통해 저항(R5)과 콘덴서(C3)의 시정수만큼 지연시킨후 비교기(6-3)의 정입력 단자(+)와 비교기(6-4)의 부입력 단자(-)에 출력하게 된다.
이때, 비교기(6-3)(6-4)는 전압(Vcc)이 저항(R6,R7)(R8,R9)을 통해 분압되어 부입력 단자(-)와 정입력 단자(+)에 각기 인가된 분압 전압과 정입력 단자(+)와 부입력 단자(-)에 인가된 지연기(6-5)의 출력 전압을 비교하고 그 비교신호를 저항(R10)(R11)을 각기 통해 앤드게이트(AN1)의 일측단에 공통 인가하게 된다.
이에 따라, 앤드게이트(AN1)는 일측단에 저항(R12)을 통해 전압(Vcc)이 인가됨과 아울러 비교기(6-3)(6-4)의 출력이 인가되면 타측단에 인가된 초기회로(7)의 출력과 논리곱하여 전환 스위칭부(4)에 제어신호를 출력하게 된다.
이때, 공진 검출부(6)가 인버터(1)의 워킹 코일(HL1)과 콘덴서(C2)의 공진 주파수(f0)를 검출함에 따라 제어 신호를 출력하며 전환 스위칭부(4)가 위상 비교부(5)의 출력을 선택하고 상기 위상 비교부(5)의 출력에 제어된 전압 제어 발진부(3)가 발진 주파수를 조정하게 된다.
따라서, 위상이 조정된 전압 제어 발진부(3)의 출력을 입력받은 인버터 구동부(2)가 구동신호의 듀티비를 조정하여 출력함에 의해 인버터(1)의 트랜지스터(Q1)(Q2)가 적절하게 턴온, 턴오프되므로 워킹 코일(HL1)에 흐르는 전류의 위상이 조정되어진다.
여기서, 스위칭 손실을 줄이기 위하여 영전압(zero voltage)에서 트랜지스터(Q1)(Q2)를 턴온, 턴오프시키도록 워킹 코일(HL1)과 공진 콘덴서(C1)의 공진 주파수(f0)에 동기시키는데, 상기 트랜지스터(Q1)(Q2)가 턴온, 턴오프됨에 의해 상기 워킹 코일(HL1)과 공진 콘덴서(C2)에 제3b도와 같은 정현파인 고주파 전류(IK)가 흐르므로써 상기 워킹 코일(HL1)의 접속점(A) 파형은 제3a도의 점선 파형이 인가되고 접속점(B) 파형은 제3a도의 실선 파형의 인가되며, 상기 트랜지스터(Q2)에는 인버터 구동부(2)의 출력에 제어됨에 의해 제3c도와 같은 파형의 전류(IP)가 흐르게 된다.
, L은 워킹 코일(HL1)의 용량이다.
이때, 배타적 오아게이트(XOR1)는 비교기(6-1)(6-2)의 출력 신호를 논리 조합함에 의해 제3d도와 같은 신호를 출력하고 지연기(6-5)는 상기 배타적 오아게이트(XOR1)의 출력 신호를 저항(R5)과 콘덴서(C3)의 용량에 따른 시정수만큼 지연시켜 비교기(6-3)(6-4)에 출력하게 된다.
이에 따라, 저항(R5)과 콘덴서(C3)의 지연 시간후에 앤드게이트(AN1)가 초기회로(7)의 출력과 비교기(6-3)(6-4)의 출력을 논리곱하여 전환 스위칭부(4)에 제어 신호를 출력하므로써 인버터(1)의 트랜지스터(Q2)를 정확히 온시키면 상기 트랜지스터(Q2)는 연전압(zero voltage) 및 영전류(zero current)를 스위칭할 수 있는데, 상기 트랜지스터(Q2)의 구동 신호는 제3f도와 같으며 트랜지스터(Q1)의 구동 신호는 제3g도와 같다.
따라서, 인버터 구동부(2)의 출력에 따라 트랜지스터(Q1)(Q2)의 스위칭 주파수를 인버터(1)의 워킹 코일(HL1)과 콘덴서(C2)에 의한 공진 주파수(f0)의 주기와 자동적으로 일치시킴으로써 용기(8)의 유도 전류에 많은 영향을 받는 상기 워킹 코일(HL1)의 용량등을 특별히 고려하지 않아도 최대의 전력 전달을 얻을 수 있다.
그러나, 종래에는 실제의 경우 2개의 스위칭 소자를 동시에 정확하게 교번 동작시킨다는 것이 불가능하고 잡음 및 오차에 의한 동시 턴온으로 인한 파손이 발생할 수 있기 때문에 설계시 미리 2개 소자의 동시 오피 구간(dead time)을 설정하여 이를 방지하게 된다.
따라서, 종래의 제어 방식에 의한 오프 구간 동안에는 워킹 코일 및 공진 콘덴서에 의한 공진 탱크의 에너지 경로가 순간적으로 오프되어 잡음 발생 및 손실 발생의 원인이 되므로 이를 흡수하기 위하여 제4도와 같이 각각의 소자(Q1,Q2)에 병렬로 프리 휠 다이오드(FWD1)(FWD2)와 콘덴서(C6,C7)를 접속하게 된다.
즉, 제5도에서 스위칭 소자(Q1,Q2)의 동시 오프시 전류 경로 및 상기 2개의 스위칭 소자(Q1,Q2)의 병렬 접속된 프리 휠 다이오드(FWD1)(FWD2)와 콘덴서(C6,C7)에 대해 설명하면 일단, 스위칭 소자(Q1,Q2)의 교번 동작시 상기 스위칭 소자(Q1)의 통전으로 입력 전원(Vdc)으로부터 스위칭 소자(Q1)를 통해 LC의 공진크로 흘렀던 전류 경로는 상기 스위칭 소자(Q1)의 오프 직후 콘덴서(C6)을 충전시키면서 제5a도와 같은 경로로 흐르게 된다.
이후, 콘덴서(C6)의 충전 전압이 입력 전원(Vdc)를 초과하면서부터는 콘덴서(C7)에 역전압이 발생되어 제5b도와 같이 프리 휠 다이오드(FWD2)가 통전됨으로 이 프리 휠 다이오드(FWD2)의 통전구간에서 병렬 접속된 스위칭 소자(Q2)가 교번 구동되는 턴온 시점이 된다.
이에 따라, 스위칭 소자(Q2)가 일정 시간 턴온된 후 오프되면 제5c도와 같은 경로로 흐르던 전류는 콘덴서(C7)를 충전하는 전류 경로로 흐르게 되고 상기 콘덴서(C7)의 충전 전압이 입력 전압(Vdc)을 초과하여 Vd만큼 초과하면 순방향 전압이 인가된 프리 휠 다이오드(FWD1)가 도통되어 제5d도와 같은 경로로 전류가 흐르게 된다.
이때, 프리 휠 다이오드(FWD1)에 병렬 접속된 스위칭 소자(Q1)의 양단전압은 극소화되므로 상기 스위칭 소자(Q1)가 교번 구동되는 턴온 시점이 된다.
따라서, 콘덴서(C6)(C7) 및 프리 휠 다이오드(FWD1)(FWD2)를 이용하여 상기와 같은 동작을 수행시키면 종래의 전력 제어 방식은 거의 손실이 없는 스위칭 동작을 실현할 수 있다.
또한, 각각의 스위칭 소자(Q1)(Q2)의 영전압 스위칭 기회를 제공하는 각각의 프리 휠 다이오드(FWD1,FWD2)로의 통전 전류는 상대방의 병렬 접속 콘덴서(C6,C7)의 입력 전압(Vdc)까지의 충전을 전제로하고 있으므로 각각의 병렬 콘덴서의 충전 시간을 위한 오프 시간을 충전 시간보다 여유있게 확보하여 실현하게 된다.
그러나, 이러한 종래 기술에 있어서, 스위칭 소자 파손 방지와 동시에 영전압 스위칭 조건에 필요한 병렬 콘덴서의 충전 시간을 위해 오프 시간(deal time)이 필요하므로 별도의 오프 시간 발생 회로를 구비하여야 하는 문제점이 있었다.
또한, 필요한 오프시간은 입력 전압의 변동 및 출력의 크기에 따라 달라질수 있으므로 각 경우중 최대치로 설정하는 경우에 병렬 콘덴서의 충전 이후 필요 이상으로 프리 휠 다이오드의 통전 기간이 길어질 수 있어 그 프리 휠 다이오드의 전류 스트레스가 과대해지게 되고 이때, 동일한 허용 피크 전류를 가지는 스위칭 소자에 있어서, td가 5%일때 95%가 최대 출력 조절이고, td가 10%일때 90%가 통상의 출력 조절이므로 필요 이상의 오프 시간이 설정되면 출력의 조절 능력을 제한함과 동시에 사용되는 스위칭 소자의 전류 스트레스를 증가시키게 되는 문제점이 있었다.
본 발명은 이러한 종래의 문제점을 해결하기 위하여 스위칭 소자에 병렬로 접속된 프리 휠 다이오드의 전류를 검출하여 기준 신호와 비교하여 그 비교신호를 전력 제어를 위한 신호비교하여 온 타임 구동 신호를 출력함에 의해 상기 스위칭 소자의 구동을 제어하여 전력 제어를 하는 인버터의 전력 제어 회로를 창안 한 것으로, 이를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
본 발명은 상기의 목적을 달성하기 위하여 인버터의 스위칭 소자에 병렬 접속된 프리 휠 다이오드의 통전 전류를 감지하여 일정 레벨 이상이면 온타임을 설정하고 이 온타임에 따른 구동 신호를 발생시키는 구동 제어 수단과, 이 구동 제어 수단의 출력 신호에 따라 상기 스위칭 소자를 구동시키는 제1, 제2구동 수단으로 구성한 것으로, 상기 구동 제어 수단은 스위칭 소자에 병렬 접속된 프리 휠 다이오드의 전류를 감지하는 전류 감지수단과, 이 전류 감지 수단의 출력과 궤환된 래치 신호를 합산하는 가산 수단과, 이 가산 수단의 출력을 기준 전압과 비교하여 구동 제어 신호로 출력하는 비교 수단과, 이 비교 수단의 출력을 전력제어 신호와 비교하여 상기 스위칭 소자의 온타임을 설정하는 온타임 설정 수단과, 이 온타임 설정 수단의 출력에 따라 제1, 제2구동 수단에 구동 신호를 출력하는 구동 신호 발생 수단과, 초기에 가동 펄스를 상기 가산 수단에 발생시키는 기동 펄스 발생 수단으로 구성한다.
제6도는 본 발명의 블럭도로서 이에 도시한 바와 같이, 직렬 접속된 스위칭 소자인 트랜지스터(Q1)(Q2)에 프리 휠 다이오드 및 콘덴서(FWD1,C11)(FWD2,C12)를 각기 병렬 접속하고 상기 트랜지스터(Q1)(Q2)의 접속점에 워킹 코일(HL1), 공진 콘덴서(C2)가 순차 접속되어 고주파 전류를 발생시키는 인버터(11)와, 상기 프리 휠 다이오드(FWD1)(FWD2)의 통전 전류를 검출하여 일정 레벨의 전류보다 크면 온 타임을 설정하여 구동 신호를 발생시키는 구동 제어부(10)와, 이 구동 제어부(10)의 구동 신호(DR1)(DR2)에 따라 상기 인버터(11)의 트랜지스터(Q1)(Q2)를 각기 턴온시키는 제1, 제2구동부(12)(13)로 구성한 것으로, 상기 구동 제어부(10)는 인버터(11)의 프리 휠 다이오드(FWD1)의 통전 전류를 전류 트랜스(CT)로 감지하여 정류 평활하는 전류 검출부(4)와, 이 전류 검출부(14)의 출력을 기준 전압(Vref)과 비교하는 비교부(17)와, 이 비교부(17)의 출력을 래치시키는 래치부(18)와, 이 래치부(18)와 상기 전류 검출부(14)의 출력을 합산하여 상기 비교부(17)에 출력하는 가산기(16)와, 상기 비교부(17)의 출력을 전력 제어부(21)의 출력과 비교하여 인버터(11)의 트랜지스터(Q1)(Q2)의 온타임을 설정하여 온타임 설정부(19)와, 이 온타임 설정부(19)의 출력에 따라 제1, 제2구동부(12)(13)에 구동 신호를 발생 시키는 구동 신호 발생부(20)와, 초기에 인버터(11)의 트랜지스터(Q1)를 구동시키기 위하여 가산기(16)에 기동 펄스를 출력하는 기동 펄스 발생부(15)로 구성한다.
이와 같이 구성한 본 발명의 동작 및 작용 효과를 제5도, 제7도 내지 제9도를 참조하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
본 발명은 제5b도와 같이 프리 휠 다이오드(FWD2)가 통전되는 순간을 검지하여 스위칭 소자인 트랜지스터(Q2)를 구동시키고 제5d도와 같이 프리 휠 다이오드(FWD1)의 전류를 검출하는 순간에 스위칭 소자인 트랜지스터(Q1)를 구동시킨다면 연속적인 자려 발진이 가능하게 된다.
이를 제6도에서 설명하면 다음과 같다.
연속적인 동작 상태 중일 때 현재의 인버터(11) 상태가 트랜지스터(Q2)의 오프 후라고 가정하면 제5c, d도와 같이 워킹 코일(HL1) 및 공진 콘덴서(C12)로 이루어진 LC 탱크에 축적된 에너지 전류는 상기 공진 콘덴서(C12)를 충전시킨 후 프리 휠 다이오드(FWD1)의 도통 전류를 발생시키는데, 구동 제어부(10)는 상기 인버터(11)의 프리 휠 다이오드(FWD1)의 통전 전류를 검출하여 기준 전압(Vref)과 비교하고 이 비교 신호를 전력 제어부(21)의 출력과 비교함에 따라 구동 신호(DR1)(DR2)를 제1, 제2구동부(12)(13)에 출력하게 된다.
이때, 구동 제어부(10)는 전류 검출부(14)가 프리 휠 다이오드(FWD1)의 통전 전류를 전류 트랜스(CT1)으로 검출한 후 전압으로 변환하고 이 변환된 전압을 정류 평활하여 가산기(16)를 통해 비교부(17)의 정입력 단자(+)에 인가하게 된다.
이에 따라, 비교부(17)는 정입력 단자(+)로 전류 검출부(14)의 출력을 인가받음과 아울러 부입력 단자(-)로 기준 전압(Vref)을 임가받아 잡음에 의한 오동작을 방지하기 위해 비교함에 따라 온타임 설정을 위한 비교 신호를 온타임 설정부(19)에 출력하는데, 프리 휠 다이오드(FWD1)의 통전 전류에 따른 전압이 일정 레벨의 기준 전압(Vref)보다 크면 정(+)신호를 출력하게 된다.
이때, 비교부(17)의 출력을 입력받은 온타임 설정부(19)는 전력 제어부(20)의 전력 제어 신호를 인가받아 비교 동작을 수행함에 따라 구동 제어신호를 구동 신호 발생부(20)에 출력하는데, 온 타임의 설정은 출력의 조절과 비례적인 관계가 있기 때문에 전력 제어 전압과의 비교 동작에 의해 설정할 수 있다.
따라서, 온타임 설정부(19)로부터 설정된 전력에 비례하는 온 타임 구동 제어 신호를 출력하므로 구동 신호 발생부(20)가 구동 신호(DR1)(DR2)를 출력함에 따라 제2구동부(12)가 인버터(11)의 트랜지스터(Q1)를 설정된 온타임만큼 도통시킨 후 턴오프시키게 된다.
이후, 트랜지스터(Q1)이 오프된 직후부터 제5a, b도와 같이 트랜지스터(Q1)의 설정 온시간동안 공급된 에너지가 워킹 코일(HL1) 및 공진 콘덴서(C2)로 이루어진 LC 탱크에 축적되어 있으며 상기 트랜지스터(Q1)의 턴온 기간중 흐르던 온 전류는 급변할 수 없으므로 콘덴서(C11)에 충전 전류를 공급하고 상기 콘덴서(C11)가 충전 전압이상으로 충전된 후에는 프리 휠 다이오드(FWD2)를 통전시키게 된다.
따라서, 프리 휠 다이오드(FWD2)를 통해 흐르는 전류량은 전류 검출부(4)의 전류 트랜스(CT2)에 의해 검출되어 전압으로 변화된 후 정류 평활되고 이 정류 평활된 전압이 일정 기준 전압 이상(일정 전류 이상값)이면 비교부(17)의 출력에 의해 온타임 설정부(19)가 인에이블되어 설정된 전력에 비례하는 온타임동안 구동신호 발생부(20)가 제2구동부(13)를 인에이블시키므로써 인버터(11)의 스위칭 소자인 트랜지스터(Q2)를 설정된 온타임만큼 도통시킨 후 턴오프시키게 된다.
한편, 구동 초기에 구동 제어부(10)는 기동 펄스 공급부(15)에서 기동 펄스가 발생되어 가산기(16)을 통해 비교부(17)의 정입력 단자(+)에 인가되므로 이 비교부(17)의 출력에 따라 온타임 설정부(19)에서 구동 제어 신호가 발생하게 된다.
이에 따라, 온타임 설정부(19)의 출력에 의해 구동 신호 발생부(20)가 구동 신호를 발생시키므로 제1구동부(12)에 의해 인버터(11)의 트랜지스터(Q1)가 온타임 동안 도통되어진다.
상기의 동작을 제7도의 실시예에서 다시 설명하면 다음과 같다.
제7도의 실시예는 제6도의 구동 제어부(10)를 제1, 제2구동 제어부(100)(200)으로 분할하여 구성한 것으로, 상기 제1구동 제어부(100)는 상기 프리 휠 다이오드(FWD1)의 통전 전류를 전류 트랜스(CT1)로 감지하여 저항(R21), 다이오드(D1) 및 콘덴서(C11)를 통해 전류 평활하여 전류 검출부(14)와, 이 전류 검출부(14)의 출력을 정입력 단자(+)에 인가된 비교기(OP1)의 부입력 단자(-)에 전압(Vcc)을 저항(R22)(R23)을 통해 분압한 기준 전압(Vref)을 인가하여 비교함에 따라 제1구동부(12)에 구동 신호를 출력하는 비교부(17)와, 이 비교부(17)의 출력을 저항(R24) 및 다이오드(D2)를 통해 상기 비교기(OP1)의 정입력 단자(+)에 순방향 궤환시키는 래치부(18)와, 상기 비교부(17)의 출력을 저항(R26)(R27) 및 콘덴서(CT2)를 통해 충전하고 이 충전 전압을 부입력 단자(-)에 전력 제어부(21)의 출력(Vcon)이 인가된 비교기(OP2)의 정입력 단자(+)에 인가하여 비교함에 의해 상기 비교부(17)의 출력을 제어하여 온타임을 설정하는 온타임 설정부(19)로 구성하고, 상기 제2구동 제어부(200)는 상기 프리 휠 다이오드(FWD2)의 통전 전류를 검출하여 상기 트랜지스터(Q2)의 구동을 제어하기 위하여 제2구동부(13)에 구동 신호를 출력하도록 상기 제1구동 제어부(100)와 동일하게 구성한다.
상기 제1구동 제어부(100)는 인버터(11)는 트랜지스터(Q1)를 초기에 구동시키기 위하여 비교부(17)의 정입력단자(+)에 기동 펄스(Ps)를 인가하는 기동 펄스 구동부(15)를 포함하여 구성한다.
먼저, 프리 휠 다이오드(FWD1)의 통전 전류가 제8도의 빗금친 부분과 같이 발생하면 제1구동 제어부(100)에서 검출하는데, 전류 검출부(14)의 전류 트랜스(CT1) 및 저항(R21)에 의해 전압으로 변화되어 다이오드(D1) 및 콘덴서(C11)에 의해 정류 평활된 후 비교부(17)의 비교기(OP1)에 출력하고 상기 정류 평활된 전압을 정입력 단자(+)에 입력받은 상기 비교기(OP1)는 부입력 단자(-)에 인가된 아래와 같은 식으로 표시되는 저항(R22)(R23)에 의한 전원 분압인 기준 전압(Vref)과 비교하게 된다.
Vref=R23Vcc/(R22+R23)
이때, 프리 휠 다이오드(FWD1)에 기준 전압(Vref)보다 큰 전압에 해당하는 전류가 흐르게 되면 비교기(OP1)는 정(+)신호를 출력하며 그 정(+)신호가 래치부(18)의 저항(R24)과 다이오드(D2)를 통해 궤환되므로 상기 비교기(OP1)의 출력은 정(+)신호를 유지하게 된다.
이에 따라, 비교기(OP1)의 정(+)신호 출력이 온타임 설정부(19)를 동작시킴에 있어 저항(R26) 및 콘덴서(C12)로 구성된 충전 회로가 충전되기 시작하고 이 충전 전압이 전력 제어부(21)로부터의 제어 전압보다 작은 전압인 시간 동안은 계속하여 비교기(OP2)가 정(+)신호를 출력하여 다이오드(D3)(D4)는 오프 상태를 유지하게 된다.
따라서, 이 기간동안은 계속하여 비교기(OP1)의 래치 출력이 인버터(11)의 스위칭 소자인 트랜지스터(Q1)을 구동하기 위한 제1구동부(12)에 도통 신호를 공급하고 충전 회로인 저항(R26)과 콘덴서(C12)의 충전 전압이 전력 제어부(21)로부터의 제어 전압보다 높아진 직후 비교기(OP2)가 저전위 신호를 출력하므로 다이오드(D3)(D4)가 도통되어 상기 충전 회로의 충전 전압을 강제적으로 방전시킴과 아울러 비교기(OP1)에서 제1구동부(12)로 공급되는 구동 신호가 저전위가 되게 한다.
여기서, 스위칭 소자인 트랜지스터(Q1)의 구동 온 시간은 저항(R26) 및 콘덴서(C12)에 의한 충전 전압(VC2)이 전력 제어부(21)의 제어 신호(Vcon)와 같아질 때까지의 충전 시간이 되는데, 이상적인 경우에 온타인(tON)은 아래와 같은 식으로 표시된다.(단 VH는 OP1의 고정위 출력 전압)
상기와 같은 동작을 수행하기 위해 프리 휠 다이오드(FWD1)(FWD2)와 스위칭 소자인 트랜지스터(Q1)(Q2)를 병렬 접속할때 가장 근접하게 배치시킴으로써 링잉(ringing)등의 잡음 발생을 억제하는 것이 보통인데, 상기 트랜지스터(Q2)에 흐르는 전류를 Is, 상기 프리 휠 다이오드(FWD2)에 흐르는 전류를 Id라고 하면 Ic=Is+Id와 같이 표시되며 IL은 워킹 코일(HL1)에 흐르는 전류, Vc는 공진 콘덴서(C2)의 정압, Vs는 상기 트랜지스터(Q1)의 구동 전압으로 인버터(11)의 각부 파형은 제8도에 도시한 바와 같다.
한편, 정상 동작중 연속 동작 상태가 아닌 초기 기동시에는 프리 휠 다이오드(FWD1)(FWD2)의 어느 쪽도 전류가 흐르지 않으므로 발진이 개시되지 않는다.
따라서, 초기 기동을 위한 트랜지스터(Q1)의 구동을 위하여 제1구동부(12)에 구동 신호를 입력시키기 위하여 기동 펄스 공급부(15)에서 비교기(OP1)에 제어 신호인 온타임 펄스를 출력하게 된다.
본 발명은 프리 휠 다이오드 (FWD1)(FWD2)의 통전 전류를 검출하기 위한 다른 실시예로서 제9a도에 도시한 바와 같이, 프리 휠 다이오드 자체를 발광 다이오드의 일부를 적용함에 있어 포토 트라이액, 포토 레지스터, 포토 인터럽트등의 포토 소자를 이용하여 프리 휠 다이오드의 전류를 검출할 수 있다.
또한, 제9b도와 같이 프리 휠 다이오드를 2개이상 직렬 또는 저항을 직렬시킨 등 강하 전위차를 발생시키는 소자를 프리 휠 다이오드에 직렬 접속시킨 후 양단의 전위차를 이용하여 제9c도와 같은 포토 소자 또는 트랜스등으로 프리 휠 다이오드의 통전 전류를 검출할 수 있다.
상기에서 상세히 설명한 바와 같이 본 발명은 초기 기동시 기동 펄스만을 제공함으로써 완전 자려 발진이 가능하게 되어 별도의 발진 회로등이 불필요하고 2개의 스위칭 소자의 동시 턴온을 방지하는 오프 시간 발생기를 구현할 필요가 없으므로 구현 회로가 단순해지는 효과가 있다.
또한, 동작 중에 자동적으로 최소의 오프 시간(Td)을 발생시키므로 전원 전압의 변동이나 전력의 가변시 가장 이상적인 범위까지 최대의 전력조절(듀티비의 극대화)이 가능하여 스위칭 소자의 전류 스트레스를 극소화할 수 있음은 물론 오프 시간(dead time)의 설정 오류로 인한 트랜지스터의 파손 원인이 될 수 있는 단락 전류의 발생을 방지할 수 있고, 영전압 스위칭을 위한 프리 휠 다이오드의 도통 전류의 최소량에서 스위칭시키므로 일정 부하시 프리 휠 다이오드의 전류 스트레스를 극소화할 수 있는 효과가 있다.

Claims (11)

  1. 인버터 2개의 스위칭 소자에 프리 휠 다이오드 및 콘덴서를 각기 병렬 접속하고 상기 스위칭 소자의 접속점에 워킹 코일과 공진 콘덴서를 순차 접속한 하프 브릿지(half bridge)인버터에 있어서, 상기 프리 휠 다이오드의 통전 전류를 감지하여 일정 레벨 이상이면 온타임을 설정하고 이 온타임에 따른 구동 신호를 발생시키는 구동 제어 블럭과, 이 구동 제어 블럭의 출력 신호에 따라 상기 스위칭 소자를 구동시키는 제1, 제2구동수단으로 구비한 것을 특징으로 하는 인버터의 전력 제어 회로.
  2. 제1항에 있어서, 구동 제어 블럭은 제1, 제2스위칭 소자에 각기 병렬 접속된 프리 휠 다이오드의 전류를 감지하는 전류 감지 수단과, 이 전류 감지 수단의 출력을 궤환된 래치 신호와 합산하는 가산 수단과, 이 가산 수단의 출력을 기준 전압과 비교하는 비교 수단과, 이 비교 수단의 출력을 래치시켜 상기 가산 수단에 궤환시키는 레치 수단과, 상기 비교 수단의 출력을 전력 제어 신호와 비교하여 상기 제1, 제2스위칭 소자의 온타임을 설정하는 온타임 설정 수단과, 이 온타임 설정 수단의 출력에 따라 제1, 제2구동 수단에 구동 신호를 출력하는 구동 신호 발생 수단과, 초기에 기동 펄스를 상기 가산 수단에 발생시키는 기동 펄스를 상기 가산 수단에 발생시키는 기동 펄스 발생 수단으로 구성한 것을 특징으로 하는 인버터의 전력 제어 회로.
  3. 제1항에 있어서, 구동 제어 블럭은 2개의 프리 휠 다이오드의 통전 전류를 각기 검출하여 제1, 제2스위칭 소자의 온타임을 각기 설정하는 제1, 제2구동 제어 블럭으로 구성한 것을 특징으로 하는 인버터의 전력 제어 회로.
  4. 제3항에 있어서, 제1구동 제어 블럭은 제1스위칭 소자에 병렬 접속된 프리 휠 다이오드의 전류를 감지하는 전류 감지 수단과, 이 전류 감지 수단의 출력과 궤환된 래치 신호를 합산하는 가산 수단과, 이 가산 수단의 출력을 기준 전압과 비교하여 구동 제어 신호로 출력하는 비교 수단과, 이 비교 수단의 출력을 제어 신호와 비교하여 상기 제1스위칭 소자의 온타임을 설정하는 온타임 설정 수단과, 이 온타임 설정 수단의 출력에 따라 제1구동 수단에 구동 신호를 출력하는 구동 신호 발생 수단으로 구성하고, 제2구동 제어 블럭은 제2스위칭 소자에 병렬 접속된 프리 휠 다이오드의 통전 전류를 검출하여 상기 제2스위칭 소자의 온타임을 설정함에 따라 제2구동 수단에 구동 신호를 출력하도록 상기 제1구동 제어 블럭과 동일하게 구성한 것을 특징으로 하는 인버터의 전력 제어 회로.
  5. 제3항에 있어서, 제1구동 제어 블럭은, 제1스위칭 소자에 병렬 접속된 프리 휠 다이오드의 통전 전류를 검출하는 전류 검출 수단과, 이 전류 검출 수단의 출력을 기준 전압(Vref)과 비교하여 제1구동 수단에 구동 신호를 출력하는 비교 수단과, 이 비교 수단의 출력을 궤환시켜 상기 비교 수단의 출력 레벨을 유지시키는 래치 수단과, 상기 비교 수단의 출력을 전력 제어 신호와 비교하여 상기 비교 수단의 출력을 제어하여 상기 제1스위칭 소자의 온타임을 설정하는 온타임 설정 수단으로 구성하고, 제2구동 제어 블럭은 제2스위칭 소자에 병렬 접속된 프리 휠 다이오드의 통전 전류를 검출하여 제1구동 수단에 구동 신호를 출력하도록 상기 제1구동 제어 블럭과 동일하게 구성한 것을 특징으로 하는 인버터의 전력 제어 회로.
  6. 제5항에 있어서, 전류 검출 수단은 제1스위칭 소자에 병렬 접속된 프리 휠 다이오드의 통전 전류를 검출하는 전류 트랜스(CT1)와, 이 전류 트랜스(CT1)의 출력을 전압으로 변환하는 전압 변환단과, 이 전류 변환단의 출력을 정류 평활하여 비교 수단의 정입력 단자(+)에 출력하는 정류 평활단으로 구성한 것을 특징으로 하는 인버터의 전력 제어 회로.
  7. 제5항에 있어서, 비교 수단은 전류 검출 수단의 출력을 정입력 단자에 인가받음과 전압(V+)을 분압한 기준 전압을 부입력 단자(-)에 인가받아 비교 동작을 수행하는 비교기(OP1)로 구성한 것을 특징으로 하는 인버터의 전력 제어 회로.
  8. 제5항에 있어서, 온타임 설정 수단은 비교 수단의 출력을 충전하는 충전 회로와, 이 충전 회로의 출력을 부입력 단자(-)에 인가받음과 아울러 전력 제어 신호를 정입력 단자에 인가받아 비교 동작을 수행하는 비교기(OP2)와, 이 비교기(OP2)의 출력에 따라 상기 충전 회로의 전압과 상기 비교 수단의 출력을 제어하는 레벨 제어단으로 구성한 것을 특징으로 하는 인버터의 전력 제어 회로.
  9. 제4항 또는 제5항에 있어서, 제1구동 제어 블럭은 인버터의 제1스위칭 소자를 초기에 구동시키기 위하여 비교 수단에 기동 펄스를 출력하는 기동 펄스 공급 수단을 포함하여 구성한 것을 특징으로 하는 인버터의 전력 제어 회로.
  10. 제2항, 제4항, 제5항중 어느 한항에 있어서, 전류 검출 수단은 프리 휠 다이오드를 포토 다이오드로 대치함에 의해 포토 트랜지스터의 출력 전류를 검출하게 구성한 것을 특징으로 하는 인버터의 전력 제어 회로.
  11. 제2항, 제4항, 제5항중 어느 한항에 있어서, 전류 검출 수단은 프리 휠 다이오드에 전압 강하 소자를 직렬로 접속하여 양단의 전위치를 포토 소자 또는 트랜스로 검출하도록 구성한 것을 특징으로 하는 인버터의 전력 제어 회로.
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