SE533895C2 - Brytarstyrkrets - Google Patents

Brytarstyrkrets Download PDF

Info

Publication number
SE533895C2
SE533895C2 SE0700381A SE0700381A SE533895C2 SE 533895 C2 SE533895 C2 SE 533895C2 SE 0700381 A SE0700381 A SE 0700381A SE 0700381 A SE0700381 A SE 0700381A SE 533895 C2 SE533895 C2 SE 533895C2
Authority
SE
Sweden
Prior art keywords
circuit
current
voltage
timer
switching
Prior art date
Application number
SE0700381A
Other languages
English (en)
Other versions
SE0700381L (sv
Inventor
Kenneth Svensson
Original Assignee
Nfo Drives Ab
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nfo Drives Ab filed Critical Nfo Drives Ab
Priority to SE0700381A priority Critical patent/SE533895C2/sv
Priority to US12/527,516 priority patent/US8358519B2/en
Priority to EP08712816.1A priority patent/EP2115870B1/en
Priority to PCT/SE2008/050186 priority patent/WO2008100223A1/en
Publication of SE0700381L publication Critical patent/SE0700381L/sv
Publication of SE533895C2 publication Critical patent/SE533895C2/sv

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/13—Modifications for switching at zero crossing
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/26—Modifications for temporary blocking after receipt of control pulses
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/28—Modifications for introducing a time delay before switching
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/153—Arrangements in which a pulse is delivered at the instant when a predetermined characteristic of an input signal is present or at a fixed time interval after this instant
    • H03K5/1536—Zero-crossing detectors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Description

30 533 895 Enligt en aspekt av uppfinningen, tillhandahålls en brytarstyrlcrets för att styra en bryggkrets innefattande: ett övre och ett nedre brytarelement, kopplade till en positiv respektive en negativ spänning, och innefattande en fiihjulsdiod, kopplad parallellt med vart och ett av brytarelementen, en induktor kopplad mellan en övergång hos brytarelementen och en last, och åtminstone en kondensator kopplad mellan lasten och nämnda spänning, en drivkrets för att styra vart och ett av brytarelementen för att stänga av motsvarande brytarelement när en referensström har uppnåtts i induktom och för att slå till motsvarande brytarelement när strömmen i induktom är väsentligen noll, varvid en första timerkrets är anordnad för att hindra tillslag av brytarelementet tills en minsta tidsperiod har förflutit. l en utföringsforrn kan en strömkomparator vara anordnad för att jämföra en induktorström med en referensström och för att stänga av brytarelementet när induktorströmmen överstiger referensströmmen, och en spänningskomparator kan vara anordnad för att slå till brytarelementet när övergångsspänningen överstiger en fórinställd spänning.
I en annan utföringsforrn, kan en andra timerkrets vara anordnad för att slå till brytarelementet efter en timeout-period. Dessutom kan en låskrets vara anordnad för att förhindra snabba oseillationer hos spänningskomparatorn efter en positiv övergång hos spänningskomparatom. Låskretseii kan innefatta en tredje timer, som blockerar negativa övergångar hos spänningskomparatorn under en förutbestämd tidsperiod, såsom 15 ps.
Liknande styrkretsar kan vara anordnade för det övre och det nedre brytarelementet. Brytarelementet kan vara en transistor av MOSFET-typ, med en inneboende frihjulsdiod, eller en transistor av lGBT-typ, med en frihjulsdiod kopplad parallellt därmed.
I en annan utföringsfonn, begränsar den första timem den övre arbetsfrekvensen hos kretsen. Den minsta tidsperioden kan vara justerbar.
I en ytterligare utföringsform, kan referensströmmen vara justerbar beroende på den minsta tidsperioden. Timeout-perioden kan vara justerbar och kan alltid vara längre än nänmda minsta tidsperiod. 10 15 20 25 30 533 895 Kortfattad beskrivning av ritningarna Ytterligare syften, särdrag och fördelar med uppfinningen kommer att framgå från följande detaljerade beskrivning av utfóringsforrner av uppfinningen med hänvisning till ritningama, på vilka Fig. l är ett schematiskt schema fór en brytarkrets enligt känd teknik; Fig. 2 är ett schematiskt tidsdiagram for de olika kretskomponenterna som visas i fig. l; Fig. 3 är ett schematiskt schema för en brytarkrets enligt en första utfóringsform av uppfinningen; Fig. 4 är ett schematiskt tidsdiagram för de olika kretskomponenterna som visas i fig. 3; Fig. 5 är ett schematiskt schema av en brytarkrets enligt en andra utfóringsforrn av uppfinningen; Fig. 6 är ett schematiskt tidsdiagram för de olika kretskomponentema som visas i fig. 5; Fi g. 7 är ett schematiskt schema av en brytarkrets enligt en tredje utföringsfonn av uppfinningen; Fig. 8 är ett schematiskt schema av en brytarkrets enligt en fjärde utfóringsform av uppfinningen; F ig. 9 är ett schematiskt tidsdiagram för de olika kretskomponenteina visade i tig. 7 och 8; Fig. 10 är ett schematiskt schema av en brytarlcrets enligt en femte utfóringsfonn av uppfinningen; Fig. ll är ett schematiskt schema av en brytarkrets enligt en sjätte utfóringsfonn av uppfinningen; Fig. 12 är ett schematiskt tidsdiugram för de olika kretskomponenterna visade i fig. 10 och ll; Fig. 13 är ett schematiskt schema av en krets för att tillhandahålla en frekvensstyrsignal; Fi g. 14 är ett schematiskt schema av en krets fór att tillhandahålla en referensströmsigrial; l0 15 20 25 30 533 895 Fig. 15 är ett schematiskt schema av en timerkrets, vilken kan användas i vilken som helst i de ovanstående uttöiingsfonnema; Fi g. 16 är ett schematiskt schema av en prototyputfóringsfonn av uppfinningen.
Detaljerad beskrivning av utfliringsformer Nedan kommer flera utfóringsformer av uppfinningen att beskrivas med hänvisning till ritningama. Dessa utfóringsfonner beskrivs med ett illustrerande syfie, för att möjliggöra för en fackman att utöva uppfinningen och för att beskriva det bästa sättet. Emellertid begränsar inte sådana uttöringsfonner uppfinningen. Dessutom är andra kombinationer av de olika särdragen möjliga inom uppfinningens omfattning.
Ett kretsschema för en brytarkrets enligt EP0334886Bl visas i fig. l.
Brytarkretsen innefattar två transistorer 2 och 3 koppladei serie i en bryggkrets 1 mellan en positiv drivspänning +V0 och en negativ drivspänning -V0. Transistorerna visas som MOSFET:ar inkluderande en frihjulsdiod. Alternativt kan bipolära transistorer användas, såsom av lGBT-typ, och då krävs en separat frihjulsdiod. Övergången mellan de två transistorerna är kopplad till en induktor 4 och kondensatorer S, 6, och vidare till en last 7, vilken kan vara induktiv, kapacitiv och/eller resistiv.
De två bryggtransistorema styrs av drivkretsar 8 och 9, och av en styrkrets. Vid normal operation är endast en av bryggtransistorerna i funktion, medan den andra väsentligen är overksarn. För positiv ström i induktom, dvs ström riktad från övergången mellan transistorerna mot lasten 7, är den ”övre” transistom 2, kopplad till den positiva matningsterminalen +V0, i funktion, och för negativ ström, är den ”nedre” transistom 3 i funktion.
Styrkretsen innefattar en strömkomparator 12, vilken jämför en ström I i induktom 4 med en referensström lmf. Om indul-:torströmmen I överstiger referensströmmen, matar strömkomparatom ut en logisk ”nolla”, vilken stänger ”av” transistorn via en OCH-grind 10 och drivkretsen 8.
Styrkretsen innefattar också en spänningskomparator 13, vilken jämför spänningen E vid övergången mellan transistorema med en lörinställd spänning -V1, 10 l5 20 25 30 533 895 vilken är negativ för den övre transistom och positiv för den nedre transistom. Om övergångsspänningen E är under den förinställda spänningen -V|, matar spänningskomparatom ut en logisk ”nolla” och den övre transistom förhindras att slås ”till” via OCH-grinden 10.
Det finns en ”nedre” spänningskomparator 14, vilken jämför övergångsspänningen E med den positiva förinställda spänningen +V| och matar ut en logisk ”nolla” om övergångsspärmingen är över den förinställda spänningen, och förhindrar därigenom att den nedre transistom slås ”till”.
Funktionen hos kretsen förklaras med hänvisning till tidsdiagrammet i tig. 2.
När den övre transistom precis har stängts ”av”, vid tidpunkten ti, såsom beskrivits ovan med hjälp av strömkomparatom 12, minskar övergångsspänningen E mot den negativa mätningen -V0, vilket leder till att induktorströmmen I börjar att minska. induktorströmmen passerar nu genom frihjulsdioden hos den nedre transistom.
Emellertid kan inte induktorströmmen vändas om omedelbart, utan ändras långsamt och gör en ”översväng” mellan tider t; och t;, såsom visas i tig. 2.
När övergângsspänningen E har minskat under den förinställda spärmingen -V;, vid tidpunkten tg, matar spärmingskomparatorn 13 ut en logisk ”nolla”, vilken låser OCH-grinden 10 och förhindrar att den övre transistom slås till.
När induktorströmmen I har minskat under referensströmmen inf, vid tidpunkten ti, matar strömkomparatorn ut en logisk ”etta”, men den övre transistom förhindras fortfarande från att slås ”till” av spärmingskomparatom.
När induktorströmmen I har minskat till noll, vid tidpunkten ts, kan inte induktorströmmen ändras omedelbart, utan blir negativ och gör en ”undersväng” mellan tider t; och ty, varigenom den negativa strömmen måste passera genom frihjulsdioden hos den övre transistom. Detta leder till att övergångsspänningen E ökar mot den positiva matningen +V0.
När övergångsspärniingen E har ökat över den förinställda spänningen -V|, matar spänningskomparatom ut en logisk ”etta”, vid tidpunkten t6, vilket leder till att den övre transistom slås ”till”, eftersom strömkomparatom matar ut en logisk ”etta”.
Tillslaget sker under den tid då frihjulsdioden leder, så att spänningen över transistom lO 15 20 25 30 533 895 är låg och strömmen också är nästan noll. Nu ökar induktorströmmen I mot referensströmmen Inf och cykeln upprepas.
Samma operation sker med den nedre transistom, men en inverterad strömsignal används, vilken erhålls av en nedre strömkomparator 15 och den nedre spänningskomparatorn 14 jämför övergångsspärmingen E med en förinställd spänning +V|. Signalema kombineras med en OCH-grind ll, vilken driver drivkretsen 9. Den nedre komparatom 15 kan vara en inverterare, vilken tillhandahåller inversen av den övre lcomparatorn.
Det noteras att den nedre transistom faktiskt âr tillslagen under ett kort ögonblick precis efier den tidpunkt då den övre transistom har stängts av. Detta sker under den tid då den nedre frihjulsdioden leder och skadar inte funktionen.
Eftersom tillslaget av transistorri/transistorema sker vid noll ström, är effektfórlusterna under tillslaget små. Emellertid sker strömiörlustema under avstängning vid maximal ström, vilket resulterar i en väsentlig effekttörlust. Det totala resultatet är en minskning av effektfiirluster jämfört med tidigare kända bryggklopplingar.
Lasten 7 ska drivas vid en önskad spänning UU och ström lo som beror på några villkor. Styrkretsen skulle kunna vara anpassad att styra bryggtransistorerna antingen beroende på den önskade spänningen UO eller den önskade strömmen lo.
Det observeras att induktorströmmen I väsentligen är triangulär och dess medelström resulterar i den önskade strömmen lo. Medelströmmen hos en triangulär ström är halva toppströmmen. Sålunda skulle Inf kunna ställas in till dubbla den önskade strömmen 10.
Om styrkretsen skulle styras av den önskade spårmingen UO, skulle en styrreferensström Imf kunna genereras genom att integrera skillnaden mellan den verkliga spänningen U och en önskad spänning Umf.
Induktorströmmen I kan uppskattas genom att mäta potentialen (E-U) över induktom och integrera potentialen.
En annan metod för att uppskatta induktorströmmen I skulle vara att inkludera en mätlindning på induktorn, t ex ett varv, och integrera den mätta spänningen. Såsom beskrivs i WO02080343Al, kan utspânningen från mätlindningen ñltreraras av en RC- 10 15 20 25 30 533 895 krets, vilket ger en utmatning, vilken är väsentligen induktorströmmen, ernellertid utan en DC-komponent.
Under uppstart av bryggkretsen, är lastspänningen U nära noll. Eftersom båda transistorerna initialt är avstängda, är även övergångsspänningen E nära noll.
Induktorströmmen I är också nära noll. Båda spänningskomparatorema 13, 14 har initialt det logiska värdet ”ett”. Strömkomparatorema kan ha vilket värde som helst. Om den övre komparatom 12 är ”noll”, kommer den nedre transistom att slås till, och om komparatom är ”ett” kommer den övre transistom att slås till. Nu blir referensströmmen Im; och övergångsspänningen E väldefinierade och operationen kommer att justera sig själv till de inställda villkoren.
Under några förutsättningar, såsom låg last, kommer energin i induktom att vara otillräcklig för att återföra övergångsspänningen E till den första matningen +V° vid tidpunkten t-;, varigenom en ringning kan uppträda, såsom beskrivs i WO02080342Al . Sådan ringning kan motverkas genom att inkludera en JK-vippa som ettställs av den första stigande flanken hos spänningskomparatom.
Under andra förutsättningar, t ex en last med hög impedans, kan referensströmmen ställas in utanför arbetsområdet, så att induktorströmmen I aldrig når referensströmmen Imf. Vänligen observera att referensströmmen Im; är dubbelt så hög som den önskade strömmen lo. Då kommer bryggkretsen att låsa sig vid den positiva matningen och oscillationerna kommer att upphöra. Ett sådant tillstånd kan avhjälpas genom att lägga till en timeout-krets, såsom beskrivs i EP0334886B1, vilken stänger av transistorn efter en förutbestämd tidsperiod.
Om transistorer av IGBT-typ används finns det begränsningar på omslagsfrekveiisen hos brytarkretsen. Frekvensen kan inte vara för hög, eftersom efïekttörlusterna då kommer att vara för höga, vilket resulterar i överhettning av transistorerna. Frekvensen kan inte vara för låg, eftersom distortionen hos utspänningen då kan vara alltför hög. Ett arbetsfrekvensområde kan vara mellan 5 och 40 kHz eller ärmu mindre, såsom mellan 10 och 20 kHz. Detta leder till allvarliga begränsningari funktionen både vid låga strömmar, när omslagsfrekvensen blir hög, och vid höga laster, när omslagsfrekvensen blir låg. Detta problem har behandlats i WOO300l 656Al genom 10 15 20 25 30 533 895 parallellkoppling av flera bryggkretsar. Vid låga laster används endast en bryggkrets.
Emellertid kan inte ens en enda bryggkrets användas ner till noll last.
Föreliggande utfóringsfonn löser detta problem på ett annat sätt och tillhandahåller en bryggkrets som kan användas ner till noll last.
Det observeras att största delen av effekttörlustema är på grund av avstängning av effekttransistorerria. Konstruktionen av kretsen leder till en självsvängning vid en frekvens, som är omvänt proportionell mot lasten.
Sålunda kan i enlighet med de föreliggande utfóringsfonnerna effekttörlustema reduceras genom att fördröja tillslaget av eifekttransistom.
Enligt en uttöringsfonn görs detta genom att stoppa självsvängriingarna och återstarta en ny cykel etter en minsta tidsperiod. Detta minskar effektivt den högsta frekvensen utan att begränsa styrbarheten hos kretsen. Om sj älvsvängningstidsperioden är mindre än den minsta tidsperioden, avslutas oscillationema och kretsen omstartas efter utgång av den minsta tidsperioden. Såsom kommer att beskrivas nedan, sker omstarten av en ny cykel vid noll ström, vilket leder till minimala effekttörluster.
Den minsta tidsperioden kan vara fast eller justerbar. Om den minsta tidsperioden är justerbar, kan den styras av lasten, t ex av utströmmen. Den minsta tidsperioden kan styras mellan en första tidsperiod, såsom 50tts, och en andra tidsperiod, såsom l50ps.
När lasten är över ett första värde, kan tidsperioden vara den första tidsperioden och när lasten är under ett andra värde, kan tidsperioden vara den andra tidsperioden.
Den minsta tidsperioden kan styras av temperaturen hos brytartrarisistorerna.
Den minsta tidsperioden kan vara proportionell mot ternperaturen, och sålunda tillåta en högre omslagsfrekvens vid låg temperatur och en lägre omslagsfrekvens vid en hög temperatur.
En utföringsform som inkluderar särdraget med en minsta tidsperiod visas i figur 3. En engångstimerkrets 21, 22 (Timer l) inkluderas och är kopplad till utgången hos spänningskomparatom l3, l4. När spänningskomparatom går låg, och matar ut en logisk ”nolla”, initieras, utlöses eller avfyras timerkretsen och matar ut en logisk ”nolla” under ett tidsintervall, såsom 25 eller SOps, oberoende av någon som helst förändring av 10 15 20 25 30 533 895 inmatningen till timem. Om spänningskomparatom går hög inom denna minsta tidsperiod, kommer timem förhindra att den övre transistom slås till, så att självsvängningama avbryts. Övergångsspänningen kommer att närma sig utspänningen U och induktorströmmen kommer att oscillera kring ungefär noll. När timerkretsen återgår till logiskt ”ett” efter tidsintervallet, slås den övre transistom till igen och en ny cykel påbörjas av en OCH-grind 27, 28 med tre ingångar.
Cykeln som avbrutits och återstartats av timem kan följas av flera sådana cykler. Emellertid kommer styrkretsen att tendera att öka referensströmmen lmf, eftersom spänningen U kommer att sjunka under en spänning Uwf. Detta kan leda till att en eller flera normala perioder följer efter den timerstyrda perioden/de timerstyrda perioderna. Emellertid kommer de totala effekttörlusterna i brytaitrarisistorema att vara lägre på grund av den minskade omslagsfrekvensen, såsom beskrivs vidare nedan.
Under de flesta förhållandena återstartas timem utan några problem. Emellertid är spänningen U, under vissa förhållanden, under den förinställda negativa spänningen - V; när en positiv ström ska genereras, såsom vid en induktiv last när spänningen är 90 grader före strömmen. I detta fall är övergångsspänningen E utanför starttönstret mellan spänningarna +V| och ~V| , vilket leder till att kretsen inte kan starta. I detta fall kan ytterligare en timerkrets 23, 24 (Timer 2) vara anordnad att återstarta bryggkretsen etter en timeout-period genom att åsidosätta den blockerande signalen från spânningskomparatom 13, 14. Timeout-tidsperioden kan vara stor, såsom 500us eller mer och ska vara större än den minsta tidsperioden hos den första timem 21. Denna situation visas i figurer 5 och 6.
En andra timerkrets 23 utlöses av den fallande fianken hos spänningskomparatorn 13, varigenom timerkretsen matar ut en logisk ”nolla”. Timem återställs alltid av en stigande flank hos spänningskomparatom 13.
Utsignalen från spänningskomparatom 13 och utsignalen från den andra timerkretsen 23 matas till interminaler hos inverterade ingångar hos en icke-OCH-grind 25, 26, vars utgång är kopplad till OCH-grinden 27, 28. Om spänningskomparatorn 13 återgår till ”ett” innan timeouten hos timerkretsen, återställs timerkretsen till ”ett”. Icke- OCH- grinden med inverterade ingångar fungerar som en ELLER-grind. 10 15 20 25 30 533 895 10 Om den önskade spänningen U är negativ och under referensspäriningen -V|, och samtidigt en positiv ström IM ska tillhandahållas, och den första timem har avbrutit självsvängiiingatna och kretsen ska återstartas, kan tillstånden hos strömkomparatom och spänningkomparatorn vara så som visas i fig. 6. Sålunda kommer inte den positiva flanken vid tidpunkten mellan t; och tg hos den första timem 21 (Tl) att äterstarta kretsen eftersom spänningskomparatom 13 matar ut en logisk ”nolla”. Emellertid kommer den andra timern, efter en time-out-period (såsom T2, 200us), att tidsutlösa och återgå till sin ”et ”-position. Därigenom kommer utsignalen från icke-OCH-grinden 25 att ändras från en logisk ”nolla” till en logisk ”etta” vid tidpunkten tg och slå till transistom. Spänningskomparatom kommer att ändra till ”ett” kort därefier vid tidpunkten tm. ' Timeout-timem T2 används endast om brytarkretsen är låst, vilket händer relativt sällan. Sålunda kan timeout-tidsperioden ställas in till vilket som helst önskat värde, såsom 500 us eller längre. Timeout-perioden ska alltid vara längre än den minsta tidsperioden, så att Timer 2 endast används när Timer l-tidsperioden har löpt ut.
Tidsperioden fór Timer 2 kan vara justerbar beroende på tidsperioden för Timer 1.
En tredje timer kan användas för att förhindra oscillationer i utsignalen hos spänningskomparatorn, såsom visas i lig. 7. Den tredje timern 30 utlöses av en positiv övergång hos spänningskomparatom 13 och matar ut en logisk ”nolla” under en fórinställd kort tidsperiod på t ex 15 us. Under denna tidsperiod upprätthålls utsignalen från den modifierade spänningskomparatom 31 vid ”ett” även om spänningskomparatom 13 ändrar sitt tillstånd. Utgången från timer 30 är kopplad till en icke-OCH-gtínd 32 med en ickeinverterande ingång. En andra inverterande ingång är kopplad till utgången från spänningskomparatorn 13. Den ursprungliga spänningskomparatom 13, timem 30 och icke-OCH-gdnden 32 bildar tillsammans den modifierade spänningskomparatom 3 l, och kan ersätta utsignalen från den ursprungliga spänningskomparatom 13 i vilka som helst av dc tidigare kretsarna.
En liknande funktion för att undertrycka oönskade oscillationer under tillslaget kan erhållas genom användning av en multivibrator eller vippa, såsom visas i kretsschemat i fig. 8. Utsignalen från spärmingskomparatorn 13 inverteras av inverterare 40 och kopplas till en ingång hos en JK-vippa 41. Den andra ingången hos vippan 41 är 10 15 20 25 30 533 895 ll kopplad till utgången hos strörnkomparatom 12. Utgången hos vippan 41 âr kopplad t ex till ieke-OCI-l-grinden 26 i figur 5 och/eller ersätter utsignalen från spänningskomparatorn 13 i vilken som helst av kretsama beskrivna ovan. Vippan 41 har en ßrsta icke-OCH-grind 42 med en första ingång, vilken är kopplad till utgången hos spänningskomparatom, dvs den nedersta ingången i figur 8. Den andra ingången hos icke-OCH-grinden 42 är kopplad till utgången hos en andra icke-OCH-grind 43, vars första ingång är kopplad till strömkomparatom 12 och vars andra ingång är kopplad till utgången hos icke-OCH-grinden 42.
Funktionen år som följer. Under det att transistom leder före tidsperiod ti, är utsignalen hos vippan 41 ”ett”. Utsignalen från strömkomparatom 12 är också ”ett”, vilket leder till att utsignalen 'från den andra icke-OCH-grinden 43 är ”noll”. Utsignalen ”noll” kopplas till den andra ingången hos den första icke-OCH-grinden 42, och blockerar därigenom den andra icke-OCH-grinden 42. Sålunda är utsignalen från den andra icke-OCH-grinden 42 ”ett” oberoende av den första insignalen från spänningskomparatom.
När strömkomparatom 12 går låg vid tidpunkt ti, blir den första insignalen hos den andra icke-OCH-grinden 43 ”noll”, vilket leder till att utsignalen från den andra icke-OCH-grinden 43 blir ”ett”, vilket matas till den andra ingången hos den första icke- OCH-grinden 42. Den första icke-OCH-grinden ”öppnas” nu och kan reagera på vilken som helst aktion hos den första insignalen från spänningskomparatorn 13. När spänningskomparatom går låg vid tidpunkt t2, blir utsignalen hos inverteraren 40 ”ett”, vilket matas in på den första ingången hos den första icke-OCH-grinden 42, vars utsignal går låg till ”noll”. Sålunda går utsignalen från multivibratom låg vid samma tidpunkt som spänningskomparatom 13.
Nu blir den andra insignalen hos den andra icke-OCH-grinden 43 ”noll”, och blockerar därigenom den andra icke-OCl-l-grinden 43 så att dess utsignal upprätthålls vid ”et ” oberoende av tillståndet hos den första insignalen till den andra icke-OCH- grinden 43 kopplad till strömkomparatom 12. Sålunda händer ingenting i vippan 41 när strömkomparatom 12 går hög vid tidpunkten t4.
När spänningskomparatom går hög vid tidpunkt tó, blir utsignalen från inverteraren 40 ”noll”, vilket leder till att den första icke-OCH-giinden 42 ändrar sin 10 15 20 25 30 533 895 12 utsignal till ”ett”. Sålunda går utsignalen från multivibratom 41 hög vid samma tidpunkt som spärmingskomparatom 13.
Utsignalen ”ett” från den första icke-OCH-grinden 42 och utsignalen ”ett” från strömkomparatom 12 resulterari att den andra icke-OCH-grinden 43 ändrar sitt tillstånd och dess utsignal går till ”noll", och låser därigenom igen den första icke-OCH-grinden 42. Sålunda kommer inte den första icke-OCH- grinden 42 att reagera på oscillationer i utsignalen från spânningskomparatom, såsom visas vid tidpunktema t; 1, se fig. 9.
Sålunda förblir utsignalen från multivibratom hög när spänningskomparatom 13 oseillerar, såsom visas vid tidpunkt tu, t ex under tillslaget av transistorn. Sådana oscillationer kan även uppträda om oscillationerna visade just till höger om tg, se tig. 6, uppträder vid en övergångsspänriing E nära den förinställda spänningen -V|.
Multivibratom utlöses igen när strömkomparatorn går låg och cykeln upprepas.
En sådan multivibrator 41 tar även hand om situationen som visas i fig. 6.
Sålunda kommer multivibratom 41 förbli vid ”ett” även när spänningskomparatom går till ”noll” vid tg, och kretsen kan âterstarta när den första timern (Tl) 21 löper ut efter 25 us, se fig. 6.
I fig. 8 visas den första timem 21 bli utlöst av strömkomparatom 12 i stället för spänningskomparatorn. Den andra timern 23 kan likväl utlösas av strömkomparatorn 12.
Fig. ll visar en utíöringsfonn av den andra timem (Timer 2). Den andra timern 50 visas inkludera en buffer 51 av öppen kollektor-typ, vars ingång är kopplad till en inverterare 56 kopplad till utgången hos OCH-grinden 10 i fig. 1 eller OCH-grinden 27 i figurer 3, 5 eller 8. Sålunda går utsignalen från inverterare 56 låg när tillslags-signalen skickas till transistorn vid tiden to, se fig. 12. Detta leder till att en kondensator 52 kortslutes till jord. Sedan blir en utsignal från en tröskelspännings-kornparator 54 "ett".
Utgången hos komparator 54 är kopplad till en första ingång hos en OCH-grind S5, vars andra ingång är kopplad till spänníngskomparatorn 13 via en inverterare 57. Sålunda är OCH-grinden 55 ”öppen” och antar tillståndet hos utsignalen från inverteraren 57.
När transistorn stängs av vid tidpunkt ti, utlöses den andra timern 50 av det faktmn att utsignalen från inverteraren 56 blir ”ett”. Sedan erhåller bufferten ett högimpedivt tillstånd, efiersom den öppna kollektom är blockerad. Kondensatom 52 10 15 20 25 30 533 895 13 laddas nu upp av en resistor 53 och spänningen över kondensatom ökar. Når spänningen efter en andra tidsperiod på t ex 500 us överstiger en tröskelspånning hos komparatorn 54, ändrar sig tröskelkomparatom till ”nol1”. Detta blockerar effektivt OCH-grinden så att dess utsignal alltid är ”noll” oberoende av utsignalen från spänningskomparatom.
Detta tvingar kretsen att slå till transistom och en ny cykel startas. När transistom slås till, blir utsignalen fiån inverteraren 56 ”noll”, vilket stänger bufferten 51 och kondensatom laddas ur under en tidsperiod, vilken beror på motståndet hos kollektom i bufferten 51 . Det krävs endast att denna tidsperiod är kort, så att den utlösande signalen inte inträffar före kondensatom är urladdad.
Den vidare funktionen framgår av beskrivningen av de andra kretsama ovan.
Pig. 10 visar att den första timerkretsen 21 kan utlösas av strömkomparatom medan den andra timerkretsen 50 utlöses av avstängningen av effekttransistom. Såsom visas i fig. 1 1, kan alternativt den första timerkretsen utlösas av tillslaget av effekttransistorn, såsom visas i timingdiagrammet i figur 12. Om den första timerkretsen utlöses av tillslaget och även aktiverar tillslaget, dvs den minsta tidsperioden används som en tillslagssignal, utlöses den första timem nästan samtidigt med att tidsperioden löser ut. Detta är möjligt i en 555-krets, se vidare nedan. Dessutom är det en viss fördröjning i kretsama, vilket ger tid till urladdning lör laddningskondensatom.
Pig. 12 visar en situation, .i vilken självsvängningarna hos bryggkretsen upphör, om den andra timem inte är inkluderad. Antag att lmf är positiv och U är negativ väsentligt under den förinställda spärmingen -V|. l derma situation är lutningen hos strömmen l låg under tidsperioden t; till t5, när transistom stängs av. Lutningen är proportionell mot (-Vq-U), vilket är litet. Då kommer inte energin i induktom att vara tillräcklig för att omvända övergångsspänningen E vid tidpunkt t5, och övergångsspåriningen kommer att törbli under -V ._ I denna situation kommer spänningskomparatorn 13 att förbli vid ”noll” och multivibratom 41 kommer inte att avhjälpa denna situation. Emellertid, såsom visas vid tidpunkt t9, kommer den andra timem att återstarta kretsen.
Den andra timem 50 kan altemativt utlösas av strömkomparatom eller spänningskomparatorn. Timem utlöses av en positiv övergång, så det kan krävas att den utlösande signalen inverteras. 10 15 20 25 30 533 895 14 Timerkretsarna som nämns ovan är aktiva endast efter avstängningen av transistom, och styr sålunda inte timingen för tillslag. l fig. ll visas det att den fórsta timem 21 utlöses av tillslaget av transistorn.
Detta tillslag inverteras först av inverteraren 56 och en negativ övergång utlöser den fórsta timern 21, vid tidpunkt to. Den första timem 21 blockerar en icke-OCH-grind 62, vilket leder till att spärmingskomparatorn inte kan starta kretsen förrän den minsta tidsperioden har löpt ut. En ytterligare multivibrator 61 är anordnad. Denna multivibrator ser till att transistom inte stängs av när tirnern 2l återutlöses.
Genom denna konstmktion styrs den minsta totala cykeltiden, inklusive tillslagstidsperioden, att vara åtminstone lika stor som den minsta tidsperioden inställd av den första timem 21. Det observeras att den andra timem även kan vara konstruerad på samma sätt, och sålunda styra den totala cykeltiden inklusive tillslagstidsperioden.
Timerkretsama kan vara utförda runt en 555-krets av konventionell konstruktion. En sådan tirnerkrets i fig. 15. SSS-kretsen 90 innefattar en ingång fór koppling av en timing-kondensator 91 och en ingång för koppling av en laddningsresistor 92. Laddningsresistom är kopplad till en frekvensjusteringsingång, vilken kan tas från kretsen visad i fig. 13, se nedan. Altemativt kan frekvensjusteringsirisigrialen erhållas eller genereras från en processor som en fimktion av strömmen 10. Altemativt kan frekvensjusteringsinsignalen erhållas från en eller flera termistorer fysiskt anordnade i närheten av effekttransistorema för att känna av transistoremas temperatur. En utlösande signal tillhandahålls till den utlösande ingângslinjen hos 555-kretsen, vilket påbörjar en timingperiod bestämd av kondesatorn 91, resistom 92 och frekvensjusteringssigrialeri. Den utlösande signalen kan tas från strömkomparatom, spänningskomparatom, avstängningssigrialen eller tillslagssignalen till transistorn. Kretsen är en standardkrets for denna typ av denna 555-timerkrets och beskrivs inte vidare här.
Timerperioden för den forsta och/eller den andra timem kan vara justerbar.
Tímem kan utföras som en räknare, vilken är iörinställd med en sifferuppgift, t ex antalet mikrosekunder, och vilken räknas ner till noll vid triggning av en klocksignal, vilken kan ha en cykel på t ex l ps. På detta sätt är timem justerbar genom att ändra den förinställda sifferuppgifien. 10 15 20 25 30 533 895 15 De olika funktionerna hos kretsen kan utföras i en processor, såsom en signalprocessor, eller i en programerbar logik, såsom en ASIC eller FPGA. I detta fall är det enkelt att ställa in tidsperioden hos varje timer enligt önskemål.
Styrsigiialen Le; kan erhållas genom att integrera skillnaden mellan den verkliga spärmingen över lasten U och en referensspänning Umf såsom visas i fig. 14.
Detta är samma som visas i EP 00334886-81 nämnd ovan, och beskrivs inte vidare här.
En styrsignal för att styra tidsperioden hos den första timem kan erhållas från signalen inf. Signalen ln; precisionslikriktas av en första OP-törstärkare och den likriktade signalen buffras av en andra OP-törstärkare. Utsignalen från den andra förstärkaren styr den minsta tidsperioden så att vid hög spänning erhålles en omslagsiiekvens på 25 till 50 kHz, och vid låg spänning erhålles en omslagsfrekvens på 7 till 12 kHz. Precisionslikriktarlcretsen visas i fig. 13 och innefattar en första OP- förstärkare 71 kopplad till tvâ dioder 72, 73, vilka bildar en halvvågslikriktarkrets. En andra OP-förstärkare 74 har en förstärkning på två och adderar den andra halvvågen till utsignalen stort S; från den första OP-törstärkaren 71, och erhåller därigenom effektivt en helvågslikriktad utsignal. Kretsen är en standardkrets beskriven i litteraturen.
Utsignalen från kretsen kan användas som en trekvensjusteringssigrial och kopplas till frekvensjusteringsanslutningen hos kretsen i fig. 15.
I en bryggkrets är det alltid av intresse att minimera effekttörlustema. Såsom observeras minskas effektförlusterna om omslagsfrekvensen minskas. Detta kan användas tör att minimera effektfórlustema och sålunda öka verkningsgraden hos inverteraren. Detta är av speciellt intresse tör IGBT-transistorer, i vilka omslagsíörlustema är mycket större än ledningstörlusterna under påtiden för transistorerna.
Antag att bryggkretsen skulle arbeta i nonnal mode vid 10 kHz för att tillhandahålla en önskad ström 10. Referensströmmen Iæf skulle då vara 2*I0. Antag att spänningama är sådana att bryggkretsen har förmåga att leverera 2*I,,f. I detta fall skulle det vara möjligt att driva bryggkretsen vid 2,5 kHz genom att justera den minsta tidsperioden att vara 400 us (hela cykeln) och justera referensströmmen till att vara dubbelt så stor som den tidigare referensströmmen. Samma medelström 10 skulle erhållas i de två fallen. 10 15 20 25 30 533 895 16 Detta skulle spara energi, eftersom omslagsfrekvensen har reducerats med kvadraten på ökningen av den maximala strömmen, varigenom omslagseffektförlusterna kommer att vara mycket mindre och ledningtörlustema endast kommer att öka till en mindre grad.
Denna egenskap kan användas för att generera en optimal minimal tidsperiod för olika lastfórhållanden. Bryggkretsen drivs så att Timer 1 styr operationen under de flesta förhållanden. Om Timer l inte justeras korrekt, tar sj älvsvängningsoperationen Över.
En metod att hantera brytarkretsen är att ställa in en hög referensström Inf, och sedan tillåta brytarkretsen att utföra en cykel. Integralen av strömmen över cykeln beräknas, och från detta beräknas den minsta perioden för timer 1 så att den önskade strömmen 10 erhålles. Denna minsta tidsperiod används sedan i nästa cykel.
Beräkningen kan inkludera en bestämning av cykelperioden och om cykelperioden är större än ett förutbestämt värde (den minsta omslagsfrekvensen på t ex 5 kHz ska ej överträdas), reduceras Iæfi nästa cykel. På detta sätt anpassas IR; och tidsperioden för den första timem till de rådande förhållandena. Om en större ström krävs, erhålls en låg frekvens som tidigare. Om en medelhög ström krävs, styrs frekvensen av den första timem. Om en liten ström krävs minskas även læf.
Fig. 16 visar en komplett prototyputföringsforrn av brytarkretsen. Några detaljer skiljer från kretsarna beskrivna ovan. För övrigt är funktionen väsentligen såsom beskrivits ovan.
Skillnaderna är t ex att drivkretsen Bl, B2 är av inverterande typ, vilket innebär att även grinden X6, som driver drivkretsen, är av inverterande typ. Den nedre strömkomparatom är ersatt av en inveiterare X7, vilken inverterar signalen från den övre komparatom K3.
I kraven utesluter inte termen ”innefattar/innefattande” närvaron av andra element eller steg. Vidare kan, även om de listas individuellt, ett flenal medel, element eller metodsteg vara implementerade. Vidare kan, även om individuella särdrag kan vara inkluderade i olika krav, de olika särdragen kombineras separat eller i andra kombinationer, och inkluderandet av särdragen i olika krav implicerar inte att andra kombinationer av särdrag inte är lämpliga och/eller fördelaktiga. Dessutom utesluter 10 533 895 17 inte hänvisningar i singular ett flertal. Termema ”en”, ”ett”, ”íörstafi ”andra” etc utesluter inte ett flertal. Hänvisningsbetäckningar i kraven tillhandahålls endast som ett tydliggörande exempel och skall inte tolkas som begränsande av kravens omfattning på något sätt. Även om föreliggande uppfinning har beskrivits ovan med hänvisning till specifika uttöringsfonner, är den inte avsedd att vara begränsad till den specifika formen som framställts häri. Snarare är uppfinningen endast begränsad av de bifogade kraven och andra utfóringsformer än de ovan beskrivna är lika möjliga inom omfattningen fór de bifogade kraven.

Claims (9)

10 15 20 25 30 533 895 lX Patentkrav
1. Brytarstyrkrets fór styrning av en bryggkrets innefattande: ett övre och ett nedre brytarelement (2,3), kopplade till en positiv respektive en negativ spärming (+V|, -V|), och innefattande en frihjulsdiod kopplad parallellt med vart och ett av brytarelernenten, en induktor (4) kopplad mellan en övergång (E) hos brytarelementen och en last (7) och åtminstone en kondensator (5,6) kopplad mellan lasten och nämnda spänning, en drivkrets (8,9) för att styra vart och ett av brytarelementen fór att stänga av motsvarande brytarelement när en referensström har uppnåtts i induktom och fór att slå till motsvarande brytarelement när strömmen i induktom är väsentligen noll, kännetecknad av en första timerkrets (2 l ,22) anpassad att förhindra tillslag av det ena brytarelementet tills en minsta tidsperiod har fórflutit, på ett sådant sätt att den maximala omslagsfiekvensen för bryggkretsen begränsas.
2. Krets enligt krav 1, vidare innefattande: en strömkomparator (l2,l5) för att jämföra en induktorström (I) med en referensström (lmf) och för att stänga av det nämnda ena brytarelementet när induktorströmmen överstiger referensströmmen, och en spänningskomparator (l3,l4) fór att slå till det nämnda ena brytarelementet när övergångsspänningen överstiger en törinställd spänning (-V1).
3. Krets enligt krav 1 eller 2, varvid den första tirnerkretsen är anpassad att förhindra tillslaget av det nämnda ena brytarelementet tills den minsta tidsperioden har fórflutit sedan det föregående tillslaget av det nämnda ena brytarelementet.
4. Krets enligt vilket som helst av kraven l - 3, vidare innefattande en andra timerkrets (23,24) för att slå till brytarelementet efter en timeout-period. 10 15 20 533 895 101
5. Krets enligt krav 2, vidare innefattande en låskrets för att förhindra snabba oscillationer hos spänningskomparatom efter en positiv övergång hos spänningskomparatom.
6. Krets enligt krav 5, varvid låskretsen innefattar en tredje timer (27), som blockerar negativa övergångar hos spänningskomparatom under en förutbestämd tidsperiod, såsom 15 ns.
7. Krets enligt vilket som helst av de föregående kraven, varvid liknande styrkretsar är anordnade fór det övre och det nedre brytarelernentet och varvid nämnda brytarelement är en transistor av MOSFET-typ med en inneboende fi-ihjulsdiod eller en transistor av lGBT-typ med en frihjulsdiod kopplad parallellt därmed.
8. Krets enligt vilket som helst av de föregående kraven, varvid nämnda minsta tidsperiod är justerbar.
9. Krets enligt vilket som helst av kraven 4 - 8, varvid nämnda referensström är justerbar beroende på den minsta tidsperioden. lO. Krets enligt krav 4 eller 6, varvid nämnda timeout-period år justerbar och alltid längre än nämnda minsta tidsperiod.
SE0700381A 2007-02-16 2007-02-16 Brytarstyrkrets SE533895C2 (sv)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE0700381A SE533895C2 (sv) 2007-02-16 2007-02-16 Brytarstyrkrets
US12/527,516 US8358519B2 (en) 2007-02-16 2008-02-15 Switch control circuit limiting the maximum switching frequency of a bridge circuit with a timer
EP08712816.1A EP2115870B1 (en) 2007-02-16 2008-02-15 A switch control circuit
PCT/SE2008/050186 WO2008100223A1 (en) 2007-02-16 2008-02-15 A switch control circuit

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SE0700381A SE533895C2 (sv) 2007-02-16 2007-02-16 Brytarstyrkrets

Publications (2)

Publication Number Publication Date
SE0700381L SE0700381L (sv) 2008-08-17
SE533895C2 true SE533895C2 (sv) 2011-02-22

Family

ID=39690351

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SE0700381A SE533895C2 (sv) 2007-02-16 2007-02-16 Brytarstyrkrets

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8358519B2 (sv)
EP (1) EP2115870B1 (sv)
SE (1) SE533895C2 (sv)
WO (1) WO2008100223A1 (sv)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011037509A1 (en) * 2009-09-22 2011-03-31 Joensson Ragnar Method and system for hysteresis control of a power circuit
JP5535766B2 (ja) * 2010-05-27 2014-07-02 ラピスセミコンダクタ株式会社 タイマー回路

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62272876A (ja) * 1986-05-19 1987-11-27 Mitsubishi Electric Corp インバ−タ装置
SE8605266L (sv) * 1986-12-09 1988-06-10 Ragnar Jonsson Switch-koppling
US5982106A (en) * 1992-02-24 1999-11-09 Bobel; Andrzej Self-protected series resonant electronic energy converter
KR970006379B1 (ko) * 1994-05-17 1997-04-25 엘지전자 주식회사 인버터의 전력 제어 회로
US5638260A (en) * 1995-05-19 1997-06-10 Electronic Measurements, Inc. Parallel resonant capacitor charging power supply operating above the resonant frequency
JP3697353B2 (ja) * 1998-06-29 2005-09-21 株式会社日立産機システム インバータ装置
JP3787266B2 (ja) * 2000-08-30 2006-06-21 ペンタックス株式会社 フラット発光制御装置
SE0101125L (sv) 2001-03-30 2002-10-01 Ragnar Joensson Styranordning och -metod för en transistorswitchkrets
SE0101126L (sv) 2001-03-30 2002-10-01 Ragnar Joensson Styranordning för en transistorswitchkrets
SE0102230L (sv) 2001-06-25 2002-12-26 Ragnar Joensson Switchkrets med multipla steg
WO2004095682A1 (ja) * 2003-04-22 2004-11-04 Sanken Electric Co., Ltd. 力率改善回路
US7214934B2 (en) 2004-07-22 2007-05-08 Varian Australia Pty Ltd Radio frequency power generator

Also Published As

Publication number Publication date
US20100007401A1 (en) 2010-01-14
SE0700381L (sv) 2008-08-17
EP2115870B1 (en) 2018-01-17
US8358519B2 (en) 2013-01-22
EP2115870A1 (en) 2009-11-11
EP2115870A4 (en) 2011-08-17
WO2008100223A1 (en) 2008-08-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8350543B2 (en) Control circuitry in a DC/DC converter for zero inductor current detection
US8270138B2 (en) Power supply controller and threshold adjustment method thereof
JP5942350B2 (ja) スイッチング電源装置およびその制御装置
EP1936792B1 (en) Synchronous rectifier having precise on/off switching times
JP4691404B2 (ja) スイッチング制御回路、自励型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3572292B2 (ja) スイッチング電源回路
US8804382B2 (en) Resonant controller circuit and system with reduced peak currents during soft-start
CN108809059B (zh) 半导体元件的驱动装置
JP3885563B2 (ja) パワー半導体駆動回路
JPH06120787A (ja) パワーデバイスの過電流保護回路及び半導体集積回路装置
US9203303B2 (en) Inductor-based switching mode DC-DC converter and control method thereof
JP6142917B2 (ja) パワーデバイスの駆動回路
CN110707925A (zh) 过零检测电路、过零检测方法和开关电源电路
JP5792750B2 (ja) スイッチ制御を有するｄｃ−ｄｃコンバータおよび操作の方法
WO2019174380A1 (zh) 一种时间宽度检测电路及其控制方法
US7714548B1 (en) Adaptive switch timing circuits for zero voltage switching power converters
US5821740A (en) DC-to-DC converter having fast over-current detection and associated methods
SE533895C2 (sv) Brytarstyrkrets
JP4147965B2 (ja) Ｍｏｓトランジスタによりｐｗｍ電圧制御する単相負荷の過電流検出回路
WO2018209604A1 (zh) 一种驱动电路及电子设备
TW202332177A (zh) Ｄｃ／ｄｃ轉換器
JP5034750B2 (ja) 電源制御回路
JP4370123B2 (ja) モータロック保護回路
JP2009183037A (ja) スイッチング電源回路及びそれを備えた車両
JPH1146480A (ja) スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
NUG Patent has lapsed