JPH1146480A

JPH1146480A - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JPH1146480A
Application number: JP9201077A
Authority: JP
Inventors: Masaharu Maesaka; 昌春前坂
Original assignee: Cosel USA Inc
Current assignee: Cosel USA Inc
Priority date: 1997-07-28
Filing date: 1997-07-28
Publication date: 1999-02-16

Abstract

(57)【要約】【課題】起動回路の動作条件に拘束されることなく、負
荷短絡時に適切な過電流保護動作ができる。【解決手段】ブロッキング発振回路を備えたリンクキン
グチョーク・インバータ100 と、電源投入時にインバー
タ100 に起動電流を供給して定格出力電圧のスイッチン
グ動作状態とする起動回路102 と、インバータ100 の出
力電流が規定の過電流保護値を越えた場合にオフ時間を
長くすることで出力電圧と出力電流を同時に低下させる
過電流保護回路103 とを備える。さらに起動切離し回路
104 を設け、電源投入時に起動回路101 をインバータ10
0 に接続して定格出力電圧のスイッチング動作状態に起
動させ、起動後に起動回路101 をインバータ100 から切
離して過電流保護回路103 の動作時にインバータ100 の
制御用コンデンサ11を起動回路100 で充電しないようす
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ブロッキング発振
回路を使用したリンギングチョーク型のスイッチング電
源装置に関し、特に、負荷短絡時の過電流保護動作が適
切にできるようにしたリンギングチョーク型のスイッチ
ング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種のリンギングチョーク型の
スイッチング電源装置としては、例えば図８に示すもの
がある。図８において、インバータ１００及び平滑整流
回路１０１を含む主回路は、入力巻線１５、補助巻線１
６および出力巻線１７を備えたトランス１４、整流用の
ダイオード１８、平滑用のコンデンサ１９で構成され、
可変抵抗で示す負荷２０を接続している。ブロッキング
発振器を利用したインバータ１０１は、トランス１４の
入力巻線に対しスイッチング素子として例えばＭＯＳＦ
ＥＴ１３のドレインＤを接続し、ゲートＧに制御用コン
デンサ１１及び抵抗１２を介して補助巻線１６を帰還接
続している。

【０００３】インバータ１００に対する起動回路１０２
は、抵抗１、コンデンサ２、抵抗８，１０で構成され
る。起動回路は、入力電圧Ｖｃｃの印加時にＭＯＳＦＥ
Ｔ１３のゲートを規定のスレショルド電圧（インバータ
・オン電圧）Ｖthにバイアスしてスイッチング動作を起
動させる。即ち、抵抗１を介してコンデンサ２を充電し
た後に、抵抗８，１０の分圧電圧により抵抗１２を介し
て制御用コンデンサ１１を充電し、制御用コンデンサ１
１の充電電圧によるＭＯＳＦＥＴ１３のゲート・ソース
間電圧Ｖgsが規定のスレッショルド電圧（インバータ・
オン電圧）Ｖthに達すると、ＭＯＳＦＥＴ１３がオン
し、ブロッキング発振によるインバータのオン・オフ動
作が開始され、定格出力電圧Ｖo1を得る。

【０００４】またＭＯＳＦＥＴ１３のゲートＧとソース
Ｓの間には、インバータのオフタイミングを制御するた
めのトランジスタ９のコレクタとエミッタが並列接続さ
れ、フォトカプラ３４を備えた駆動回路２２により、誤
差増幅器２１で検出した基準出力電圧に対する実際の出
力電圧の誤差をなくして一定に保つようにトランジスタ
９のオンによりＭＯＳＦＥＴ１３をオフしてインバータ
のオン時間を制御している。

【０００５】更にトランジスタ９のベース側には過電流
保護回路１０３が設けられる。過電流保護回路１０３
は、例えば抵抗２４にコンデンサ２５を直列接続した積
分回路であり、補助巻線１６に接続されている。過電流
保護回路１０３は、インバータのオン動作時に補助巻線
１６に誘起される電圧でコンデンサ２５を抵抗２４を介
して充電しており、規定の過電流保護値に対応したタイ
ミングで強制的にインバータ１００をオフするように、
トランジスタ９をオンするための時定数を決めている。

【０００６】即ち、負荷２０の短絡で負荷電流が増加す
ると、駆動回路２２によりトランジスタ９をオンする前
に過電流保護回路１０３のコンデンサ２５の充電電圧で
強制的にトランジスタ９をオンし、これによりＭＯＳＦ
ＥＴ１３を強制的にオフしてインバータのオン時間を短
くしてオフ時間を長くし、出力電流Ｉｏに対する出力電
圧Ｖｏの低下によって過電流保護動作が行われる。

【０００７】図９は図８の過電流保護回路１０３による
負荷短絡時の理想的な過電流保護動作のタイミングチャ
ートであり、図９（ａ）はＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソ
ース間電圧Ｖds、図９（Ｂ）は出力巻線１７を流れる出
力電流ｉ２、図９（Ｃ）は補助巻線１６の誘起電圧Ｖ
ｓ、更に図９（Ｄ）はＭＯＳＦＥＴ１３のゲート・ソー
ス間電圧Ｖgsを示している。

【０００８】この過電流保護動作の際には、時刻ｔ１〜
ｔ２の過電流オン時間Ｔ１は、過電流保護回路１０３の
時定数で決まる規定時間に抑制されており、インバータ
のオン動作によって出力巻線１７にチャージされるエネ
ルギが抑えられている。ここで出力巻線１７のインダク
タンスをＬ２とすると、インバータ・オンによって出力
巻線１７にチャージされたエネルギは、インバータ・オ
フ期間中に図９（Ｂ）のように、出力巻線１７に出力電
流ｉ２を流す。この出力電流ｉ２の時間変化ｉ２は、ｉ２＝−（Ｖｏ／Ｌ２）ｔ（１）となる。この出力電流ｉ２が時間の経過に伴って減少し
て時刻ｔ３でｉ２＝０となると、インバータ・オンとな
る。即ち、Ｉ２＝０のタイミングで図９（Ａ）のドレイ
ン・ソース間電圧Ｖdsに、ΔＶ＝（Ｖds−Ｖcc）で決ま
る振幅をもつインバータの共振による振動電圧が加わ
り、これが図９（Ｄ）のゲート・ソース間電圧Ｖgsにも
加わってスレッショルド電圧Ｖthを越えることでＭＯＳ
ＦＥＴ１３がオンする。この出力電流ｉ２＝０となるタ
イミングで発生する共振振動の振幅ΔＶは、出力電圧Ｖ
ｏに比例して低下する関係にある。

【０００９】この過電流保護動作のインバータ・オフ期
間Ｔ２におけるＭＯＳＦＥＴ１３のゲート・ソース間電
圧Ｖgsの時間変化は、制御用コンデンサ１１の容量をＣ
１１、起動電流をｉ１とすると、Ｖgs＝（ｉ１／Ｃ１１）ｔ（２）で近似できる。したがって起動回路１０２の起動電流ｉ
１を適切に決めることで、負荷電流が短絡によりが過電
流保護値を越えた際に、十分に長いオフ時間Ｔ２を確保
し、出力電流と出力電圧をフの字特性に従って抑え込む
過電流保護動作が行われる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のリンギングチョーク型スイッチング電源装置
にあっては、過電流保護動作によりインバータ・オフ期
間Ｔ２が長くなった場合、過電流保護動作によるオフ期
間の途中で起動回路１０２によってインバータ１００が
オンとなり、負荷に流れる短絡電流が過電流設定値より
も大きくなり、スイッチング電源装置の内部素子やユー
ザ負荷を破壊する恐れがあった。

【００１１】即ち、過電流保護動作によるインバータ・
オフ期間Ｔ２中におけるＭＯＳＦＥＴ１３のゲート・ソ
ース間電圧Ｖgsの時間変化は、（２）式で近似され、回
路素子のバラツキにより制御用コンデンサ１１の容量Ｃ
１１が小さくなったり、又は抵抗８の抵抗値が小さく抵
抗１０の抵抗値が大きくなって起動電流が増加した場
合、図９（Ｄ）のＶgs´のように回復速度が早くなり、
図９（Ｂ）の出力電流ｉ２がｉ２＝０となる前の時刻t3
´のタイミングでスレッショルド電圧Ｖthに達してオン
する。

【００１２】また制御用コンデンサ１１や抵抗８，１０
の値が適正であっても、ＭＯＳＦＥＴ１３のバラツキに
よってスレッショルド電圧Ｖthが低くなった場合も、図
９（Ｂ）の出力電流ｉ２がｉ２＝０となる前のタイミン
グでスレッショルド電圧Ｖthに達してオンする。このよ
うに過電流保護動作による理想的なオフ期間の途中でイ
ンバータがオンとなると、図１０の過電流保護特性のよ
うに、出力電圧Ｖｏが０ボルトの場合、出力電流Ｉｏが
動作点４０まで上昇してしまい、スイッチング電源装置
の内部素子やユーザ負荷を破壊する恐れがあった。

【００１３】このような過電流動作時に出力電流が増加
する問題を解決するためには、起動回路１０２からの制
御用コンデンサ１１に流れる電流ｉ１を小さく設定し、
インバータをドライブする制御用コンデンサ１１への充
電時間を長くすることが考えられる。具体的には、制御
用コンデンサ１１の容量Ｃ１１を大きくするか、又は起
動回路の抵抗８の抵抗値を大きくすると共に抵抗１０の
抵抗値を小さくして起動電流ｉ１を小さくし、図９
（Ｄ）のゲース・ソース間電圧Ｖgsのオフ期間での
（２）式で与えられる時間変化を小さくする。

【００１４】図１１は、図９の起動回路１０２による制
御用コンデンサ１１の充電時間を長くした場合の負荷短
絡時の過電流保護動作のタイミングチャートであり、図
９と同様、ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧Ｖd
s、出力巻線１７の出力電流ｉ２、補助巻線１６の誘起
電圧Ｖｓ、更にＭＯＳＦＥＴ１３のゲート・ソース間電
圧gsを示している。

【００１５】即ち、インバータ・オフ時間Ｔ２は、制御
用コンデンサ１１の容量Ｃ１１が大きいか、抵抗８，１
０によって起動電流ｉ１が小さいため、制御用コンデン
サ１１の充電に依存した図１１（Ｄ）のゲース・ソース
間電圧Ｖgsの回復に時間がかかり、出力電流ｉ２＝０と
なった時刻ｔ３のタイミングでゲース・ソース間電圧Ｖ
gsはスレッショルド電圧Ｖthに対し十分低く、またｉ２
＝０で生ずるΔＶに依存した共振振動も出力電圧Ｖｏが
低くなっているため小さく、共振振動でスレッショルド
電圧Ｖthを越えてインバータ・オンとなることもない。

【００１６】更に、共振成分は時間の経過に伴って減衰
するため、その後にゲート・ソース間電圧Ｖgsが序々に
回復しても、共振振動によるインバータ・オンには至ら
ない。その結果、制御用コンデンサ１１の充電電圧によ
りゲート・ソース間電圧Ｖgsがスレッショルド電圧Ｖth
に到達した時刻ｔ４のタイミングで初めてインバータ・
オンとなり、過電流保護値が増加してしまう問題を解消
できる。

【００１７】ところで、起動回路１０２による制御用コ
ンデンサ１１の充電時間を長くした場合、過電流保護特
性は図１２のように、過電流保護動作に伴って出力電流
と出力電圧を低下させる過電流保護動作の途中に、逆フ
の字状に大きく食い込む部分５０を生ずる。このような
過電流動作特性にあっては、負荷線６０が逆フ字部分５
０に交差した動作点７０をもつ場合、スイッチング電源
の起動時に動作点７０の状態で安定となってしまい、定
格出力電圧Ｖo1まで出力電圧Ｖｏが上昇せず、電源投入
時に定格出力電圧が得られる動作状態に起動できないと
いう別の問題がある。

【００１８】本発明は、このような従来の問題点に鑑み
てなされたもので、起動回路の動作条件に拘束されるこ
となく、負荷短絡時に適切な過電流保護動作ができるよ
うにしたリンギングチョーク型スイッチング電源装置を
提供することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
本発明は、次のように構成する。まず本発明はリンギン
グチョーク型のスイッチング電源装置を対象とし、この
スイッチング電源装置は、ブロッキング発振回路を備え
たリンギングチョーク・インバータと、電源投入時にイ
ンバータに起動電流を供給して定格出力電圧のスイッチ
ング動作状態に起動する起動回路と、インバータの出力
電流が規定の過電流保護値を越えた場合に、インバータ
のオフ期間を長くすることで出力電圧を低下させる過電
流保護回路とを備える。

【００２０】このようなリンギングチョーク型のスイッ
チング電源装置につき本発明にあっては、電源投入時に
起動回路をインバータに接続して定格出力電圧のスイッ
チング動作状態に起動させ、起動後に起動回路をインバ
ータから切り離して過電流保護回路の動作時に起動回路
の起動動作を禁止させる起動切離し回路を設けたことを
特徴とする。

【００２１】このような本発明のリンギングチョーク型
のスイッチング電源装置によれば、インバータの制御用
コンデンサに対する起動回路の有効動作を電源投入時に
限定し、過電流保護動作の際には起動回路を切離してそ
の影響を受けないように起動後はインバータから切離し
たしたため、従来の起動時に低めの出力電圧と出力電流
の動作点で安定して定格出力電圧のスイッチング動作に
起動できない問題と、過電流保護動作の際の起動回路に
よる制御用コンデンサの充電でオフ期間が短くなり、出
力電圧を零ボルトとした際に短絡電流が増加してしまう
問題の両方を同時に解決できる。

【００２２】即ち、本発明により、従来の起動を確実に
行えるように設定すると短絡電流が増加し、逆に短絡電
流を低下させると起動が確実にできなくなるという相反
する課題を解決し、電源が確実に起動し且つ短絡電流の
増大による電源内部素子やユーザ負荷の破壊を防止する
ことができる。ここでリンギングチョーク・インバータ
は、入力巻線、出力巻線及び補助巻線を備えたトランス
と、出力巻線の交流誘起電圧を整流平滑して負荷に直流
出力電圧を供給する整流平滑回路と、入力巻線にスイッ
チング端子を直列接続すると共に前記補助巻線を制御端
子に帰還接続してブロッキング発振回路を構成するＭＯ
ＳＦＥＴ等の発振用スイッチング素子と、発振用スイッ
チング素子の制御端子に対する帰還回路に挿入接続さ
れ、発振用スイッチング素子のオフ期間の開始タイミン
グを設定する制御用コンデンサと、平滑整流回路の出力
電圧を規定の定格出力電圧に保つように前記発振用スイ
ッチング素子のオフ期間の開始タイミングを制御するト
ランジスタ等の制御用スイッチング素子とを備える。

【００２３】また起動回路は、入力電源電圧を抵抗を介
してコンデンサに充電した後に、コンデンサの充電電圧
を直列接続した抵抗により分圧して制御用コンデンサに
印加してオフ期間で充電させる回路である。更に過電流
保護回路は、負荷への出力電流が所定の過電流保護値を
越えた際に制御用スイッチング素子を強制的にオン制御
することにより、発振用スイッチング素子のオフ期間を
長くして出力電圧を低下させることで出力電流を規定の
値より大きくさせない回路である。

【００２４】更に、本発明により新たに設けた起動切離
し回路は、インバータのスイッチング動作により充電さ
れる遅延用コンデンサと、入力電源電圧の投入から遅延
用コンデンサの充電電圧が規定値に達するまでの間は起
動回路による制御用コンデンサの充電を許容し、遅延用
コンデンサの充電電圧が規定値に達した後は、即ちイン
バータが起動した後は、起動回路を制御用コンデンサか
ら切り離して充電を禁止する切離し用スイッチング素子
とを備える。

【００２５】起動回路により充電する制御用コンデンサ
の充電時定数は、電源投入により定格出力電圧のスイッ
チング動作に遷移する途中で安定動作点を持つ充電時定
数より小さい値となるように、制御用コンデンサの容量
及び又は起動回路の分圧用抵抗の抵抗値を選定する。起
動切離し回路の遅延用コンデンサは、インバータのスイ
ッチング動作により充電されてインバータの起動を検出
する。例えば遅延用コンデンサは、トランス補助巻線の
誘起電圧を整流した電流により充電されてインバータの
起動を検出する。また起動切離し回路の切離し用スイッ
チング素子としてはトランジスタやＦＥＴの代わりに、
サイリスタＳＣＲを用いてもよい。

【００２６】起動切離し回路の遅延用コンデンサは、ト
ランスに設けた専用の補助巻線の誘起電圧を整流した電
流により充電されてインバータの起動を検出することも
できる。またトランスの入力巻線に流れる電流を検出す
るカレントトランスを設け、カレントトランスの出力誘
起電圧を整流した電流により遅延用コンデンサを充電し
てインバータの起動を検出してもよい。

【００２７】更に、起動切離し回路は、発振用スイッチ
ング素子に電流検出抵抗を直列接続し、電流検出抵抗の
検出電圧により遅延用コンデンサを充電してインバータ
の起動を検出してもよい。

【００２８】

【発明の実施の形態】図１は本発明のリンギングチョー
ク型のスイッチング電源装置の第１実施形態の回路図で
ある。図１において本発明のスイッチング電源装置は、
リンギングチョーク・インバータ（以下単に「インバー
タ」という）１００、整流平滑回路１０１、起動回路１
０２、過電流保護回路１０３及び起動切離し回路１０４
で構成される。

【００２９】インバータ１００にはトランス１４が設け
られ、トランス１４は入力巻線１５、補助巻線１６及び
出力巻線１７を備えている。入力巻線１５と直列には、
発振用スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ１３がその
ドレインＴを接続し、ソースＳをアース側に接続してい
る。ＭＯＳＦＥＴ１３の制御端子となるゲートＧに対し
ては、トランス１４の補助巻線１６の＋側が帰還接続さ
れ、これによってブロッキング発振回路を構成してい
る。ＭＯＳＦＥＴ１３のゲートＧに対する補助巻線１６
の帰還回路には、インバータ１００のオフ期間の開始タ
イミングを制御する制御用コンデンサ１１が抵抗１２と
共に直列接続されている。

【００３０】ＭＯＳＦＥＴ１３のゲートＧに対しては更
に、制御用スイッチング素子としてトランジスタ９のコ
レクタが接続されており、トランジスタ９のベースには
駆動回路２２の出力が接続されている。駆動回路２２に
対しては誤差増幅器２１が設けられており、整流出力回
路１０１からの出力電圧Ｖｏを入力して所定の基準電圧
との誤差電圧を求め、駆動回路２２はこの誤差電圧をな
くすようにトランジスタ９をオンしてＭＯＳＦＥＴ１３
をオフすることにより、インバータ１００におけるオフ
時間の間隔を制御する。

【００３１】駆動回路２２にはアイソレーションのため
にフォトカプラ３４が設けられており、トランジスタ９
の制御信号を発光ダイオード（ＬＥＤ）３５に流して発
光駆動し、この光をフォトトランジスタ３６で受けてト
ランジスタ９のベースに駆動信号を出力している。イン
バータ１００の出力側に設けられた整流平滑回路１０１
は、整流用のダイオード１８を出力巻線１７に直列に接
続し、続いて平滑コンデンサ１９を接続し、出力巻線１
７に誘起された交流電圧を整流平滑して、可変抵抗で示
す負荷２０に対し出力電圧Ｖｏを出力している。ここで
インバータ１００のスイッチング動作によりトランス１
４の出力巻線１７から流れ出す出力電流をｉ２としてお
り、また出力巻線１７のインダクタンスはＬ２「Ｈ」と
なる。

【００３２】インバータ１００に対し設けられた起動回
路１０２は、電源投入により入力電圧Ｖｃｃを印加した
ときに、インバータ１００に設けている制御用コンデン
サ１１の充電により発振動作を起動する。この起動回路
１０２は、抵抗１、平滑コンデンサ２、抵抗８及び抵抗
１０で構成される。即ち、電源投入に伴う入力電圧Ｖｃ
ｃで抵抗１を介して平滑コンデンサ２を充電し、平滑コ
ンデンサ２の充電電圧を抵抗８と抵抗１０で分圧し、こ
の分圧電圧を抵抗１２を介して制御用コンデンサ１１に
充電している。この起動回路による制御用コンデンサ１
１の充電で、ＭＯＳＦＥＴ１３のゲート・ソース間電圧
Ｖｇｓが予め定められたインバータオン電圧となるスレ
ッショルド電圧Ｖｔｈに達すると、ＭＯＳＦＥＴ１３が
オンし、トランス１４の入力巻線１５に電流を流し、出
力巻線１７にオン時間に亘りエネルギを蓄積する。

【００３３】このようにして起動電流によりオンしたＭ
ＯＳＦＥＴ１３は、その後、駆動回路２２から出力され
る駆動パルスによるトランジスタ９のオンによるカット
オフを受けてオフする。ＭＯＳＦＥＴ１３がオフする
と、トランス１４の出力巻線１７に蓄積されたエネルギ
に基づく出力電流ｉ２が流れ、ダイオード１８を介して
平滑コンデンサ１９を充電する。

【００３４】一方、ＭＯＳＦＥＴ１３のオンに伴い、補
助巻線１６にも電圧が誘起し、コンデンサ１１を充電
し、その後、ＭＯＳＦＥＴ１３がオフすると、補助巻線
１６に逆方向の電圧かが誘起し制御用コンデンサ１１が
逆向き充電してＭＯＳＦＥＴ１３のゲート・ソース間電
圧Ｖｇｓを逆バイアスする。このＭＯＳＦＥＴ１３のゲ
ート・ソース間電圧Ｖｇｓを逆バイアスする制御用コン
デンサ１１の充電電圧は、ＭＯＳＦＥＴ１３のオフ時間
を通じて放電され、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓがスレ
ッショルド電圧Ｖｔｈに回復したときに再びＭＯＳＦＥ
Ｔ１３がオンするいわゆるブロッキング発振動作を繰り
返す。

【００３５】その結果、起動回路１０２により起動した
インバータ１００は、出力電圧Ｖｏがスイッチング動作
に伴って上昇し、規定の定格出力電圧Ｖｏ１に上昇して
安定する。インバータ１００に対して設けられた過電流
保護回路１０３は、抵抗２４とコンデンサ２５の直列回
路で構成される。即ち、補助巻線１６の誘起電圧により
抵抗２４を介してコンデンサ２５に充電する積分動作を
行っており、コンデンサ２５の充電電圧を制御用スイッ
チング素子としてのトランジスタ９のベースに印加して
いる。

【００３６】出力電流Ｉｏが所定の過電流保護値より小
さいときは、コンデンサ２５の充電電圧がトランジスタ
９をオンする前に駆動回路２２からの駆動信号の出力で
トランジスタ９がオンし、過電流保護動作は行われな
い。これに対し負荷電力により出力電流Ｉｏが急激に増
加すると、ＭＯＳＦＥＴ１３をオンしたときの補助巻線
１６の誘起電圧は入力電圧Ｖｃｃに対して一定なので、
規定の時間後にトランジスタ９がオンとなってＭＯＳＦ
ＥＴ１３をカットオフし、一定のエネルギーのみが出力
巻線１７から出力されるので、出力電圧は低下する。出
力電圧の低下に伴って出力巻線１７からエネルギーを放
出するのに時間がかかるようになり、ＭＯＳＦＥＴ１３
のオフ時間が長くなることで、過電流保護動作を行う。

【００３７】このようなスイッチング電源回路の構成は
従来装置と基本的に同じであるが、これに加えて本発明
にあっては、新たに起動切離し回路１０４を設けてい
る。起動切離し回路１０４は、切離し用スイッチング素
子としてのトランジスタ３、抵抗４、遅延タイマとして
機能する遅延用コンデンサ５、抵抗６及びダイオード７
で構成される。

【００３８】遅延用コンデンサ５はトランス１４の補助
巻線１６の＋側のラインをダイオード７及び抵抗６を介
して接続しており、これによって起動回路１０２による
インバータ１００の動作検出を行っている。即ち、起動
回路１０２によりインバータ１００が起動して定格出力
電圧Ｖｏ１のスイッチング動作状態になると、このとき
の補助巻線１６の誘起電圧をダイオード７で整流し、抵
抗６とコンデンサ５の時定数に従って流れる充電電流に
より遅延用コンデンサ５を充電する。

【００３９】コンデンサ５の充電電圧は抵抗４でバイア
スされたトランジスタ３のベースに供給されており、コ
ンデンサ５の充電電圧が規定電圧に達するとトランジス
タ３がオンする。トランジスタ３はコレクタを起動回路
１０２の平滑コンデンサ２から抵抗８に至る起動用の充
電電流の供給回路に接続しており、トランジスタ３がオ
ンすると平滑コンデンサ２が放電リセットされ、インバ
ータ１００の制御用コンデンサ１１に対する充電用の起
動電圧は０ボルトとなり、起動用の充電電流の供給が遮
断される。

【００４０】起動切離し回路１０４におけるインバータ
１００の起動から、起動を検出してトランジスタ３をオ
ンすることにより起動回路を切り離すまでの時間は、イ
ンバータ１００の起動立ち上がりに必要な時間に対し十
分余裕をもった長めの時間となるように抵抗６の抵抗値
とコンデンサ５の容量による時定数を決める。また起動
回路１０２によるインバータ１００に設けている制御用
コンデンサ１１の充電時定数としては、図１０の従来装
置のような過電流保護動作における出力電圧Ｖｏが０ボ
ルトとなったときの出力電流の動作点４０への増加は考
慮する必要がなく、図１２のように制御用コンデンサ１
１のオフ時間を長くした場合の逆フの字の切込み部分５
０による負荷線６０との交点による安定動作点７０が起
動時の定格出力電圧Ｖｏ１への立ち上がりの遷移途中に
生じないように、制御用コンデンサ１１の容量Ｃ１１、
抵抗８，１０の抵抗値の選定を行えばよい。

【００４１】次に図１の第１実施例の動作を説明する。
電源投入に伴って入力電圧Ｖｃｃが加わると、起動回路
１０２によってインバータ１００が起動する。即ち、入
力電圧Ｖｃｃが起動回路１０２に加わると、抵抗１を介
して平滑コンデンサ２が充電され、平滑コンデンサ２の
充電電圧は抵抗８と抵抗１０により分圧され、抵抗１２
を介して制御用コンデンサ１１を充電し、このためＭＯ
ＳＦＥＴ１３のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが制御用コ
ンデンサ１１の充電に伴って増加する。

【００４２】ゲート・ソース間電圧ＶｇｓがＭＯＳＦＥ
Ｔ１３のスレッショルド電圧Ｖｔｈに達するとＦＥＴ１
３がオンし、トランス１４との組み合わせによるブロッ
キング発振動作を開始し、インバータ１００のスイッチ
ングが開始される。そして起動から所定の立ち上がり時
間が経過すると、例えば図２の過電流保護特性のよう
に、規定の定格出力電圧Ｖｏ１の出力状態に移行する。

【００４３】一方、起動回路１０２によるインバータ１
００のスイッチング動作の開始に伴い補助巻線１６に誘
起された電圧は起動切離し回路１０４に供給され、ダイ
オード７で整流された後、抵抗６を介してコンデンサ５
を充電している。このため、所定時間後にコンデンサ５
の充電電圧がトランジスタ３のオン電圧に達すると、ト
ランジスタ３がオンして起動回路１０２の平滑コンデン
サ２の両端を短絡して放電リセットし、このため起動回
路１０２をインバータ１００の制御用コンデンサ１１か
ら切離す。

【００４４】次に負荷２０が短絡した際の過電流保護動
作を説明する。負荷２０が何らかの原因により短絡する
と、出力電流Ｉｏが急激に増加し、このときのスイッチ
ング動作に伴う補助巻線１６の誘起電圧を受けて過電流
保護回路１０３のコンデンサ２５が抵抗２４を介して充
電され、駆動回路２２の駆動信号によりトランジスタ９
をオンする前にコンデンサ２５の充電電圧によるトラン
ジスタ９の強制的なオン動作が行われ、このためＭＯＳ
ＦＥＴ１３のオン時間が規定の時間よりも長くならない
ように制御される。

【００４５】ＭＯＳＦＥＴ１３のオフ時間が過電流保護
動作により長くなると、図２の過電流保護特性のように
出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏが減少する。具体的に
は、過電流保護動作の際のインバータ１００におけるオ
フ時間Ｔｏｆｆが長くなることで出力電圧及び出力電流
の低下が起きる。ここで出力巻線１７のインダクタンス
をＬ２「Ｈ」、及びオフ時間に出力巻線１７から流れる
出力電流をｉ２とすると、出力電圧Ｖｏとインバータ１
００のオフ時間Ｔｏｆｆとの間には次の関係がある。

【００４６】Ｔ２＝（Ｌ２×ｉ２）／Ｖｏ（３）このような過電流保護動作により出力電圧Ｖｏが低下
し、これに伴ってインバータ１００のオフ時間Ｔ２が増
加する。定格出力電圧Ｖｏ１から低下を始めた出力電圧
Ｖｏが高い間は、出力巻線１７の出力電流ｉ２がｉ２＝
０に低下したときのインバータ１００の共振振動によっ
てＭＯＳＦＥＴ１３のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓがス
レッショルド電圧Ｖｔｈを超え、オフ時間は長くなるが
スイッチング動作は行っている。

【００４７】しかしながら、出力電圧Ｖｏが更に低下
し、オフ時間中に出力巻線１７の出力電流ｉ２＝０とな
ったときの共振振動に伴うＭＯＳＦＥＴ１３のゲート・
ソース間電圧Ｖｇｓがスレッショルド電圧Ｖｔｈに達し
なくなる図２の出力電圧Ｖｏ１に低下したとき、オフ時
間でのインバータ１００のオン動作が停止し、出力電流
ＩｏをＩｏ＝０に引き込んだ状態でインバータ１００が
停止する過電流保護動作が行われる。

【００４８】図２の出力電圧Ｖｏ１の低下でインバータ
１００が停止すると、補助巻線１６の誘起電圧がなくな
るため、起動切離し回路１０４のコンデンサ５の充電電
圧が放電により低下し、トランジスタ３がオフとなって
起動回路１０２がインバータ１００の制御用コンデンサ
１１に対し有効に接続される。このため、過電流保護動
作で停止したインバータ１００は、起動回路１０２によ
る制御用コンデンサ１１の充電によるバイアスを受けて
ＭＯＳＦＥＴ１３をオンし、スイッチング動作を再度起
動する。

【００４９】しかしながら、このとき負荷２０の短絡状
態が解消されていなければ、起動に伴う出力電流Ｉｏの
増加に対し過電流保護回路１０３が再び動作して過電流
保護状態となり、このときオフ時間で出力巻線１７の出
力電流ｉ２＝０となったときの共振振動が起きても、Ｍ
ＯＳＦＥＴ１３のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓはスレッ
ショルド電圧Ｖｔｈには達せず、起動した発振動作が再
び停止され、出力電流ＩｏはＩｏ＝０となって停止す
る。

【００５０】以下、負荷２０の短絡状態が解消されない
限りインバータ１００の起動停止が繰り返され、それに
伴い、出力電圧Ｖｏも徐々に低下し、図２の領域Ａのよ
うな出力電圧Ｖｏを段階的に減少させながら出力電流Ｉ
ｏのハンチングを行って、最終的に出力電圧Ｖｏ＝０で
過電流保護値以下の電流状態に落ち着く。勿論、図２の
領域Ａの起動と過電流保護動作の繰返し中に負荷２０の
過電流の原因が取り除かれた場合には、出力電圧Ｖｏが
上昇し、再び定格出力電圧Ｖｏ１が得られる安定したス
イッチング動作状態に回復することができる。

【００５１】図３は本発明の第２実施形態であり、起動
切離し回路１０４の切離し用スイッチング素子としてサ
イリスタ（ＳＣＲ）２６を用いたことを特徴とする。即
ち、図３の第２実施形態におけるインバータ１００、整
流平滑回路１０１、起動回路１０２及び過電流保護回路
１０３は、図１の実施形態と同じであるが、起動切離し
回路１０４の切離し用スイッチング素子として、この実
施形態にあってはサイリスタ２６を設けている。

【００５２】サイリスタ２６は、アノードを起動回路１
０２の平滑コンデンサ２からインバータ１００の制御用
コンデンサ１１に至る抵抗８の手前に接続しており、サ
イリスタ２６のゲートにコンデンサ５の充電電圧を加え
ている。この図３の第２実施形態の過電流保護特性は、
図４のようになる。即ち、起動時及び定格出力電圧Ｖｏ
１は図２と同じであるが、過電流保護動作によって出力
電圧Ｖｏが所定電圧Ｖｏ１に低下してインバータ１００
が一度停止し、インバータ１００の停止により補助巻線
１６の誘起電圧を受けなくなった起動切離し回路１０４
の遅延コンデンサ５が放電してサイリスタ２６のゲート
電圧が断たれても、一度オンしたサイリスタ２６はオン
状態を維持するため、図４の出力電圧Ｖｏ＝Ｖｏ２、出
力電流Ｉｏ＝０で動作を停止する。

【００５３】その結果、図１の実施形態における図２の
領域Ａのようなインバータ１００の停止と起動の繰返し
によるハンチングは生じない。また負荷２０の短絡の原
因が除かれた場合には、一旦入力電源電圧Ｖｃｃを断つ
ことでサイリスタ２６がオフ状態に復旧でき、その後に
再度入力電源電圧を投入することで正常起動することが
できる。

【００５４】図５は本発明のスイッチング電源装置の第
３実施形態であり、この実施形態にあっては、起動切離
し回路によるインバータの動作検出のため、インバータ
のブロッキング発振に用いる補助巻線以外に別途設けて
いる専用の補助巻線を使用したことを特徴とする。図５
においてこの実施形態におけるインバータ１００、整流
平滑回路１０１、起動回路１０２及び過電流保護回路１
０３は図１の実施形態と同じであるが、起動切離し回路
１０４に設けている遅延用コンデンサ５を充電する巻線
として、トランス１４に設けている専用の補助巻線２７
を使用したことを特徴とする。

【００５５】即ち、トランス１４にはインバータ１００
のブロッキング発振に使用する帰還巻線としての補助巻
線１６以外に、別途補助巻線２７が設けられている場合
があり、この場合には、補助巻線２７を利用してその誘
起電圧をダイオード７で整流した後に、抵抗６を介して
遅延用コンデンサ５を充電し、インバータ１００の定格
出力電圧Ｖｏ１への起動後の切離し動作を行っている。
尚、図５の実施形態にあっても、トランジスタ３の代わ
りに図３の実施形態のようにサイリスタ２６を用いても
よい。

【００５６】図６は本発明の第４実施形態であり、この
実施形態にあっては、インバータの起動状態の検出にカ
レントトランスを用いたことを特徴とする。図６におい
て、インバータ１００、整流平滑回路１０１、起動回路
１０２、過電流保護回路１０３は図１の実施形態と同じ
であるが、起動切離し回路１０４の遅延用コンデンサ５
の充電によるインバータ１００の動作検出にカレトトラ
ンス３０を使用している。

【００５７】カレントトランス３０は入力巻線３１と出
力巻線３２を有し、入力巻線３１をインバータ１００に
設けているトランス１４の入力巻線１５に直列接続し、
インバータ１００の起動によるスイッチング動作で入力
巻線に流れる電流をカレントトランス３０の入力巻線３
１に流し、その誘起電圧を出力巻線３２に取り出してい
る。カレントトランス３０の出力巻線３２の誘起電圧
は、ダイオード７で整流された後、遅延用コンデンサ５
を充電し、コンデンサ５の充電電圧がトランジスタ３の
オン電圧に達すると、トランジスタ３をオンし、起動回
路１０２を制御用コンデンサ１１から切り離す。この図
６の第４実施形態における過電流保護特性は、図２と同
じになる。もちろん、トランジスタ３の代わりに図３の
ようにサイリスタ２６を用いれば、図４の過電流保護特
性が得られる。

【００５８】図７は本発明の第５実施形態であり、この
実施形態にあっては、インバータの発振用スイッチング
素子と直列に電流検出抵抗を設け、この電流検出抵抗の
検出電圧によって起動切離し回路によるインバータの動
作検出を行うようにしたことを特徴とする。図７におい
て、インバータ１００、整流平滑回路１０１、起動回路
１０２、過電流保護回路１０３は図１の実施形態と同じ
であるが、起動切離し回路１０４の遅延用コンデンサ５
の充電によるスイッチング動作の検出を、ＭＯＳＦＥＴ
１３のソースＳ側に電流検出抵抗３７を接続し、電流検
出抵抗３７の両端の発生電圧を抵抗６を介してコンデン
サ５に加えている。

【００５９】この場合、ＭＯＳＦＥＴ１３が整流作用を
持つことから、ダイオードを設ける必要はない。この図
７の実施形態にあっても、図１の実施形態と同じ図２の
過電流保護特性が得られる。またトランジスタ３を図３
のようにサイリスタ２６とすれば、図４の過電流保護特
性が得られる。尚、上記の実施形態は、インバータ１０
０の発振用スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ１３を
使用しているが、この代わりにトランジスタやＩＧＢＴ
等のスイッチング素子を使用してもよい。

【００６０】また過電流保護回路１０３としては、ＣＲ
積分型として知られた最も基本的な回路を例にとってい
るが、これ以外の適宜の過電流保護回路が使用できるこ
とはもちろんである。更に、過電流保護回路１０３にあ
っては、トランス１４の補助巻線１６の誘起電圧から過
電流保護を行っているが、補助巻線１６以外の他の巻線
に誘起電圧から過電流保護を行うようにしてもよいこと
はもちろんである。

【００６１】

【発明の効果】以上説明してきたように本発明によれ
ば、従来のリンギングチョーク・インバータを用いたス
イッチング電源装置における起動を確実に行えるように
回路パラメータを設定すると、過電流保護の際の短絡電
流が増加し、逆に過電流保護における短絡電流を抑える
ように回路パラメータを設定すると、起動時に定格出力
電圧に達する途中段階で動作が安定して起動できないと
いう互いに反する課題に対し、両者の中間程度の特性と
なるように起動回路の抵抗値や制御用コンデンサの容
量、更には発振用スイッチング素子のスレッショルド電
圧を選定するという回路設計および製造の際に非常に困
難な問題があったが、このような問題は本発明により解
消され、過電流保護動作の際に負荷電流を増大させるこ
となく、起動時に定格出力電圧の状態に確実に起動でき
る動作を、一義的な起動回路の抵抗、制御用コンデンサ
の容量、更には発振用スイッチング素子のスレッショル
ド電圧で実現することができ、回路部品にばらつきがあ
っても、安定したスイッチング電源装置の起動と過電流
保護動作を保証することができる。

【図面の簡単な説明】

【００６２】

【図１】本発明の第１実施例の回路図

【００６３】

【図２】図１の過電流保護の特性図

【００６４】

【図３】起動回路の切離しにＳＣＲを用いた本発明の第
２実施例の回路図

【００６５】

【図４】図３の過電流保護の特性図

【００６６】

【図５】起動切離し回路による起動検出に専用巻線を用
いた本発明の第３実施例の回路図

【００６７】

【図６】起動切離し回路による起動検出にカレントトラ
ンスを用いた本発明の第４実施例の回路図

【００６８】

【図７】起動切離し回路による起動検出に検出抵抗を用
いた本発明の第５実施例の回路図

【００６９】

【図８】従来装置の回路図

【００７０】

【図９】過電流保護の正常動作のタイミングチャート

【００７１】

【図１０】起動回路による制御用コンデンサの充電で短
絡電流が増加した過電流保護特性図

【００７２】

【図１１】制御用コンデンサのオフ時間を長くするよう
に起動回路を設定した場合のタイミングチャート

【００７３】

【図１２】制御用コンデンサのオフ時間を長くしたこと
で起動途中に安定動作点をもつ過電流保護特性図

【００７４】

【符号の説明】

１００：リンギングチョーク・インバータ１０１：整流平滑回路１０２：起動回路１０３：過電流保護回路１０４：起動切離し回路１，４，６，８，１０，１２，２９，３７，３８：抵抗２：平滑コンデンサ３：トランジスタ（切離し用スイッチング素子）５：遅延用コンデンサ７，１８，２８，３３：ダイオード９：トランジスタ（制御用スイッチング素子）１１：制御用コンデンサ１３：ＭＯＳＦＥＴ（発振用スイッチング素子）１４：トランス１５：入力巻線１６，２９：補助巻線１７：出力巻線１９：平滑コンデンサ２０：負荷２１：誤差増幅器２２：駆動回路２６：ＳＣＲ３０：カレントトランス３１：入力巻線３２：出力巻線３４：フォトカプラ３５：発光ダイオード（ＬＥＤ）３６：フォトトランジスタ（ＰＴ）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ブロッキング発振回路を備えたリンギング
チョーク・インバータと、電源投入時に前記インバータに起動電流を供給して定格
出力電圧のスイッチング動作状態に起動する起動回路
と、前記インバータの出力電流が規定の過電流保護値を超え
た場合に、前記インバータのオフ期間を長くすることで
出力電圧と出力電流を同時に低下させる過電流保護回路
と、を備えたスイッチング電源装置に於いて、電源投入時に前記起動回路を前記インバータに接続して
前記インバータを定格出力電圧のスイッチング動作状態
に起動させ、該起動後に前記起動回路を前記インバータ
から切り離して前記過電流保護回路の動作時に前記起動
回路による起動動作を禁止する起動切離し回路を設けた
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】請求項１記載のスイッチング電源装置に於
いて、前記リンギングチョーク・インバータは、入力巻線、出力巻線及び補助巻線を備えたトランスと、前記出力巻線の交流誘起電圧を整流平滑して負荷に直流
出力電圧を供給する整流平滑回路と、前記入力巻線にスイッチング端子を直列接続すると共に
前記補助巻線を制御端子に帰還接続してブロッキング発
振回路を構成する発振用スイッチング素子と、前記発振用スイッチング素子の制御端子に対する帰還回
路に挿入接続され、前記発振用スイッチング素子のオフ
期間の開始タイミングを設定する制御用コンデンサと、前記平滑整流回路の出力電圧を規定の定格出力電圧に保
つように前記発振用スイッチング素子のオフ期間の開始
タイミングを制御する制御用スイッチング素子と、を備
え、前記起動回路は、入力電源電圧を抵抗を介してコンデン
サに充電した後に、該コンデンサの充電電圧を直列接続
した抵抗により分圧して前記制御用コンデンサに印加し
てオフ期間で充電させる回路であり、前記過電流保護回路は、前記負荷への出力電流が所定の
過電流保護値を越えた際に前記制御用スイッチング素子
を強制的にオン制御することにより、前記発振用スイッ
チング素子のオフ期間を長くして出力電圧を低下させる
ことで出力電流を規定の値より大きくさせない回路であ
り、更に前記起動切離し回路は、前記インバータのスイッチング動作により充電されてイ
ンバータの起動を検出する遅延用コンデンサと、入力電源電圧の投入から前記遅延用コンデンサの充電電
圧が規定値に達するまでの間は前記起動回路による前記
制御用コンデンサの充電の許容し、前記遅延用コンデン
サの充電電圧が規定値に達した後は前記起動回路を前記
制御用コンデンサから切り離して充電を禁止する切離し
用スイッチング素子と、を備えたことを特徴とするスイ
ッチング電源装置。
【請求項３】請求項２記載のスイッチング電源装置に於
いて、前記起動回路により充電される前記制御用コンデ
ンサの充電時定数が、電源投入により定格出力電圧のス
イッチング動作に遷移する途中で安定動作点を持つ充電
時定数より小さい値となるように、前記制御用コンデン
サの容量、および又は前記起動回路の分圧用抵抗の抵抗
値を選定したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】請求項２記載のスイッチング電源装置に於
いて、前記起動切離し回路の遅延用コンデンサは、前記
補助巻線の誘起電圧を整流した電流により充電されてイ
ンバータの起動を検出することを特徴とするスイッチン
グ電源装置。
【請求項５】請求項２記載のスイッチング電源装置に於
いて、前記起動切離し回路の切離し用スイッチング素子
としてサイリスタを用いたこと特徴とするスイッチング
電源装置。
【請求項６】請求項２記載のスイッチング電源装置に於
いて、前記起動切離し回路の遅延用コンデンサは、前記
トランスに設けた専用の補助巻線の誘起電圧を整流した
電流により充電されてインバータの起動を検出すること
を特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項７】請求項２記載のスイッチング電源装置に於
いて、前記起動切離し回路は、前記トランスの入力巻線
に流れる電流を検出するカレントトランスを有し、前記
遅延用コンデンサは、前記カレントトランスの出力誘起
電圧を整流した電流により充電されてインバータの起動
を検出することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項８】請求項２記載のスイッチング電源装置に於
いて、前記起動切離し回路は、前記発振用スイッチング
素子に電流検出抵抗を直列接続し、前記遅延用コンデン
サは、前記電流検出抵抗の検出電圧により充電されてイ
ンバータの起動を検出することを特徴とするスイッチン
グ電源装置。