JP2000286052A - 加熱調理器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング動作の開始タイミングをより適
切に設定できる加熱調理器を提供する。 【解決手段】 マグネトロン９を駆動する高周波トラン
ス６の１次側コイル６ａと共に共振回路１３を構成する
共振コンデンサ１２に流れる共振電流Ｉｃを、変流器１
４により検出する。そして、位相検出回路１５は、共振
電流Ｉｃを電圧変換した信号Ｖｃのゼロクロス点が、端
子間電圧Ｖd1が０Ｖとなる時点Ｔ２に一致するように移
相回路を用いて移相し、その移相されたゼロクロス点を
検出したタイミングでＩＧＢＴ７及び８のオンタイミン
グを設定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、誘導加熱用のコイ
ルまたはマイクロ波発生手段を駆動するための高周波ト
ランスのコイルに共振電流を供給することで加熱調理を
行う、例えば誘導加熱調理器や電子レンジのような加熱
調理器に関する。

【０００２】

【従来の技術】このような加熱調理器においては、例え
ばＩＧＢＴなどのスイッチング素子に逆導通用のフリー
ホイールダイオードを組み合わせてなる準Ｅ級のインバ
ータ主回路を備えたものがある。そして、このインバー
タ主回路のＩＧＢＴをオンオフ動作（スイッチング）さ
せることで、例えば誘導加熱調理器であれば、誘導加熱
用のコイル及び共振コンデンサで構成される共振回路に
共振電流を発生させてコイルに供給し、鍋などの調理容
器を加熱するようになっている。

【０００３】そして、従来は、ＩＧＢＴによるスイッチ
ング動作を開始させるタイミングを得るために、例え
ば、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧が、交流電源
を整流，平滑して生成される直流電源の電圧レベルに達
したことを検出し、その検出タイミングに基づいてＩＧ
ＢＴのスイッチング動作を開始させるようにしている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述のよう
に生成される直流電源の電圧レベルは、実際には交流電
源の電圧波形に応じて変動しており、交流電源電圧のゼ
ロクロスタイミングにおける直流電源電圧は、変動のピ
ークに対して数Ｖ程度低下している。このため、従来の
ようにコレクタ−エミッタ間電圧を検出する方式では、
適切なタイミングを得ることが困難であるという問題が
あった。

【０００５】また、負荷がある程度軽くなり共振電流値
が小さくなると、コレクタ−エミッタ間電圧が直流電源
の電圧レベルまで収束する時間が非常に遅くなる場合が
ある。このような場合も、適切なタイミング設定が困難
となる。

【０００６】加えて、共振電圧の検出は、通常共振電圧
を分圧したレベルに基づいて行っている。従って、例え
ば、インバータ主回路のスイッチング動作を開始する際
にスロースタート方式を行う場合など、最初にスイッチ
ングのオン期間を短く設定した場合には、共振電圧の振
幅が小さくなりそれに応じて検出電圧レベルの変化も小
さくなるので、タイミングの設定が適切に行えなくなっ
てしまう。本発明は上記事情に鑑みてなされたものであ
り、その目的は、スイッチング動作の開始タイミングを
より適切に設定できる加熱調理器を提供することにあ
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の加熱調理器は、誘導加熱用のコイル
またはマイクロ波発生手段を駆動するための高周波トラ
ンスのコイルに共振コンデンサを並列に接続して構成さ
れる共振回路と、前記コイルに高周波電流を供給するよ
うにスイッチングを行うスイッチング素子と、このスイ
ッチング素子のオフ期間に、前記共振コンデンサに流れ
る共振電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手
段の検出信号に基づいて、前記スイッチング素子による
スイッチングを開始させるタイミングを設定するタイミ
ング設定手段と、このタイミング設定手段により設定さ
れたオンタイミングに応じて前記スイッチング素子をオ
ンさせると共に、所定のスイッチング周波数に基づくオ
ン期間の経過後に前記スイッチング素子をオフさせるよ
うに制御するスイッチング制御手段とを具備したことを
特徴とする。

【０００８】斯様に構成すれば、電流検出手段は、加熱
コイルまたは高周波トランスのコイルと共に共振回路を
構成する共振コンデンサに流れる共振電流を検出し、タ
イミング設定手段は、電流検出手段の検出信号に基づい
て、スイッチング素子のオンタイミングを設定する。即
ち、共振電流は交流的に変化するため、その交流的に変
化する点を確実に検出することができる。従って、共振
電流の検出信号に基づいてオンタイミングを設定するこ
とで、スイッチング損失をより低減できるタイミングで
スイッチング素子をオンさせることができる。

【０００９】この場合、請求項２に記載したように、ス
イッチング素子を、互いの通電方向を逆にして直列接続
され、交流電源端子間に共振回路を介して直列に接続さ
れる第１及び第２のスイッチング素子として、これら第
１及び第２のスイッチング素子に対して夫々逆並列に接
続される第１及び第２の整流素子を具備すると良い。

【００１０】斯様に構成すれば、例えば、交流電源の正
半波期間は第１のスイッチング素子によってスイッチン
グを行い第２の整流素子を介して電流を還流させ、負半
波期間では第２のスイッチング素子によってスイッチン
グを行い第１の整流素子を介して電流を還流させること
ができる。従って、従来のように交流電源を一旦直流電
源に変換せずに交流電源を直接スイッチングして高周波
電流を生成し、共振回路のコイルに供給することが可能
となる。

【００１１】また、この場合、請求項３に記載したよう
に、電流検出手段は、第１及び第２のスイッチング素子
の両端子間に夫々設けるのが好ましく、斯様に構成すれ
ば、第１及び第２のスイッチング素子夫々のオンタイミ
ングを適切に設定することができる。

【００１２】以上の場合において、請求項４に記載した
ように、電流検出手段を、共振コンデンサに流れる共振
電流を分流する検出用コンデンサを備えた構成にすると
良い。斯様に構成すれば、検出用コンデンサに、共振電
流を例えば１００分の１等に分流させて検出すること
で、電流検出手段を電流容量の小さな部品を用いて構成
できる。

【００１３】また、請求項５に記載したように、電流検
出手段に、検出用コンデンサの電流変化を検出するため
の検出用抵抗を備え、この検出用抵抗の端子電圧に基づ
いて共振電流を検出する構成としても良い。斯様に構成
すれば、共振電流を検出用抵抗の端子電圧として検出す
ることができる。

【００１４】また、請求項６または７に記載したよう
に、タイミング設定手段を、共振電流が最大となった時
点に基づいて（請求項６）、または、共振電流の極性が
変化した時点に基づいて（請求項７）オンタイミングを
設定する構成としても良く、斯様に構成すれば、これら
の時点に基づいてオンタイミングを適切に設定すること
ができる。

【００１５】この場合、請求項８に記載したように、タ
イミング設定手段に、電流検出手段からの検出信号を移
相することで、移相した検出信号の所定の時点をオンタ
イミングに設定するための移相回路を備えると良い。斯
様に構成すれば、移相量を適宜調整し、移相された検出
信号の所定の時点（最大値や極性が変化するゼロクロス
点）を検出してオンタイミングを設定すれば、スイッチ
ング制御手段は、例えば、スイッチング損失を増加させ
ることがないタイミングでスイッチング素子をオンさせ
ることが可能となる。

【００１６】また、以上の場合において、請求項９また
は１０に記載したように、交流電源の電圧を検出する電
圧検出手段を備え、スイッチング制御手段を、前記電圧
検出手段によって検出される交流電源電圧が高い場合は
スイッチング素子のオン期間を短くし、前記交流電源電
圧が低い場合はスイッチング素子のオン期間を長くする
ように制御する構成とし（請求項９）、また、スイッチ
ング制御手段を、前記電圧検出手段によって検出される
電圧が低い場合はスイッチング周波数を低下させ、前記
電圧が高い場合はスイッチング周波数を上昇させるよう
に制御する構成（請求項１０）としても良い。

【００１７】斯様に構成すれば、請求項２のように交流
電源を整流することなくスイッチングを行い高周波電流
を生成する場合に、交流電源電圧の高低に応じてスイッ
チング素子のオン期間（請求項９）またはスイッチング
周波数（請求項１０）を変化させることで力率が改善さ
れる。

【００１８】また、請求項１１に記載したように、共振
回路に発生する共振電圧を検出する共振電圧検出手段を
備え、スイッチング制御手段を、前記共振電圧検出手段
によって検出される共振電圧レベルに応じてスイッチン
グ素子のオン期間を変化させるように制御する構成とし
ても良く、斯様に構成すれば、請求項９と同様の効果が
得られる。

【００１９】また、請求項１２に記載したように、スイ
ッチング制御手段を、共振コンデンサに流れる共振電流
が上限値を超えないようにスイッチング周波数を設定す
る構成にすると良く、斯様に構成すれば、スイッチング
素子に過大な電流が流れて破壊に至ることを防止でき
る。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明を電子レンジに適用
した場合の第１実施例について、図１乃至図４を参照し
て説明する。電気的構成を示す図１において、商用交流
電源１の両端子間には、高周波ノイズ除去用のコンデン
サ２が接続されていると共に、一端側にリアクトル３を
介して電源母線４ａ，４ｂが接続されている。その電源
母線４ａ，４ｂ間には、平滑コンデンサ５が接続されて
いる。

【００２１】また、電源母線４ａ，４ｂ間には、高周波
トランス６の１次側コイル（以下、単にコイルと称す）
６ａ，ＩＧＢＴ７及び８（第１及び第２のスイッチング
素子）が直列に接続されており、高周波トランス６の２
次側コイル６ｂには、マグネトロン（マイクロ波発生手
段）９が接続されている。ＩＧＢＴ７及び８は、互いの
エミッタが共通に制御側のグランドＥc に接続されてお
り、ＩＧＢＴ７のコレクタがコイル６ａ側に接続され、
ＩＧＢＴ８のコレクタが電源母線４ｂ側に接続されてい
る。ＩＧＢＴ７及び８のコレクタ−エミッタ間には、ダ
イオード１０及び１１（第１及び第２の整流素子）が夫
々逆並列に接続されている。

【００２２】高周波トランス６のコイル６ａには、共振
コンデンサ１２が並列に接続されており共振回路１３を
構成している。共振回路１３の共振周波数は、スイッチ
ング周波数に合わせて２０ＫＨｚ程度となるように調整
されている。また、共振コンデンサ１２の電源母線４ａ
側には、変流器（電流検出手段）１４が介挿されてお
り、その変流器１４の検出信号は、位相検出回路（タイ
ミング設定手段）１５を介して発振回路１６に与えられ
るようになっている。変流器１４は、ＩＧＢＴ７及び８
がオフしている期間に共振コンデンサ１２に流れる共振
電流を検出する。

【００２３】位相検出回路１５は、具体的には図示しな
いが、例えば抵抗及びコンデンサなどからなる積分回路
（移相回路）を備えている。この積分回路は、変流器１
４の検出信号を電圧変換し、その電圧波形を遅れ側に移
相させて出力する。（この場合、実質的な機能としては
遅延回路に等しい）。積分回路の出力信号は、後段に配
置されるコンパレータによってグランドレベルと比較さ
れる。そして、コンパレータは、積分回路の出力信号が
グランドレベル以下になると、ハイレベルのタイミング
信号を発振回路（スイッチング制御手段）１６に出力す
るようになっている。

【００２４】発振回路１６は、位相検出回路１５よりタ
イミング信号が与えられると、その立上がりエッジをト
リガとして所定周波数（例えば、２０ＫＨｚ程度）の発
振信号を出力制御回路（スイッチング制御手段）１７に
出力するようになっている。

【００２５】一方、商用交流電源１とコンデンサ２との
間には、入力電流を検出するための変流器１８が介挿さ
れており、その変流器１８の検出信号は、入力電流検出
回路１９を介し入力比較回路２０に与えられるようにな
っている。また、入力設定回路２１は、ユーザがマグネ
トロン９による加熱調理の設定を行うためのキーなどで
構成されており、その操作信号は、入力比較回路２０に
与えられるようになっている。そして、入力比較回路２
０は、変流器１８及び入力電流検出回路１９によって検
出される入力電流量が、ユーザが入力設定回路２１によ
って設定した加熱調理，加熱量に応じたものになってい
るか比較を行い、その比較結果を出力制御回路１７に出
力するようになっている。

【００２６】出力制御回路１７は、発振回路１６より与
えられる発振信号及び入力比較回路２０より与えられる
比較結果信号に基づき、フォトカプラなどで構成される
駆動回路２２を介してＩＧＢＴ７及び８のゲートに共通
のゲート信号を出力するようになっている。例えば、発
振信号の周波数が２０ＫＨｚであれば、駆動信号のハイ
レベル期間（ＩＧＢＴ７及び８のオン期間）は２５μｓ
前後となる。

【００２７】次に、第１実施例の作用について図２及び
図３をも参照して説明する。図２は、５０〜６０Ｈｚの
交流電源電圧極性の正負に対して、共振回路１３に高周
波電流を供給するためのスイッチング動作を実質的に行
うＩＧＢＴがどちら側となっているかを示すものであ
る。

【００２８】即ち、前述したように、ＩＧＢＴ７及び８
のゲートには共通のゲート信号が与えられ両者は同時に
オンオフされるが、電源電圧極性が正の場合は、電源母
線４ａ，コイル６ａ，ＩＧＢＴ７，ダイオード１１及び
電源母線４ｂの経路で通電が行われる。この時、ＩＧＢ
Ｔ８のエミッタ−コレクタ間は逆バイアスとなりダイオ
ード１１によってバイパスされるので、ＩＧＢＴ８が素
子としてオン状態であっても通電は行われない。従っ
て、実質的にＩＧＢＴ７側のみによってスイッチング動
作が行われることになる。

【００２９】逆に、電源電圧極性が負の場合は、電源母
線４ｂ，ＩＧＢＴ８，ダイオード１０，コイル６ａ及び
電源母線４ａの経路で通電が行われるので、実質的にＩ
ＧＢＴ８側のみによってスイッチング動作が行われる。
斯様にスイッチング動作を行うことで、従来構成である
準Ｅ級インバータのように商用交流電源を全波整流する
回路（ダイオードブッリジなど）が不要となり、ダイオ
ードを導通させることで生じていた損失も、従来の整流
回路によるダイオード２個分から、ダイオード１０（ま
たは１１）の１個分に低減することが可能となってい
る。

【００３０】そして、斯様な構成であっても、商用交流
電源１の正，負夫々の半波毎の動作原理は、従来の準Ｅ
級インバータと基本的には同じとなる。ここで、図３
は、例えば電源電圧極性が正であり、実質的にＩＧＢＴ
７側によってスイッチング動作が行われている場合の、
１スイッチング周期における各部の波形を示すものであ
る。

【００３１】図３（ａ）：高周波トランス６のコイル６
ａに流れる電流Ｉａ 図３（ｂ）：ＩＧＢＴ７に流れるコレクタ電流Ｉｂ 図３（ｃ）：共振コンデンサ１２に流れる共振電流Ｉｃ
（及び位相検出回路１５において変換された電圧Ｖｃ） 図３（ｄ）：位相検出回路１５内部の積分回路の出力信
号Ｖｃ′ 図３（ｅ）：ＩＧＢＴ７に印加される共振電圧Ｖd1（オ
フ期間のコレクタ−エミッタ間端子電圧） 図３（ｆ）：ＩＧＢＴ７のゲート信号Ｖｊ

【００３２】尚、簡単のため、電源は、従来と同様に全
波整流され平滑された約１４０Ｖの直流電源電圧ＶDCが
接続されているものとして説明する。また、図３（ｃ）
〜（ｅ）に示す時点Ｔ０は、共振電流Ｉｃの極性が変化
するゼロクロス点，Ｔ１は、コンデンサ１２からコイル
６ａ側に流れる共振電流Ｉｃが最大値となる時点，Ｔ
２，Ｔ３は、ＩＧＢＴ７に印加される共振電圧Ｖd1が０
Ｖとなる時点を示す。

【００３３】共振回路１３の共振周波数２０ＫＨｚに合
わせた周波数でＩＧＢＴ７をスイッチングさせると、コ
イル６ａには、図３（ａ）に示すように同じ周波数の高
周波電流Ｉａが流れる。そして、ＩＧＢＴ７のオン期間
には、電流ＩａはＩＧＢＴ７及びダイオード１１を介す
る電流Ｉｂとして流れ（図３（ｂ）参照）、その状態か
らＩＧＢＴ７をオフすると、電流Ｉａは、共振コンデン
サ１２を充電する電流Ｉｃとして流れる（図３（ｃ）参
照）。

【００３４】電流Ｉａの極性が正から負へ変化するゼロ
クロス点を経過すると、共振電流Ｉｃは共振コンデンサ
１２の充電からコイル６ａに対する放電に転じると共に
（時点Ｔ０）、その時点で共振コンデンサ１２の端子電
圧が最大となることから、ＩＧＢＴ７の端子間電圧Ｖd1
は正側のピークとなる（約７００Ｖ）。そして、共振電
流Ｉｃが負（放電方向）側の最大値になると、共振コン
デンサ１２の端子電圧は０Ｖとなり、端子間電圧Ｖd1は
電源電圧ＶDCに等しくなる（時点Ｔ１）。

【００３５】それから、端子間電圧Ｖd1は、共振コンデ
ンサ１２の端子電圧が負方向に増加して行くと共に低下
して０Ｖとなり、共振電流Ｉｃが負から正へのゼロクロ
ス点に達すると、負側のピークとなる（約１４０Ｖ）。
そして、端子間電圧Ｖd1は、時点Ｔ３において０Ｖとな
り、この時点でＩＧＢＴ７がオンしていれば、次のスイ
ッチング周期における電流Ｉｂの通電が開始される。

【００３６】尚、電源電圧極性が負であり、ＩＧＢＴ８
側によって実質的にスイッチング動作が行われている場
合の図３に対応する各部の波形は、図３について極性の
正，負を入替えたものとなる。

【００３７】以上のようにＩＧＢＴ７及び８によるスイ
ッチング動作が行われ、コイル６ａに高周波電流が供給
されると、高周波トランス６の２次側に接続されている
マグネトロン９が駆動され、図示しない加熱室内の被調
理物にマイクロ波が照射されることにより加熱調理が行
われる。

【００３８】ここで、上記のプロセスにおいて注目する
べきは、時点Ｔ２〜Ｔ３にかかるＩＧＢＴ７のオンタイ
ミングである。即ち、以上は商用交流電源１の正半波の
期間を前提としているが、時点Ｔ２〜Ｔ３の期間につい
ては、ＩＧＢＴ７の端子間電圧Ｖd1は逆電圧であり、グ
ランドレベルのエミッタ側よりもコレクタ側の電位が低
くなっている。

【００３９】そして、図３（ｅ）に示すＩＧＢＴ７のオ
ンタイミングでは、ＩＧＢＴ８も同時にオンするため、
この端子間電圧Ｖd1が逆極性方向に変化している期間に
ＩＧＢＴ８をターンオンさせると、ダイオード１０を介
してＩＧＢＴ８が瞬間的に電流を流すおそれがあり、そ
の場合にはスイッチング損失が発生することになる。従
って、スイッチング損失が発生するのを防止するために
は、ＩＧＢＴ７及び８のオンタイミングを端子間電圧Ｖ
d1が０Ｖとなる時点Ｔ２にできるだけ一致させる必要が
ある。

【００４０】そこで、本実施例では、図３（ｃ）及び
（ｄ）に示すように、位相検出回路１５において、変流
器１４の検出信号を変換した電圧信号Ｖｃを移相回路に
より遅れ側に移相させて、電圧信号Ｖｃのゼロクロス点
（時点Ｔ０）を所定の時点として、そのゼロクロス点が
時点Ｔ２に現れるようにしている。そして、位相検出回
路１５は、移相回路の出力において時点Ｔ２に現れるゼ
ロクロス点を検出してタイミング信号を発振回路１６に
出力し、出力制御回路１７及び駆動回路２２を介してＩ
ＧＢＴ７及び８にゲート信号Ｖj を出力する。従って、
ＩＧＢＴ７及び８は、時点Ｔ２において確実にターンオ
ンするようになる。

【００４１】以上のように本実施例によれば、コイル６
ａと共に共振回路１３を構成する共振コンデンサ１２に
流れる共振電流Ｉｃを変流器１４により検出し、位相検
出回路１５は、共振電流Ｉｃを電圧変換した信号Ｖｃの
ゼロクロス点が、端子間電圧Ｖd1が０Ｖとなる時点Ｔ２
に一致するように移相回路により移相して、その移相さ
れたゼロクロス点を検出したタイミングでＩＧＢＴ７及
び８のオンタイミングを設定するようにした。

【００４２】従って、従来のように、スイッチング素子
の端子間電圧が所定レベルになったことを検出するもの
とは異なり、交流的に変化する共振電流Ｉｃに基づいて
オンタイミング設定のための基準時点を確実に検出する
ことができるので、ＩＧＢＴ７及び８を端子間電圧Ｖd1
が変動する期間にターンオンさせることを防止して、ス
イッチング損失の発生を極力抑制することができる。

【００４３】また、本実施例によれば、ＩＧＢＴ７及び
８を互いの通電方向を逆にし、エミッタが共通となるよ
うに直列接続すると共に、夫々のコレクタ−エミッタ間
にダイオード１０及び１１を逆並列接続して、商用交流
電源１の正半波期間はＩＧＢＴ７によりスイッチングを
行いダイオード１１を介して電流を還流させ、負半波期
間ではＩＧＢＴ８によりスイッチングを行いダイオード
１０介して電流を還流させるようにした。

【００４４】従って、従来とは異なり、交流電源を一旦
直流電源に変換せずに直接スイッチングを行い高周波電
流を生成して共振回路に供給することが可能となり、ダ
イオードの導通損失を、全波整流回路を必要とする従来
構成に比較して低減することができる。また、ＩＧＢＴ
７及び８をエミッタを共通にして接続することで、共通
のゲート信号を与えて駆動することが可能となり、構成
を簡単にすることができる。

【００４５】図４は本発明の第２実施例を示すものであ
り、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を
省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実
施例では、共振回路１３より変流器１４が取り除かれて
いる。そして、ＩＧＢＴ７及び８に対して並列に、検出
用コンデンサ２３，検出用抵抗２４，検出用抵抗２５及
び検出用コンデンサ２６の直列回路が接続されている。

【００４６】これらのコンデンサ２３及び２６，抵抗２
４及び２５は、夫々の容量値，抵抗値が等しく設定され
ている。そして、コンデンサ２３及び抵抗２４，抵抗２
５及びコンデンサ２６は、夫々電流検出手段２７，２８
を構成している。また、コンデンサ２３及び２６の容量
は、共振コンデンサ１２の容量に比較して例えば１／１
００程度となっている。コンデンサ２３及び抵抗２４，
並びに抵抗２５及びコンデンサ２６の共通接続点は、位
相検出回路（タイミング設定手段）１５ａの各入力端子
に夫々接続されている。

【００４７】コンデンサ２３及び２６は、共振コンデン
サ１２に流れる共振電流Ｉｃを分流するために設けられ
ている。そして、上述したように、ＩＧＢＴ７は商用交
流電源１の正半波期間にスイッチングを行い、ＩＧＢＴ
８は負半波期間にスイッチングを行うので、このように
共振電流Ｉｃを分流する場合、電流検出手段はＩＧＢＴ
７及び８に夫々対応して設ける必要がある。

【００４８】即ち、各電流経路を見ると、正半波期間に
ついては以下のようになる。 ＩＧＢＴ７：オン 電源母線４ａ→コイル６ａ→ＩＧＢＴ７→ダイオード１
１→電源母線４ｂ ＩＧＢＴ７：オフ コイル６ａ→共振コンデンサ１２ コイル６ａ→コンデンサ２３及び抵抗２４→ダイオード
１１→電源母線４ｂ 共振コンデンサ１２を充電する電流が“０”になった
後共振コンデンサ１２が放電に転じると、コンデンサ２
３は放電せず充電電位を保持する。 次回のスイッチング周期にＩＧＢＴ７がオンすると、
コンデンサ２３は放電する。

【００４９】そして、位相検出回路１５ａは、商用交流
電源１の正半波期間において、コンデンサ２３に分流す
る共振電流を抵抗２４の端子電圧として検出し、共振コ
ンデンサ１２の充電電流が“０”になる時点（所定の時
点）、即ちゼロクロス点を移相してオンタイミングを設
定する。

【００５０】一方、負半波期間については、以下のよう
に正半波期間と対称な経路となる。 ＩＧＢＴ８：オン 電源母線４ｂ→ＩＧＢＴ８→ダイオード１０→コイル６
ａ→電源母線４ａ ＩＧＢＴ８：オフ コイル６ａ→共振コンデンサ１２ コイル６ａ→電源母線４ａ→電源母線４ｂ→コンデンサ
２６及び抵抗２５→ダイオード１０ 共振コンデンサ１２：充電→放電 コンデンサ２６：電位保持 次回のスイッチング周期，ＩＧＢＴ８：オン コンデンサ２６：放電 即ち、位相検出回路１５ａは、商用交流電源１の負半波
期間においてコンデンサ２６に分流する共振電流を抵抗
２５の端子電圧として検出し、共振コンデンサ１２の充
電電流が“０”になる時点を移相してオンタイミングを
設定する。

【００５１】以上のように第２実施例によれば、ＩＧＢ
Ｔ７，８に夫々対応してコンデンサ２３及び抵抗２４，
コンデンサ２６及び抵抗２５からなる電流検出手段２
７，２８を設け、共振電流Ｉｃをコンデンサ２３，２６
に夫々分流させて検出するようにした。従って、検出電
流、またはその検出電流を電圧に変換した検出量が比較
的小さくなり、抵抗２４，２５などに電流容量の小さい
素子を使用することができる。

【００５２】また、図５は本発明の第３実施例を示すも
のである。第３実施例では、第２実施例の抵抗２４，２
５に代えて変流器（電流検出手段）２９，３０が配置さ
れており、位相検出回路（タイミング設定手段）１５ｂ
は、コンデンサ２３，２６に分流する共振電流を変流器
２９，３０によって検出するようになっている。このよ
うな第３実施例においても、第２実施例と同様に、電流
容量の小さい変流器２９，３０を用いることができる。

【００５３】図６は本発明の第４実施例を示すものであ
る。第４実施例は、第１乃至第３実施例の何れかの構成
に、位相検出回路１５，発振回路１６，出力制御回路１
７などに供給する制御用の直流電源を生成するための制
御電源回路３１を付加したものである。即ち、電源母線
４ａと制御側グランドＥc との間には、ダイオード３
２，電流制限用の抵抗３３，電解コンデンサ３４の直列
回路が接続されており、抵抗３３及び電解コンデンサ３
４の共通接続点には、レギュレータ３５の入力端子が接
続されている。そして、レギュレータ３５の出力端子
は、具体的には図示しないが、前記した制御側の各回路
１５〜１７などの電源入力端子に接続されている。以上
が制御電源回路３１を構成している。

【００５４】次に、第４実施例の作用について説明す
る。電解コンデンサ３４は、商用交流電源１の正半波期
間においてのみダイオード３２及び抵抗３３を介して充
電が行われる。そして、レギュレータ３５は、電解コン
デンサ３４の端子電圧を入力として５Ｖ程度の制御用直
流電源を生成して各回路１５〜１７などに供給する。従
って、第４実施例によれば、トランスなどを用いること
なくダイオード３２や抵抗３３などの安価な素子を用い
て制御用電源を作成することができる。

【００５５】図７は、本発明の第５実施例であり、出力
制御回路１７によって、商用交流電源１の交流電圧の振
幅レベルに応じてＩＧＢＴ７及び８のオン期間を調整す
るようにしたものである。例えば、商用交流電源１の交
流電圧を検出するための電圧検出器（電源電圧検出手
段）を設ける。そして、図７（ａ），（ｂ）に示すよう
に、交流電圧の振幅レベルが高くなるとＩＧＢＴ７及び
８のオン期間を相対的に長く設定し、振幅レベルが低く
なるとオン期間を相対的に短く設定する。

【００５６】例えば、振幅レベルが最大値Ｖｍの時のオ
ン期間をＴｍとした場合に、振幅レベルがＶｍ／２の場
合はオン期間を２Ｔｍに設定する。斯様に制御すること
で、図７（ｃ）に示すように、交流電圧が低い場合にお
ける出力電力の低下を補正して（破線は、オン期間を常
に一定にした場合）マグネトロン９を安定して発振させ
ることができ、また、力率を改善することができる。

【００５７】本発明は上記し且つ図面に記載した実施例
にのみ限定されるものではなく、次のような変形または
拡張が可能である。コイルは、高周波トランス６の１次
側コイル６ａに限ることなく、誘導加熱調理器の誘導加
熱用のコイルでも良い。スイッチング素子は、ＩＧＢＴ
に限ることなく、パワートランジスタやパワーＭＯＳＦ
ＥＴなどでも良い。また、ＮＰＮ型またはＮチャネル型
のスイッチング素子に限ることなく、ＰＮＰ型やＰチャ
ネル型の素子を用いても良い。第１実施例において、共
振電流Ｉｃのゼロクロス点を検出するものに換えて、共
振コンデンサ１２からコイル６ａに流れる電流の最大値
を所定の時点としても良い。共振電流を分流するための
検出用コンデンサは、スイッチング素子に並列に接続す
るものに限らず、共振コンデンサに対して並列に接続し
ても良い。

【００５８】第２実施例における検出用コンデンサ２２
及び２６を抵抗に替えて検出用抵抗２４及び２５と共に
共振電圧を分圧して検出するようにし、共振電圧のゼロ
クロス点を検出するようにしても良い。第３実施例にお
いて、交流電圧検出手段を設ける代わりに、共振回路１
３によって発生する共振電圧を検出する共振電圧検出手
段を設けて、共振電圧の検出レベルに応じて同様の制御
を行っても良い。第３実施例のように、交流電圧の振幅
レベルに応じてＩＧＢＴ７及び８のオン期間を変化させ
るのに代えて、振幅レベルが低い場合はスイッチング周
波数を低下させ、振幅レベルが高い場合はスイッチング
周波数を上昇させるようにしても良い。共振電流Ｉｃの
検出結果に基づいて、共振電流Ｉｃが上限値を超えない
ようにスイッチング周波数を制御する構成としても良
い。斯様に構成すれば、過電流が流れることによるスイ
ッチング素子の破壊を防止することができる。従来のよ
うに準Ｅ級のインバータ回路を用いた加熱調理器に適用
しても良い。

【００５９】

【発明の効果】本発明は以上説明した通りであるので、
以下の効果を奏する。請求項１記載の加熱調理器によれ
ば、電流検出手段は、誘導加熱用のコイルまたは高周波
トランスのコイルと共に共振回路を構成する共振コンデ
ンサに流れる共振電流を検出し、タイミング設定手段
は、電流検出手段の検出信号に基づいて、スイッチング
素子のオンタイミングを設定するので、共振電流が交流
的に変化する点を確実に検出してオンタイミングを設定
することで、スイッチング損失の増加を抑制できるタイ
ミングでスイッチング素子をオンさせることができる。

【００６０】請求項２記載の加熱調理器によれば、例え
ば、交流電源の正半波期間は第１のスイッチング素子に
よってスイッチングを行い第２の整流素子を介して電流
を還流させ、負半波期間では第２のスイッチング素子に
よってスイッチングを行い第１の整流素子を介して電流
を還流させることにより、従来とは異なり交流電源を一
旦直流電源に変換せずに直接スイッチングを行うことで
生成した高周波電流を共振回路のコイルに供給すること
ができる。

【００６１】請求項３記載の加熱調理器によれば、電流
検出手段を第１及び第２のスイッチング素子の両端子間
に夫々設けるので、第１及び第２のスイッチング素子夫
々のオンタイミングを適切に設定することができる。

【００６２】請求項４記載の加熱調理器によれば、電流
検出手段に、共振コンデンサに流れる共振電流を分流す
る検出用コンデンサを備えるので、共振電流を小さな比
率で検出用コンデンサに分流させて検出することが可能
となり、電流容量の小さな部品で構成することができ
る。

【００６３】請求項５記載の加熱調理器によれば、電流
検出手段に、検出用コンデンサの電流変化を検出するた
めの検出用抵抗を備え、この検出用抵抗の端子電圧に基
づいて共振電流を検出するので、共振電流を検出用抵抗
の端子電圧として検出することができる。

【００６４】請求項６または７に記載の加熱調理器によ
れば、タイミング設定手段は、共振電流が最大となった
時点に基づいて（請求項６）、または共振電流の極性が
変化した時点に基づいて（請求項７）オンタイミングを
設定するので、これらの時点に基づいてオンタイミング
を適切に設定することができる。

【００６５】請求項８記載の加熱調理器によれば、タイ
ミング設定手段に、電流検出手段からの検出信号を移相
することで移相された検出信号の所定の時点をオンタイ
ミングに設定するための移相回路を備えるので、移相量
を適宜調整し、移相された検出信号の所定の時点を検出
してオンタイミングを設定することで、スイッチング損
失を抑制し得る状態でスイッチング素子をオンさせるこ
とが可能となる。

【００６６】請求項９または１０に記載の加熱調理器に
よれば、交流電源を整流することなくスイッチングを行
って高周波電流を生成する場合に、スイッチング制御手
段が交流電源電圧の高低に応じてスイッチング素子のオ
ン期間（請求項９）またはスイッチング周波数（請求項
１０）を変化させるので、力率を改善することができ
る。

【００６７】請求項１１記載の加熱調理器によれば、ス
イッチング制御手段は、共振電圧レベルに応じてスイッ
チング素子のオン期間を変化させるので、請求項９と同
様の効果が得られる。

【００６８】請求項１２記載の加熱調理器によれば、ス
イッチング制御手段は、共振コンデンサに流れる共振電
流が上限値を超えないようにスイッチング周波数を設定
するので、スイッチング素子に過大な電流が流れて破壊
に至ることを防止できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を電子レンジに適用した場合の第１実施
例における電気的構成を示す図

【図２】交流電源波形とＩＧＢＴのスイッチング動作と
の関係を示す図

【図３】交流電源の正半波期間における、１スイッチン
グ周期の各部の波形を示す図

【図４】本発明の第２実施例における要部を示す図１相
当図

【図５】本発明の第３実施例を示す図４相当図

【図６】本発明の第４実施例を示す図４相当図

【図７】本発明の第５実施例を示す、交流電源電圧の振
幅レベルに応じてＩＧＢＴのオン期間を制御する場合の
一例を示す図

【符号の説明】

１は商用交流電源、６は高周波トランス、６ａは１次側
コイル、７及び８はＩＧＢＴ（第１及び第２のスイッチ
ング素子）、９はマグネトロン（マイクロ波発生手
段）、１０及び１１はダイオード（第１及び第２の整流
素子）、１２は共振コンデンサ、１３は共振回路、１４
は変流器（電流検出手段）、１５，１５ａ，１５ｂは位
相検出回路（タイミング設定手段）、１６は発振回路
（スイッチング制御手段）、１７は出力制御回路（スイ
ッチング制御手段）、２２は検出用コンデンサ、２４及
び２５は検出用抵抗、２６は検出用コンデンサ、２７及
び２８は電流検出手段、２９及び３０は変流器（電流検
出手段）、３１は制御電源回路を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K051 AA03 AA07 AC07 AC14 AC26 AD25 3K086 AA07 BA08 CD02 DB03 DB11 DB17

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 誘導加熱用のコイルまたはマイクロ波発
   生手段を駆動するための高周波トランスのコイルに共振
   コンデンサを並列に接続して構成される共振回路と、 前記コイルに高周波電流を供給するようにスイッチング
   を行うスイッチング素子と、 このスイッチング素子のオフ期間に、前記共振コンデン
   サに流れる共振電流を検出する電流検出手段と、 この電流検出手段の検出信号に基づいて、前記スイッチ
   ング素子のオンタイミングを設定するタイミング設定手
   段と、 このタイミング設定手段により設定されたオンタイミン
   グに応じて前記スイッチング素子をオンさせると共に、
   所定のスイッチング周波数に基づくオン期間の経過後に
   前記スイッチング素子をオフさせるように制御するスイ
   ッチング制御手段とを具備したことを特徴とする加熱調
   理器。
2. 【請求項２】 スイッチング素子は、互いの通電方向を
   逆にして直列接続され、交流電源端子間に共振回路を介
   して直列に接続される第１及び第２のスイッチング素子
   であり、 これら第１及び第２のスイッチング素子に対して夫々逆
   並列に接続される第１及び第２の整流素子を具備したこ
   とを特徴とする加熱調理器。
3. 【請求項３】 電流検出手段は、第１及び第２のスイッ
   チング素子の両端子間に夫々設けられていることを特徴
   とする請求項２記載の加熱調理器。
4. 【請求項４】 電流検出手段は、共振コンデンサに流れ
   る共振電流を分流する検出用コンデンサを備えているこ
   とを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の加熱調
   理器。
5. 【請求項５】 電流検出手段は、検出用コンデンサの電
   流変化を検出するための検出用抵抗を備え、 この検出用抵抗の端子電圧に基づいて共振電流を検出す
   ることを特徴とする請求項４記載の加熱調理器。
6. 【請求項６】 タイミング設定手段は、共振電流が最大
   となった時点に基づいてオンタイミングを設定すること
   を特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の加熱調理
   器。
7. 【請求項７】 タイミング設定手段は、共振電流の極性
   が変化した時点に基づいてオンタイミングを設定するこ
   とを特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の加熱調
   理器。
8. 【請求項８】 タイミング設定手段は、電流検出手段か
   らの検出信号を移相することで、移相した検出信号の所
   定の時点をオンタイミングに設定するための移相回路を
   備えていることを特徴とする請求項６または７記載の加
   熱調理器。
9. 【請求項９】 交流電源の電圧を検出する電源電圧検出
   手段を備え、 スイッチング制御手段は、前記電源電圧検出手段によっ
   て検出される交流電源電圧が高い場合はスイッチング素
   子のオン期間を短くし、前記交流電源電圧が低い場合は
   スイッチング素子のオン期間を長くするように制御する
   ことを特徴とする請求項２記載の加熱調理器。
10. 【請求項１０】 交流電源の電圧を検出する電源電圧検
    出手段を備え、 スイッチング制御手段は、前記電源電圧検出手段によっ
    て検出される電圧が低い場合はスイッチング周波数を低
    下させ、前記電圧が高い場合はスイッチング周波数を上
    昇させるように制御することを特徴とする請求項２記載
    の加熱調理器。
11. 【請求項１１】 共振回路に発生する共振電圧を検出す
    る共振電圧検出手段を備え、 スイッチング制御手段は、前記共振電圧検出手段によっ
    て検出される共振電圧レベルに応じてスイッチング素子
    のオン期間を変化させるように制御することを特徴とす
    る請求項２記載の加熱調理器。
12. 【請求項１２】 スイッチング制御手段は、共振コンデ
    ンサに流れる共振電流が上限値を超えないようにスイッ
    チング周波数を設定することを特徴とする請求項２記載
    の加熱調理器。