JP3290388B2 - インバータ装置 - Google Patents
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/2176—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only comprising a passive stage to generate a rectified sinusoidal voltage and a controlled switching element in series between such stage and the output
-
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- H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
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Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- General Induction Heating (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ハーフブリッジ型
のインバータ主回路を備えたインバータ装置に関する。
のインバータ主回路を備えたインバータ装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】斯様なインバータ装置
として、例えば誘導加熱調理器に使用されるものがあ
る。誘導加熱調理器では、負荷たる加熱コイルに高周波
電流を供給することにより、鉄製の鍋などに誘導電流
（渦電流）を発生させて誘導加熱するが、その加熱制御
を行うために、インバータ主回路への入力電流値と出力
側からの回生電流値を検出する必要がある。
として、例えば誘導加熱調理器に使用されるものがあ
る。誘導加熱調理器では、負荷たる加熱コイルに高周波
電流を供給することにより、鉄製の鍋などに誘導電流
（渦電流）を発生させて誘導加熱するが、その加熱制御
を行うために、インバータ主回路への入力電流値と出力
側からの回生電流値を検出する必要がある。
【０００３】そして、従来は、入力電流値と回生電流値
との検出は、電流トランスを入力側（例えば整流回路の
交流入力側）と出力側（例えば、インバータ主回路の出
力側）とに設けて夫々別個に行っていた。このため、高
価な電流トランスが２つ必要であり、また、基板の面積
を余分に必要とし、更に、比較的大きい電流を検出する
部分が２か所あるため信頼性が低下するという問題があ
った。
との検出は、電流トランスを入力側（例えば整流回路の
交流入力側）と出力側（例えば、インバータ主回路の出
力側）とに設けて夫々別個に行っていた。このため、高
価な電流トランスが２つ必要であり、また、基板の面積
を余分に必要とし、更に、比較的大きい電流を検出する
部分が２か所あるため信頼性が低下するという問題があ
った。
【０００４】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、入力電流値と回生電流値との検出を
１か所で行うことが可能なインバータ装置を提供するこ
とにある。
あり、その目的は、入力電流値と回生電流値との検出を
１か所で行うことが可能なインバータ装置を提供するこ
とにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１または５記載のインバータ装置は、商用交
流電源を整流して直流電源を生成する整流回路と、この
整流回路が出力する直流電源が供給される直流母線と、
この直流母線間に接続される平滑コンデンサと、この平
滑コンデンサに並列に接続され、当該平滑コンデンサよ
りも容量の小なるコンデンサ及び抵抗の直列回路で構成
される分流回路と（請求項５）、前記直流母線間に接続
され、負荷を駆動するハーフブリッジ型のインバータ主
回路と、コイル及び共振コンデンサで構成され、前記イ
ンバータ主回路の出力端子と負側直流母線との間に接続
される共振回路と、前記平滑コンデンサに流れる高周波
電流を検出する高周波電流検出手段と（請求項１）、前
記インバータ主回路を構成する正側及び負側スイッチン
グ素子にオンオフ信号を出力して負荷の駆動を制御する
制御手段と、正側スイッチング素子のオフ時点の所定時
間経過後から負側スイッチング素子の次のオフ時点まで
の期間に前記高周波電流検出手段が検出する前記高周波
電流（請求項１）または前記分流回路に流れる高周波電
流（請求項５）に基づいて入力電流値を検出する第１の
検出動作を行うと共に、各高周波電流の最大値に基づい
て回生電流値を検出する第２の検出動作を行う電流値検
出手段とを具備したことを特徴とする。
め、請求項１または５記載のインバータ装置は、商用交
流電源を整流して直流電源を生成する整流回路と、この
整流回路が出力する直流電源が供給される直流母線と、
この直流母線間に接続される平滑コンデンサと、この平
滑コンデンサに並列に接続され、当該平滑コンデンサよ
りも容量の小なるコンデンサ及び抵抗の直列回路で構成
される分流回路と（請求項５）、前記直流母線間に接続
され、負荷を駆動するハーフブリッジ型のインバータ主
回路と、コイル及び共振コンデンサで構成され、前記イ
ンバータ主回路の出力端子と負側直流母線との間に接続
される共振回路と、前記平滑コンデンサに流れる高周波
電流を検出する高周波電流検出手段と（請求項１）、前
記インバータ主回路を構成する正側及び負側スイッチン
グ素子にオンオフ信号を出力して負荷の駆動を制御する
制御手段と、正側スイッチング素子のオフ時点の所定時
間経過後から負側スイッチング素子の次のオフ時点まで
の期間に前記高周波電流検出手段が検出する前記高周波
電流（請求項１）または前記分流回路に流れる高周波電
流（請求項５）に基づいて入力電流値を検出する第１の
検出動作を行うと共に、各高周波電流の最大値に基づい
て回生電流値を検出する第２の検出動作を行う電流値検
出手段とを具備したことを特徴とする。
【０００６】斯様に構成すれば、正側スイッチング素子
のオフ時点から負側スイッチング素子の次のオフ時点ま
での期間で検出される平滑コンデンサに流れる高周波電
流（請求項１）または分流回路に流れる高周波電流（請
求項５）は、正側スイッチング素子がオンすることによ
って負荷に供給される電流に等しく入力電流値に略比例
するので、正側スイッチング素子のオフ時点から所定時
間内に流れるスイッチング素子のテール電流を除外し
て、前記高周波電流に基づいて入力電流値を検出するこ
とができる。また、高周波電流の最大値は回生電流値に
略比例するので、前記最大値に基づいて回生電流値を検
出することができる。
のオフ時点から負側スイッチング素子の次のオフ時点ま
での期間で検出される平滑コンデンサに流れる高周波電
流（請求項１）または分流回路に流れる高周波電流（請
求項５）は、正側スイッチング素子がオンすることによ
って負荷に供給される電流に等しく入力電流値に略比例
するので、正側スイッチング素子のオフ時点から所定時
間内に流れるスイッチング素子のテール電流を除外し
て、前記高周波電流に基づいて入力電流値を検出するこ
とができる。また、高周波電流の最大値は回生電流値に
略比例するので、前記最大値に基づいて回生電流値を検
出することができる。
【０００７】従って、平滑コンデンサに流れる高周波電
流（請求項１）または分流回路に流れる高周波電流（請
求項５）を検出すれば、電流検出手段によって入力電流
値及び回生電流値を共に検出できるので、従来とは異な
り、入力電流値及び回生電流値を夫々検出するのに別個
の検出部を設ける必要がなく、部品点数を削減すること
ができる。
流（請求項１）または分流回路に流れる高周波電流（請
求項５）を検出すれば、電流検出手段によって入力電流
値及び回生電流値を共に検出できるので、従来とは異な
り、入力電流値及び回生電流値を夫々検出するのに別個
の検出部を設ける必要がなく、部品点数を削減すること
ができる。
【０００８】また、請求項５記載のインバータ装置によ
れば、分流回路に分流されたより小なる高周波電流値を
当該分流回路の抵抗の端子電圧から検出することによ
り、入力電流値及び回生電流値を共に検出できるので、
安価に構成できる。
れば、分流回路に分流されたより小なる高周波電流値を
当該分流回路の抵抗の端子電圧から検出することによ
り、入力電流値及び回生電流値を共に検出できるので、
安価に構成できる。
【０００９】
【００１０】
【００１１】また、請求項２または６に記載したよう
に、電流値検出手段を、負側スイッチング素子のオフ時
点から正側スイッチング素子の次のオン時点までの期間
において第２の検出動作を行うように構成するのが好ま
しい。斯様に構成すれば、前記高周波電流の最大値が検
出される期間が、制御手段が出力するオンオフ信号に基
づいて確実に特定されるので、回生電流値の検出を容易
に行うことができる。
に、電流値検出手段を、負側スイッチング素子のオフ時
点から正側スイッチング素子の次のオン時点までの期間
において第２の検出動作を行うように構成するのが好ま
しい。斯様に構成すれば、前記高周波電流の最大値が検
出される期間が、制御手段が出力するオンオフ信号に基
づいて確実に特定されるので、回生電流値の検出を容易
に行うことができる。
【００１２】更に、請求項３または７に記載したよう
に、電流値検出手段を、負側スイッチング素子のオン期
間において第１の検出動作を行う構成するのが好まし
い。斯様に構成すれば、入力電流値の検出を行うタイミ
ングを制御手段が出力するオンオフ信号に基づいて確実
に特定できるので、入力電流値の検出を容易に行うこと
ができる。
に、電流値検出手段を、負側スイッチング素子のオン期
間において第１の検出動作を行う構成するのが好まし
い。斯様に構成すれば、入力電流値の検出を行うタイミ
ングを制御手段が出力するオンオフ信号に基づいて確実
に特定できるので、入力電流値の検出を容易に行うこと
ができる。
【００１３】加えて、請求項４に記載したように、高周
波電流検出手段を、電流トランスで構成するのが好適で
ある。斯様に構成すれば、電流トランスによって平滑コ
ンデンサに流れる高周波電流を容易に検出することがで
きる。
波電流検出手段を、電流トランスで構成するのが好適で
ある。斯様に構成すれば、電流トランスによって平滑コ
ンデンサに流れる高周波電流を容易に検出することがで
きる。
【００１４】また、請求項８に記載したように、制御手
段を、電流値検出手段により求められる回生電流値が制
限値を超えると、当該回生電流値が前記制限値を下回る
まで入力電流値を減少させるようにオンオフ信号を出力
する構成とするのが好ましい。
段を、電流値検出手段により求められる回生電流値が制
限値を超えると、当該回生電流値が前記制限値を下回る
まで入力電流値を減少させるようにオンオフ信号を出力
する構成とするのが好ましい。
【００１５】例えば、負荷の駆動状態によっては、ある
入力電流に対して生じる回生電流の割合が大きく増加す
る場合があり、この様な場合には、スイッチング素子に
おいて生じる損失（スイッチング損失）が増大する。従
って、上記のように構成すれば、回生電流値が制限値を
下回るまで入力電流値を減少させることによって、スイ
ッチング損失を低減することができる。
入力電流に対して生じる回生電流の割合が大きく増加す
る場合があり、この様な場合には、スイッチング素子に
おいて生じる損失（スイッチング損失）が増大する。従
って、上記のように構成すれば、回生電流値が制限値を
下回るまで入力電流値を減少させることによって、スイ
ッチング損失を低減することができる。
【００１６】この場合、請求項９に記載したように、制
限値を、入力電流値に応じて異なる値に設定すると良
い。斯様に構成すれば、負荷の駆動状態に応じて、各入
力電流値に対する回生電流の制限値を適切に設定するこ
とができる。
限値を、入力電流値に応じて異なる値に設定すると良
い。斯様に構成すれば、負荷の駆動状態に応じて、各入
力電流値に対する回生電流の制限値を適切に設定するこ
とができる。
【００１７】また、請求項１０に記載したように、制御
手段を、電流値検出手段により求められる回生電流値が
限界値を超えると、負荷の駆動を停止させる構成として
も良い。斯様に構成すれば、入力電流に対して生じる回
生電流の割合が著しく増大した場合には、負荷の駆動を
停止させてインバータ主回路のスイッチング素子が破壊
に至ることを防止できる。
手段を、電流値検出手段により求められる回生電流値が
限界値を超えると、負荷の駆動を停止させる構成として
も良い。斯様に構成すれば、入力電流に対して生じる回
生電流の割合が著しく増大した場合には、負荷の駆動を
停止させてインバータ主回路のスイッチング素子が破壊
に至ることを防止できる。
【００１８】請求項１１に記載したように、制御手段
を、入力電流値を増加させるようにオンオフ信号を出力
した場合であっても電流値検出手段により求められる入
力電流値が減少する場合には、一旦負荷の駆動を停止さ
せた後、再度制御を開始する構成としても良い。
を、入力電流値を増加させるようにオンオフ信号を出力
した場合であっても電流値検出手段により求められる入
力電流値が減少する場合には、一旦負荷の駆動を停止さ
せた後、再度制御を開始する構成としても良い。
【００１９】斯様に構成すれば、負荷の駆動状態が何ら
かの理由で変化して、入力電流値を増加させるように制
御してもその検出値が減少する場合には、インバータ主
回路の動作を一度停止させてから再度制御を開始させる
ことにより、何らかの異常がある場合には、再度の制御
開始時点においてチェックすることができる。
かの理由で変化して、入力電流値を増加させるように制
御してもその検出値が減少する場合には、インバータ主
回路の動作を一度停止させてから再度制御を開始させる
ことにより、何らかの異常がある場合には、再度の制御
開始時点においてチェックすることができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下、本発明を誘導加熱調理器に
適用した場合の第１実施例について、図１乃至図３を参
照して説明する。図１は、誘導加熱調理器の電気的構成
を示す図である。この図１において、ダイオードブリッ
ジで構成される整流回路１の交流入力端子は、商用交流
電源２に接続されており、直流出力端子は、リアクタ３
を介して平滑コンデンサ４の両端に接続されている。
適用した場合の第１実施例について、図１乃至図３を参
照して説明する。図１は、誘導加熱調理器の電気的構成
を示す図である。この図１において、ダイオードブリッ
ジで構成される整流回路１の交流入力端子は、商用交流
電源２に接続されており、直流出力端子は、リアクタ３
を介して平滑コンデンサ４の両端に接続されている。
【００２１】その平滑コンデンサ４の両端には、直流母
線５，６を介して、正側及び負側のＩＧＢＴ（正側スイ
ッチング素子）７及びＩＧＢＴ（負側スイッチング素
子）８からなるアームが接続されており、以てハーフブ
リッジ型のインバータ主回路９を構成している。ＩＧＢ
Ｔ７及び８のコレクタ−エミッタ間には、フリーホイー
ルダイオード１０及び１１が夫々接続されている。イン
バータ主回路９の出力端子９ａには、加熱コイル（負
荷）１２の一端が接続されており、加熱コイル１２の他
端と直流母線６との間には、共振コンデンサ１３とダイ
オード１４との並列回路が接続されている。
線５，６を介して、正側及び負側のＩＧＢＴ（正側スイ
ッチング素子）７及びＩＧＢＴ（負側スイッチング素
子）８からなるアームが接続されており、以てハーフブ
リッジ型のインバータ主回路９を構成している。ＩＧＢ
Ｔ７及び８のコレクタ−エミッタ間には、フリーホイー
ルダイオード１０及び１１が夫々接続されている。イン
バータ主回路９の出力端子９ａには、加熱コイル（負
荷）１２の一端が接続されており、加熱コイル１２の他
端と直流母線６との間には、共振コンデンサ１３とダイ
オード１４との並列回路が接続されている。
【００２２】また、出力端子９ａには、スナバコンデン
サ１５の一端が接続されており、スナバコンデンサ１５
の他端は、ＩＧＢＴ１６のコレクタ−エミッタを介して
直流母線６に接続されている。そして、ＩＧＢＴ１６の
コレクタ−エミッタ間には、フリーホイールダイオード
１７が接続されている。これらは、所謂スナバ回路を構
成しており、インバータ装置の動作時におけるスイッチ
ング損失を減少させるために設けられている。
サ１５の一端が接続されており、スナバコンデンサ１５
の他端は、ＩＧＢＴ１６のコレクタ−エミッタを介して
直流母線６に接続されている。そして、ＩＧＢＴ１６の
コレクタ−エミッタ間には、フリーホイールダイオード
１７が接続されている。これらは、所謂スナバ回路を構
成しており、インバータ装置の動作時におけるスイッチ
ング損失を減少させるために設けられている。
【００２３】マイクロコンピュータなどを中心として構
成される出力制御回路（制御手段）１８には、発振回路
１９が出力する所定周波数の発振信号が与えられると共
に、操作部２０が出力する入力電流調整信号が与えられ
るようになっている。そして、平滑コンデンサ４には、
電流トランス（高周波電流検出手段）２１が介挿されて
おり、その電流トランス２１の出力端子は、電流検出回
路（電流値検出手段）２２を介して出力制御回路１８の
入力端子に接続されている。
成される出力制御回路（制御手段）１８には、発振回路
１９が出力する所定周波数の発振信号が与えられると共
に、操作部２０が出力する入力電流調整信号が与えられ
るようになっている。そして、平滑コンデンサ４には、
電流トランス（高周波電流検出手段）２１が介挿されて
おり、その電流トランス２１の出力端子は、電流検出回
路（電流値検出手段）２２を介して出力制御回路１８の
入力端子に接続されている。
【００２４】出力制御回路１８は、フォトカプラなどで
構成される駆動回路２３を介してＩＧＢＴ７，８及び１
６のゲートにゲート信号（オンオフ信号）を出力するよ
うになっている。また、そのゲート信号と同じタイミン
グ信号が、電流検出回路２２にも与えられるようになっ
ている。
構成される駆動回路２３を介してＩＧＢＴ７，８及び１
６のゲートにゲート信号（オンオフ信号）を出力するよ
うになっている。また、そのゲート信号と同じタイミン
グ信号が、電流検出回路２２にも与えられるようになっ
ている。
【００２５】電流検出回路２２は、電流トランス２１が
検出する平滑コンデンサ４に流入する高周波電流を、出
力制御回路１８から与えられるタイミング信号に基づい
て後述のように検出することにより入力電流値及び回生
電流値を検出し、検出した電流値をＡ／Ｄ変換して出力
制御回路１８に与えるようになっている。そして、出力
制御回路１８は、上記入力電流値及び回生電流値並びに
入力電流調整信号に基づいて、各ＩＧＢＴ７，８及び１
６に対するゲート信号の出力タイミングを調整するよう
になっている。以上がインバータ装置を構成している。
検出する平滑コンデンサ４に流入する高周波電流を、出
力制御回路１８から与えられるタイミング信号に基づい
て後述のように検出することにより入力電流値及び回生
電流値を検出し、検出した電流値をＡ／Ｄ変換して出力
制御回路１８に与えるようになっている。そして、出力
制御回路１８は、上記入力電流値及び回生電流値並びに
入力電流調整信号に基づいて、各ＩＧＢＴ７，８及び１
６に対するゲート信号の出力タイミングを調整するよう
になっている。以上がインバータ装置を構成している。
【００２６】加熱コイル１２の上には、トッププレート
２４を介して鍋２５が載置され、インバータ主回路９に
より加熱コイル１２に、例えば、２１．５ＫＨｚの高周
波電流を供給して、鍋２５に誘導電流（渦電流）を発生
させて誘導加熱を行うようになっている。
２４を介して鍋２５が載置され、インバータ主回路９に
より加熱コイル１２に、例えば、２１．５ＫＨｚの高周
波電流を供給して、鍋２５に誘導電流（渦電流）を発生
させて誘導加熱を行うようになっている。
【００２７】インバータ主回路の負側のＩＧＢＴ８は、
一周期中の後半で常に５０％デューティでオンされるよ
うになっており、出力制御回路１８は、操作部２０にお
ける入力電流調整信号の設定に応じて、加熱コイル１２
に対する電流の供給量を、正側のＩＧＢＴ７の一周期中
前半のオン時間デューティを０〜５０％未満の間で変化
させることで制御するようになっている。
一周期中の後半で常に５０％デューティでオンされるよ
うになっており、出力制御回路１８は、操作部２０にお
ける入力電流調整信号の設定に応じて、加熱コイル１２
に対する電流の供給量を、正側のＩＧＢＴ７の一周期中
前半のオン時間デューティを０〜５０％未満の間で変化
させることで制御するようになっている。
【００２８】図２は、インバータ装置を動作させて誘導
加熱調理を行う場合の、各信号波形を示すタイミングチ
ャートである。図２（ａ），（ｂ）は、ＩＧＢＴ７，８
のオンオフタイミングを示すものであり、出力制御回路
１８が出力するゲート信号の出力タイミングと略同じで
ある。インバータ装置の動作は、次の４つのサイクルか
らなる。 ＩＧＢＴ７：オン／ＩＧＢＴ８：オフ 加熱コイル１２に電流を供給すると共に、共振コンデン
サ１３を充電する。 ＩＧＢＴ７：オフ／ＩＧＢＴ８：オフ 加熱コイル１２の遅れ電流によって、更に共振コンデン
サ１３を充電する。 ＩＧＢＴ７：オフ／ＩＧＢＴ８：オン 共振コンデンサ１３を放電させて、加熱コイル１２に逆
方向の電流を流す。 ＩＧＢＴ７：オフ／ＩＧＢＴ８：オフ 加熱コイル１２の遅れ電流を、フリーホイールダイオー
ド１０を介して電源側に回生させる。 以上のサイクルを繰返すことによって、加熱コイル１２
に高周波電流を供給する。
加熱調理を行う場合の、各信号波形を示すタイミングチ
ャートである。図２（ａ），（ｂ）は、ＩＧＢＴ７，８
のオンオフタイミングを示すものであり、出力制御回路
１８が出力するゲート信号の出力タイミングと略同じで
ある。インバータ装置の動作は、次の４つのサイクルか
らなる。 ＩＧＢＴ７：オン／ＩＧＢＴ８：オフ 加熱コイル１２に電流を供給すると共に、共振コンデン
サ１３を充電する。 ＩＧＢＴ７：オフ／ＩＧＢＴ８：オフ 加熱コイル１２の遅れ電流によって、更に共振コンデン
サ１３を充電する。 ＩＧＢＴ７：オフ／ＩＧＢＴ８：オン 共振コンデンサ１３を放電させて、加熱コイル１２に逆
方向の電流を流す。 ＩＧＢＴ７：オフ／ＩＧＢＴ８：オフ 加熱コイル１２の遅れ電流を、フリーホイールダイオー
ド１０を介して電源側に回生させる。 以上のサイクルを繰返すことによって、加熱コイル１２
に高周波電流を供給する。
【００２９】また、出力制御回路１８は、でＩＧＢＴ
８がオンしてから、次の周期のでＩＧＢＴ７がオンし
てオフするまでの期間に合わせたタイミング信号ＶG2を
内部で作成し（図２（ｃ）参照）、そのタイミング信号
ＶG2を僅かな時間遅延させた信号を、スナバ回路のＩＧ
ＢＴ１６のゲート信号として出力する（図２（ｄ）参
照）。
８がオンしてから、次の周期のでＩＧＢＴ７がオンし
てオフするまでの期間に合わせたタイミング信号ＶG2を
内部で作成し（図２（ｃ）参照）、そのタイミング信号
ＶG2を僅かな時間遅延させた信号を、スナバ回路のＩＧ
ＢＴ１６のゲート信号として出力する（図２（ｄ）参
照）。
【００３０】この場合、平滑コンデンサ４には、図２
（ｅ）に示すように周波数２１．５ＫＨｚの高周波電流
が流れる。尚、図２（ｅ）では、平滑コンデンサ４に電
流が流入する（充電）方向を“＋”と、平滑コンデンサ
４から電流が流出する（放電）方向を“−”と定義して
いる。
（ｅ）に示すように周波数２１．５ＫＨｚの高周波電流
が流れる。尚、図２（ｅ）では、平滑コンデンサ４に電
流が流入する（充電）方向を“＋”と、平滑コンデンサ
４から電流が流出する（放電）方向を“−”と定義して
いる。
【００３１】即ち、期間でＩＧＢＴ７がオンすると、
加熱コイル１２に電流が供給されるので、その電流分の
電荷が平滑コンデンサ４から放電されて電流が流出す
る。次の期間及びでは、リアクタ３を介して平滑コ
ンデンサ４に略一定の充電電流が流れる。
加熱コイル１２に電流が供給されるので、その電流分の
電荷が平滑コンデンサ４から放電されて電流が流出す
る。次の期間及びでは、リアクタ３を介して平滑コ
ンデンサ４に略一定の充電電流が流れる。
【００３２】この期間に流れる充電電流は、期間で加
熱コイル１２に供給した電流に等しく、ＩＧＢＴ７のオ
ン時間が長くなると、それに応じて前記充電電流値も増
加する。従って、この期間における電流値Ｉａ（図２
（ｅ）参照）を得ると、予め求めておいた入力電流値と
の相関関係から入力電流値を検出することができる。
熱コイル１２に供給した電流に等しく、ＩＧＢＴ７のオ
ン時間が長くなると、それに応じて前記充電電流値も増
加する。従って、この期間における電流値Ｉａ（図２
（ｅ）参照）を得ると、予め求めておいた入力電流値と
の相関関係から入力電流値を検出することができる。
【００３３】具体的には、電流検出回路２２は、電流値
Ｉａと入力電流値との相関関係をデータテーブルとして
保有している。そして、電流検出回路２２は、出力制御
回路１８から与えられるタイミング信号から、ＩＧＢＴ
８のオン期間中において（即ち、期間に相当）電流ト
ランス２１が検出する電流値Ｉａを得ると、その電流値
Ｉａから前記データテーブルに基づいて入力電流値を検
出する（第１の検出動作）。
Ｉａと入力電流値との相関関係をデータテーブルとして
保有している。そして、電流検出回路２２は、出力制御
回路１８から与えられるタイミング信号から、ＩＧＢＴ
８のオン期間中において（即ち、期間に相当）電流ト
ランス２１が検出する電流値Ｉａを得ると、その電流値
Ｉａから前記データテーブルに基づいて入力電流値を検
出する（第１の検出動作）。
【００３４】また、回生電流は、期間において平滑コ
ンデンサに流れ込むので、この期間における電流の最大
値Ｉｂ（図２（ｅ）参照）を求めれば、入力電流値と同
様に、予め求めておいた相関関係から回生電流値を検出
することができる。
ンデンサに流れ込むので、この期間における電流の最大
値Ｉｂ（図２（ｅ）参照）を求めれば、入力電流値と同
様に、予め求めておいた相関関係から回生電流値を検出
することができる。
【００３５】具体的には、電流検出回路２２は、電流値
Ｉｂと回生電流値との相関関係をデータテーブルとして
保有して、出力制御回路１８から与えられるタイミング
信号から、ＩＧＢＴ８のオフ時点から次のＩＧＢＴ７の
オン時点までの期間において（即ち、期間に相当）電
流トランス２１が検出する電流値Ｉｂを得ると、その電
流値Ｉｂから前記データテーブルに基づいて電流値Ｉｂ
に対応する電流値を得る。
Ｉｂと回生電流値との相関関係をデータテーブルとして
保有して、出力制御回路１８から与えられるタイミング
信号から、ＩＧＢＴ８のオフ時点から次のＩＧＢＴ７の
オン時点までの期間において（即ち、期間に相当）電
流トランス２１が検出する電流値Ｉｂを得ると、その電
流値Ｉｂから前記データテーブルに基づいて電流値Ｉｂ
に対応する電流値を得る。
【００３６】ここで、電流値Ｉｂに対応する電流値は入
力電流値を含んでいるので、電流値Ｉｂに対応する電流
値から入力電流値を差し引いたもの（即ち、図２（ｅ）
に示す電流値Ｉｃに対応する電流値）を回生電流値とし
て検出する（第２の検出動作）。
力電流値を含んでいるので、電流値Ｉｂに対応する電流
値から入力電流値を差し引いたもの（即ち、図２（ｅ）
に示す電流値Ｉｃに対応する電流値）を回生電流値とし
て検出する（第２の検出動作）。
【００３７】一方、出力制御回路１８は、電流検出回路
２２が検出した入力電流値及び回生電流値に基づいて、
負荷たる鍋２５の加熱制御を行う。図３は、鍋２５の材
質が異なる場合に、横軸に入力電流値をとり、縦軸に回
生電流値をとった場合の一測定結果を示すものである。
尚、横軸及び縦軸は、電流値を８ビットでＡ／Ｄ変換し
た場合の相対値で表している。
２２が検出した入力電流値及び回生電流値に基づいて、
負荷たる鍋２５の加熱制御を行う。図３は、鍋２５の材
質が異なる場合に、横軸に入力電流値をとり、縦軸に回
生電流値をとった場合の一測定結果を示すものである。
尚、横軸及び縦軸は、電流値を８ビットでＡ／Ｄ変換し
た場合の相対値で表している。
【００３８】図３中“○”でプロットしたものが鍋２５
の材質が鉄の場合であり、“×”でプロットしたものが
鍋２５の材質がステンレスの場合である。材質が鉄の場
合は、入力電流値が増加するのに応じて回生電流値は比
較的緩やかに上昇するが、材質がステンレスの場合は、
入力電流値が“４０”以上になると、鉄の場合に比して
回生電流値が急激に上昇する。
の材質が鉄の場合であり、“×”でプロットしたものが
鍋２５の材質がステンレスの場合である。材質が鉄の場
合は、入力電流値が増加するのに応じて回生電流値は比
較的緩やかに上昇するが、材質がステンレスの場合は、
入力電流値が“４０”以上になると、鉄の場合に比して
回生電流値が急激に上昇する。
【００３９】回生電流値が増えるということは、加熱コ
イル１２に供給した電流分の内、鍋２５に誘導電流を発
生させて熱エネルギとして消費された分が少なかったと
いうことであり、消費されなかった多くの電流分がイン
バータ主回路９側に戻って来ることになる。
イル１２に供給した電流分の内、鍋２５に誘導電流を発
生させて熱エネルギとして消費された分が少なかったと
いうことであり、消費されなかった多くの電流分がイン
バータ主回路９側に戻って来ることになる。
【００４０】この場合、インバータ主回路９のＩＧＢＴ
８には、期間→の切替わりの瞬間、即ち、ＩＧＢＴ
８をオンからオフする瞬間にエミッタ−コレクタ間に高
い電圧が印加されるため、スイッチング損失が増加する
ことになる。このスイッチング損失の増加を防止するた
めに、出力制御回路１８は以下のように制御を行う。
８には、期間→の切替わりの瞬間、即ち、ＩＧＢＴ
８をオンからオフする瞬間にエミッタ−コレクタ間に高
い電圧が印加されるため、スイッチング損失が増加する
ことになる。このスイッチング損失の増加を防止するた
めに、出力制御回路１８は以下のように制御を行う。
【００４１】一例として、図３において、（入力電流
値，回生電流値）の座標で表すと、（０，９０）−（８
５，９０）及び（８５，９０）−（１８０，２５０）で
引いた折れ線Ｌ１以下の領域を制御エリアＡと定義し、
折れ線Ｌ１を超えて、（０，１４０）−（８５，１４
０）及び（８５，１４０）−（１５５，２５０）で引い
た折れ線Ｌ２以下の領域を制御エリアＢと定義し、折れ
線Ｌ２を超える領域を制御エリアＣと定義する。尚、折
れ線Ｌ１は制限値に対応し、折れ線Ｌ２は限界値に対応
する。
値，回生電流値）の座標で表すと、（０，９０）−（８
５，９０）及び（８５，９０）−（１８０，２５０）で
引いた折れ線Ｌ１以下の領域を制御エリアＡと定義し、
折れ線Ｌ１を超えて、（０，１４０）−（８５，１４
０）及び（８５，１４０）−（１５５，２５０）で引い
た折れ線Ｌ２以下の領域を制御エリアＢと定義し、折れ
線Ｌ２を超える領域を制御エリアＣと定義する。尚、折
れ線Ｌ１は制限値に対応し、折れ線Ｌ２は限界値に対応
する。
【００４２】制御エリアＡは、入力電流値が増加しても
回生電流値が著しく増加することがなく安全に誘導加熱
調理を行うことができる領域であり、各電流値がこの領
域にある場合は特に制限をかけずに制御を続行する。例
えば、鍋２５の材質が鉄であり且つ正常に調理が行われ
ている場合は、この制御エリアＡにおいて制御が行われ
る。
回生電流値が著しく増加することがなく安全に誘導加熱
調理を行うことができる領域であり、各電流値がこの領
域にある場合は特に制限をかけずに制御を続行する。例
えば、鍋２５の材質が鉄であり且つ正常に調理が行われ
ている場合は、この制御エリアＡにおいて制御が行われ
る。
【００４３】そして、例えば、鍋２５の材質がステンレ
スである場合は、入力電流値が“７０”を超える辺りか
ら制御エリアＢに至る。この領域に至った場合は、ＩＧ
ＢＴ８の損失が増加するため、入力電流値を制限する。
例えば、制御中に、入力電流値が“９５”（点Ｐ１）に
なった場合には、出力制御回路１８は、回生電流値が制
御エリアＡ，Ｂの境界付近（点Ｐ２）になるように、入
力電流値が“７０”未満になるまで低下させるように、
ＩＧＢＴ７のオン期間を減少させる。
スである場合は、入力電流値が“７０”を超える辺りか
ら制御エリアＢに至る。この領域に至った場合は、ＩＧ
ＢＴ８の損失が増加するため、入力電流値を制限する。
例えば、制御中に、入力電流値が“９５”（点Ｐ１）に
なった場合には、出力制御回路１８は、回生電流値が制
御エリアＡ，Ｂの境界付近（点Ｐ２）になるように、入
力電流値が“７０”未満になるまで低下させるように、
ＩＧＢＴ７のオン期間を減少させる。
【００４４】また、例えば、鍋２５の材質がアルミであ
る場合は、制御エリアＣに至ることがある。この領域で
は、直ちにインバータ装置を停止させないと危険である
ため、出力制御回路１８は、ＩＧＢＴ７及び８に対する
ゲート信号の出力を停止して、インバータ装置を停止さ
せる。
る場合は、制御エリアＣに至ることがある。この領域で
は、直ちにインバータ装置を停止させないと危険である
ため、出力制御回路１８は、ＩＧＢＴ７及び８に対する
ゲート信号の出力を停止して、インバータ装置を停止さ
せる。
【００４５】更に、例えば、加熱調理の途中で鍋２５の
底が変形して浮いたり、或いは、鍋２５がトッププレー
ト２４上から除去された場合は、入力電流を順次増加さ
せるように制御を行っても、検出される入力電流値は増
加せずに回生電流値のみが増加する一方となる。この場
合にも、ＩＧＢＴ８のスイッチング損失が増加するた
め、出力制御回路１８は、インバータ装置を一旦停止さ
せ、初期状態から再度制御を開始させる。その制御初期
に、誘導加熱調理器が行う鍋材質判定において、トップ
プレート２４上に鍋２５が載置されていない、と判定さ
れれば、その時点で改めて制御を停止させる。
底が変形して浮いたり、或いは、鍋２５がトッププレー
ト２４上から除去された場合は、入力電流を順次増加さ
せるように制御を行っても、検出される入力電流値は増
加せずに回生電流値のみが増加する一方となる。この場
合にも、ＩＧＢＴ８のスイッチング損失が増加するた
め、出力制御回路１８は、インバータ装置を一旦停止さ
せ、初期状態から再度制御を開始させる。その制御初期
に、誘導加熱調理器が行う鍋材質判定において、トップ
プレート２４上に鍋２５が載置されていない、と判定さ
れれば、その時点で改めて制御を停止させる。
【００４６】以上のように本実施例によれば、電流トラ
ンス２１によって、直流母線５，６間に接続された平滑
コンデンサ４に流れる高周波電流を検出し、電流検出回
路２２は、その高周波電流に基づいて入力電流値を検出
すると共に回生電流値を検出するようにした。
ンス２１によって、直流母線５，６間に接続された平滑
コンデンサ４に流れる高周波電流を検出し、電流検出回
路２２は、その高周波電流に基づいて入力電流値を検出
すると共に回生電流値を検出するようにした。
【００４７】具体的には、電流検出回路２２は、出力制
御回路１８から与えられるタイミング信号に基づいて、
ＩＧＢＴ８のオン期間中において電流トランス２１が検
出する電流値Ｉａを得ると、その電流値Ｉａと予め得た
相関関係を示すデータテーブルとに基づいて入力電流値
を検出し、また、ＩＧＢＴ８のオフ時点から次のＩＧＢ
Ｔ７のオン時点までの期間において電流トランス２１が
検出する電流値Ｉｂを得ると、その電流値Ｉｂとデータ
テーブルとに基づいて回生電流値を検出するようにし
た。
御回路１８から与えられるタイミング信号に基づいて、
ＩＧＢＴ８のオン期間中において電流トランス２１が検
出する電流値Ｉａを得ると、その電流値Ｉａと予め得た
相関関係を示すデータテーブルとに基づいて入力電流値
を検出し、また、ＩＧＢＴ８のオフ時点から次のＩＧＢ
Ｔ７のオン時点までの期間において電流トランス２１が
検出する電流値Ｉｂを得ると、その電流値Ｉｂとデータ
テーブルとに基づいて回生電流値を検出するようにし
た。
【００４８】従って、従来とは異なり、入力電流値と回
生電流値とを夫々検出するために別個に電流検出部を設
ける必要がなく、平滑コンデンサ４に流れる高周波電流
を検出するだけで、電流検出回路２２によって入力電流
値及び回生電流値を共に検出することができ、部品点数
を削減して全体を小型に且つ安価に構成することができ
る。加えて、信頼性も向上させることができる。また、
出力制御回路１８から与えられるタイミング信号に基づ
いて、必要な高周波電流値を得る期間を容易に特定し
て、各検出動作を行うことができる。更に、電流トラン
ス２１によって平滑コンデンサ４に流れる高周波電流を
容易に検出することができる。
生電流値とを夫々検出するために別個に電流検出部を設
ける必要がなく、平滑コンデンサ４に流れる高周波電流
を検出するだけで、電流検出回路２２によって入力電流
値及び回生電流値を共に検出することができ、部品点数
を削減して全体を小型に且つ安価に構成することができ
る。加えて、信頼性も向上させることができる。また、
出力制御回路１８から与えられるタイミング信号に基づ
いて、必要な高周波電流値を得る期間を容易に特定し
て、各検出動作を行うことができる。更に、電流トラン
ス２１によって平滑コンデンサ４に流れる高周波電流を
容易に検出することができる。
【００４９】また、本実施例によれば、出力制御回路１
８は、電流検出回路２２により求められる回生電流値が
制限値（折れ線Ｌ１）を超えると、当該回生電流値が制
限値を下回るまで入力電流値を減少させるようにＩＧＢ
Ｔ７及び８にゲート信号を出力するので、鍋２５の材質
がステンレスであり、ある入力電流に対して生じる回生
電流の割合が大きく増加する場合には、ＩＧＢＴ８に生
じるスイッチング損失を低減することができる。
８は、電流検出回路２２により求められる回生電流値が
制限値（折れ線Ｌ１）を超えると、当該回生電流値が制
限値を下回るまで入力電流値を減少させるようにＩＧＢ
Ｔ７及び８にゲート信号を出力するので、鍋２５の材質
がステンレスであり、ある入力電流に対して生じる回生
電流の割合が大きく増加する場合には、ＩＧＢＴ８に生
じるスイッチング損失を低減することができる。
【００５０】そして、制限値を、良好に加熱調理を行い
得る、鍋２５の材質が鉄の場合に合わせて折れ線Ｌ１に
より設定し、入力電流値に応じて異なる値にしたので、
各入力電流値に対する回生電流の制限値を適切に設定す
ることができる。
得る、鍋２５の材質が鉄の場合に合わせて折れ線Ｌ１に
より設定し、入力電流値に応じて異なる値にしたので、
各入力電流値に対する回生電流の制限値を適切に設定す
ることができる。
【００５１】更に、本実施例によれば、出力制御回路１
８を、電流検出回路２２により求められる回生電流値が
限界値（折れ線Ｌ２）を超えると、インバータ装置の動
作を停止させるので、入力電流値に対して生じる回生電
流値の割合が著しく増大した場合に、ＩＧＢＴ８が破壊
に至ることを防止できる。
８を、電流検出回路２２により求められる回生電流値が
限界値（折れ線Ｌ２）を超えると、インバータ装置の動
作を停止させるので、入力電流値に対して生じる回生電
流値の割合が著しく増大した場合に、ＩＧＢＴ８が破壊
に至ることを防止できる。
【００５２】また、本実施例によれば、出力制御回路１
８は、入力電流値を増加させるようにゲート信号を出力
した場合であっても、電流検出回路２２により求められ
る入力電流値が減少する場合には、一旦インバータ装置
の動作を停止させた後、再度制御を開始するので、加熱
調理の途中で鍋２５がトッププレート２４上から除去さ
れた場合などには、動作を一度停止させてから再度制御
を開始させることにより、その再度の制御開始時点にお
いて正常に制御を行える状態にあるか否かをチェックす
ることができるので、安全に制御を行うことができる。
８は、入力電流値を増加させるようにゲート信号を出力
した場合であっても、電流検出回路２２により求められ
る入力電流値が減少する場合には、一旦インバータ装置
の動作を停止させた後、再度制御を開始するので、加熱
調理の途中で鍋２５がトッププレート２４上から除去さ
れた場合などには、動作を一度停止させてから再度制御
を開始させることにより、その再度の制御開始時点にお
いて正常に制御を行える状態にあるか否かをチェックす
ることができるので、安全に制御を行うことができる。
【００５３】加えて、本実施例によれば、インバータ装
置を誘導加熱調理器に適用したので、誘導加熱調理を行
う場合に、入力電流値及び回生電流値を検出することに
よって、最適な制御を行うことができる。
置を誘導加熱調理器に適用したので、誘導加熱調理を行
う場合に、入力電流値及び回生電流値を検出することに
よって、最適な制御を行うことができる。
【００５４】図４は本発明の第２実施例を示すものであ
り、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を
省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実
施例では、電流トランス２１が平滑コンデンサ４から取
り除かれている。そして、コンデンサ２６と抵抗２７と
を直列に接続してなる分流回路２８が、平滑コンデンサ
４に並列に接続されている。
り、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を
省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実
施例では、電流トランス２１が平滑コンデンサ４から取
り除かれている。そして、コンデンサ２６と抵抗２７と
を直列に接続してなる分流回路２８が、平滑コンデンサ
４に並列に接続されている。
【００５５】コンデンサ２６の容量は、例えば、平滑コ
ンデンサ４の容量の１／１００程度に設定されている。
また、電流検出回路２２に代えて、電流検出回路（電流
値検出手段）２２ａが設けられている。その他の構成は
第１実施例と同様である。
ンデンサ４の容量の１／１００程度に設定されている。
また、電流検出回路２２に代えて、電流検出回路（電流
値検出手段）２２ａが設けられている。その他の構成は
第１実施例と同様である。
【００５６】次に、第２実施例の作用について説明す
る。第１実施例では、電流トランス２１によって平滑コ
ンデンサ４に流れる高周波電流を直接検出したが、第２
実施例では、平滑コンデンサ４とコンデンサ２６との容
量比に応じて分流回路２８に分流する高周波電流を、電
流検出回路２２ａにより抵抗２７の端子電圧を参照する
ことによって検出するようになっている。そして、電流
検出回路２２ａが保有しているデータテーブルは、この
分流回路２８に分流する高周波電流の値に応じて予め相
関を求めたものに置き換わっている。その他の作用は第
１実施例と同様である。
る。第１実施例では、電流トランス２１によって平滑コ
ンデンサ４に流れる高周波電流を直接検出したが、第２
実施例では、平滑コンデンサ４とコンデンサ２６との容
量比に応じて分流回路２８に分流する高周波電流を、電
流検出回路２２ａにより抵抗２７の端子電圧を参照する
ことによって検出するようになっている。そして、電流
検出回路２２ａが保有しているデータテーブルは、この
分流回路２８に分流する高周波電流の値に応じて予め相
関を求めたものに置き換わっている。その他の作用は第
１実施例と同様である。
【００５７】以上のように第２実施例によれば、平滑コ
ンデンサ４に対して並列に分流回路２８を接続し、抵抗
２７の端子電圧を参照して入力電流値及び回生電流値を
検出するので、第１実施例のように電流トランス２１を
用いる場合に比して、より安価に構成することができ
る。
ンデンサ４に対して並列に分流回路２８を接続し、抵抗
２７の端子電圧を参照して入力電流値及び回生電流値を
検出するので、第１実施例のように電流トランス２１を
用いる場合に比して、より安価に構成することができ
る。
【００５８】本発明は上記し且つ図面に記載した実施例
にのみ限定されるものではなく、次のような変形または
拡張が可能である。入力電流値を検出するための高周波
電流を検出する期間は、ＩＧＢＴ８のオン期間に限るこ
となく、図２に示すように、ＩＧＢＴ７のオフ時点にお
いて平滑コンデンサ４にテール電流が流れる所定時間を
除いて、ＩＧＢＴ８の次のオフ時点までの期間（Ａ）で
検出しても良い。また、回生電流値を検出するための高
周波電流を検出する期間は、ＩＧＢＴ８のオフ時点から
ＩＧＢＴ７の次のオン時点までに限ることなく、ＩＧＢ
Ｔ８のオフ時点からＩＧＢＴ７の次のオフ時点までの期
間（Ａ）における高周波電流の最大値を検出して回生電
流値を求めても良い。更に、入力電流値の設定が比較的
大きく高周波電流の最大値がテール電流のピークを上回
る場合には、ＩＧＢＴ７のオフ時点から次のオン時点ま
での期間（即ち、一制御周期内）の最大値を以て回生電
流値を検出しても良い。
にのみ限定されるものではなく、次のような変形または
拡張が可能である。入力電流値を検出するための高周波
電流を検出する期間は、ＩＧＢＴ８のオン期間に限るこ
となく、図２に示すように、ＩＧＢＴ７のオフ時点にお
いて平滑コンデンサ４にテール電流が流れる所定時間を
除いて、ＩＧＢＴ８の次のオフ時点までの期間（Ａ）で
検出しても良い。また、回生電流値を検出するための高
周波電流を検出する期間は、ＩＧＢＴ８のオフ時点から
ＩＧＢＴ７の次のオン時点までに限ることなく、ＩＧＢ
Ｔ８のオフ時点からＩＧＢＴ７の次のオフ時点までの期
間（Ａ）における高周波電流の最大値を検出して回生電
流値を求めても良い。更に、入力電流値の設定が比較的
大きく高周波電流の最大値がテール電流のピークを上回
る場合には、ＩＧＢＴ７のオフ時点から次のオン時点ま
での期間（即ち、一制御周期内）の最大値を以て回生電
流値を検出しても良い。
【００５９】図３における制限値及び限界値は、フラッ
トな値に設定しても良く、その他負荷の駆動状態に応じ
て適宜変更すれば良い。制御エリアＡ，Ｂ，Ｃに応じた
入力電流値制御や停止制御は、必要に応じて行えば良
い。電流値検出手段は、制御手段と一体に構成しても良
い。
トな値に設定しても良く、その他負荷の駆動状態に応じ
て適宜変更すれば良い。制御エリアＡ，Ｂ，Ｃに応じた
入力電流値制御や停止制御は、必要に応じて行えば良
い。電流値検出手段は、制御手段と一体に構成しても良
い。
【００６０】電流検出回路２２または２２ａがデータテ
ーブルを保有する代わりに、高周波電流値と入力電流
値，回生電流値との相関関係を適当な範囲で直線近似し
て、その相関関係に応じた比例定数を持たせて、高周波
電流値に比例定数を乗じて演算により入力電流値，回生
電流値を求めるようにしても良い。スイッチング素子は
ＩＧＢＴに限ることなく、パワートランジスタやパワー
ＭＯＳＦＥＴなどでも良い。誘導加熱調理器に限ること
なく、ハーフブリッジ型のインバータ主回路により負荷
を駆動するものであれば適用が可能である。
ーブルを保有する代わりに、高周波電流値と入力電流
値，回生電流値との相関関係を適当な範囲で直線近似し
て、その相関関係に応じた比例定数を持たせて、高周波
電流値に比例定数を乗じて演算により入力電流値，回生
電流値を求めるようにしても良い。スイッチング素子は
ＩＧＢＴに限ることなく、パワートランジスタやパワー
ＭＯＳＦＥＴなどでも良い。誘導加熱調理器に限ること
なく、ハーフブリッジ型のインバータ主回路により負荷
を駆動するものであれば適用が可能である。
【００６１】
【発明の効果】本発明は以上説明した通りであるので、
以下の効果を奏する。請求項１または５記載のインバー
タ装置によれば、高周波電流検出手段は、直流母線間に
接続された平滑コンデンサに流れる高周波電流（請求項
１）を検出し、電流値検出手段は、正側スイッチング素
子のオフ時点の所定時間経過後から負側スイッチング素
子の次のオフ時点までの期間に検出される前記高周波電
流に基づいて（請求項１）または分流回路に流れる高周
波電流（請求項５）に基づいて入力電流値を検出する
（第１の検出動作）と共に回生電流値を検出する（第２
の検出動作）ので、従来とは異なり、検出部を別個に設
けずとも、一か所で入力電流値及び回生電流値を共に検
出でき、部品点数を削減することができる。そして、正
側スイッチング素子のオフ時点から所定時間内に流れる
スイッチング素子のテール電流を除外して、高周波電流
に基づいて入力電流値を検出することができ、また、高
周波電流の最大値に基づいて回生電流値を検出すること
ができる。
以下の効果を奏する。請求項１または５記載のインバー
タ装置によれば、高周波電流検出手段は、直流母線間に
接続された平滑コンデンサに流れる高周波電流（請求項
１）を検出し、電流値検出手段は、正側スイッチング素
子のオフ時点の所定時間経過後から負側スイッチング素
子の次のオフ時点までの期間に検出される前記高周波電
流に基づいて（請求項１）または分流回路に流れる高周
波電流（請求項５）に基づいて入力電流値を検出する
（第１の検出動作）と共に回生電流値を検出する（第２
の検出動作）ので、従来とは異なり、検出部を別個に設
けずとも、一か所で入力電流値及び回生電流値を共に検
出でき、部品点数を削減することができる。そして、正
側スイッチング素子のオフ時点から所定時間内に流れる
スイッチング素子のテール電流を除外して、高周波電流
に基づいて入力電流値を検出することができ、また、高
周波電流の最大値に基づいて回生電流値を検出すること
ができる。
【００６２】また、分流回路に分流されたより小なる高
周波電流値を当該分流回路の抵抗の端子電圧から検出す
ることにより、入力電流値及び回生電流値を共に検出で
きると共に高周波電流検出手段をより安価に構成するこ
とができる（請求項５）。
周波電流値を当該分流回路の抵抗の端子電圧から検出す
ることにより、入力電流値及び回生電流値を共に検出で
きると共に高周波電流検出手段をより安価に構成するこ
とができる（請求項５）。
【００６３】
【００６４】請求項２または６記載のインバータ装置に
よれば、電流値検出手段は、負側スイッチング素子のオ
フ時点から正側スイッチング素子の次のオン時点までの
期間で第２の検出動作を行うので、高周波電流の最大値
が検出される期間が、制御手段が出力するオンオフ信号
に基づいて確実に特定され、回生電流値の検出を容易に
行うことができる。
よれば、電流値検出手段は、負側スイッチング素子のオ
フ時点から正側スイッチング素子の次のオン時点までの
期間で第２の検出動作を行うので、高周波電流の最大値
が検出される期間が、制御手段が出力するオンオフ信号
に基づいて確実に特定され、回生電流値の検出を容易に
行うことができる。
【００６５】請求項３または７記載のインバータ装置に
よれば、電流値検出手段は、負側スイッチング素子のオ
ン期間において第１の検出動作を行うので、入力電流値
の検出を行うタイミングを制御手段が出力するオンオフ
信号に基づいて確実に特定できて、入力電流値の検出を
容易に行うことができる。
よれば、電流値検出手段は、負側スイッチング素子のオ
ン期間において第１の検出動作を行うので、入力電流値
の検出を行うタイミングを制御手段が出力するオンオフ
信号に基づいて確実に特定できて、入力電流値の検出を
容易に行うことができる。
【００６６】請求項４記載のインバータ装置によれば、
高周波電流検出手段を電流トランスで構成したので、平
滑コンデンサに流れる高周波電流を容易に検出すること
ができる。
高周波電流検出手段を電流トランスで構成したので、平
滑コンデンサに流れる高周波電流を容易に検出すること
ができる。
【００６７】請求項８記載のインバータ装置によれば、
制御手段は、電流値検出手段により求められる回生電流
値が制限値を超えると、当該回生電流値が制限値を下回
るまで入力電流値を減少させるので、スイッチング損失
を低減することができる。
制御手段は、電流値検出手段により求められる回生電流
値が制限値を超えると、当該回生電流値が制限値を下回
るまで入力電流値を減少させるので、スイッチング損失
を低減することができる。
【００６８】請求項９記載のインバータ装置によれば、
制限値を、入力電流値に応じて異なる値に設定したの
で、負荷の駆動状態に応じて、各入力電流値に対する回
生電流の制限値を適切に設定することができる。
制限値を、入力電流値に応じて異なる値に設定したの
で、負荷の駆動状態に応じて、各入力電流値に対する回
生電流の制限値を適切に設定することができる。
【００６９】請求項１０記載のインバータ装置によれ
ば、制御手段は、電流値検出手段により求められる回生
電流値が限界値を超えると、負荷の駆動を停止させるの
で、入力電流に対して生じる回生電流の割合が著しく増
大した場合には、負荷の駆動を停止させて、インバータ
主回路のスイッチング素子が破壊に至ることを防止でき
る。
ば、制御手段は、電流値検出手段により求められる回生
電流値が限界値を超えると、負荷の駆動を停止させるの
で、入力電流に対して生じる回生電流の割合が著しく増
大した場合には、負荷の駆動を停止させて、インバータ
主回路のスイッチング素子が破壊に至ることを防止でき
る。
【００７０】請求項１１記載のインバータ装置によれ
ば、制御手段は、入力電流値を増加させるようにオンオ
フ信号を出力した場合であっても電流値検出手段により
求められる入力電流値が減少する場合には、一旦負荷の
駆動を停止させた後、再度制御を開始するので、何らか
の異常がある場合には、再度の制御開始時点において負
荷の駆動状態をチェックすることができ、安全に制御を
行うことができる。
ば、制御手段は、入力電流値を増加させるようにオンオ
フ信号を出力した場合であっても電流値検出手段により
求められる入力電流値が減少する場合には、一旦負荷の
駆動を停止させた後、再度制御を開始するので、何らか
の異常がある場合には、再度の制御開始時点において負
荷の駆動状態をチェックすることができ、安全に制御を
行うことができる。
【図１】本発明を誘導加熱調理器に適用した場合の第１
実施例を示す電気的構成図
実施例を示す電気的構成図
【図２】各部の信号波形を示すタイミングチャート
【図３】鍋の材質に応じた、入力電流値に対する回生電
流値を示す図
流値を示す図
【図４】本発明の第２実施例を示す図１相当図
５，６は直流母線、７，８はＩＧＢＴ（正側，負側スイ
ッチング素子）、９はインバータ主回路、１２は加熱コ
イル（負荷）、１８は出力制御回路（制御手段）、２１
は電流トランス（高周波電流検出手段）、２２及び２２
ａは電流検出回路（電流値検出手段）、２６はコンデン
サ、２７は抵抗、２８は分流回路を示す。
ッチング素子）、９はインバータ主回路、１２は加熱コ
イル（負荷）、１８は出力制御回路（制御手段）、２１
は電流トランス（高周波電流検出手段）、２２及び２２
ａは電流検出回路（電流値検出手段）、２６はコンデン
サ、２７は抵抗、２８は分流回路を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/5387 H05B 6/12
Claims (11)
- 【請求項１】 商用交流電源を整流して直流電源を生成
する整流回路と、 この整流回路が生成する直流電源が供給される直流母線
と、 この直流母線間に接続される平滑コンデンサと、 前記直流母線間に接続され、負荷を駆動するハーフブリ
ッジ型のインバータ主回路と、コイル及び共振コンデンサで構成され、前記インバータ
主回路の出力端子と負側直流母線との間に接続される共
振回路と、 前記平滑コンデンサに流れる高周波電流を検出する高周
波電流検出手段と、 前記インバータ主回路を構成する正側及び負側スイッチ
ング素子にオンオフ信号を出力して負荷の駆動を制御す
る制御手段と、正側スイッチング素子のオフ時点の所定時間経過後から
負側スイッチング素子の次のオフ時点までの期間に 前記
高周波電流検出手段が検出する高周波電流に基づいて入
力電流値を検出する第１の検出動作を行うと共に、高周
波電流の最大値に基づいて回生電流値を検出する第２の
検出動作を行う電流値検出手段とを具備したことを特徴
とするインバータ装置。 - 【請求項２】 電流値検出手段は、負側スイッチング素
子のオフ時点から正側スイッチング素子の次のオン時点
までの期間において第２の検出動作を行うことを特徴と
する請求項１記載のインバータ装置。 - 【請求項３】 電流値検出手段は、負側スイッチング素
子のオン期間において第１の検出動作を行うことを特徴
とする請求項２記載のインバータ装置。 - 【請求項４】 高周波電流検出手段は、電流トランスで
構成されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れ
かに記載のインバータ装置。 - 【請求項５】 商用交流電源を整流して直流電源を生成
する整流回路と、 この整流回路が生成する直流電源が供給される直流母線
と、 この直流母線間に接続される平滑コンデンサと、 この平滑コンデンサに並列に接続され、当該平滑コンデ
ンサよりも容量の小なるコンデンサ及び抵抗の直列回路
で構成される分流回路と、 前記直流母線間に接続され、負荷を駆動するハーフブリ
ッジ型のインバータ主 回路と、 コイル及び共振コンデンサで構成され、前記インバータ
主回路の出力端子と負側直流母線との間に接続される共
振回路と、 前記インバータ主回路を構成する正側及び負側スイッチ
ング素子にオンオフ信号を出力して負荷の駆動を制御す
る制御手段と、 正側スイッチング素子のオフ時点の所定時間経過後から
負側スイッチング素子の次のオフ時点までの期間で前記
分流回路に流れる高周波電流に基づいて入力電流値を求
める第１の検出動作を行うと共に、高周波電流の最大値
に基づいて回生電流値を求める第２の検出動作を行う電
流値検出手段とを具備したことを特徴とするインバータ
装置。 - 【請求項６】 電流値検出手段は、負側スイッチング素
子のオフ時点から正側スイッチング素子の次のオン時点
までの期間において第２の検出動作を行うことを特徴と
する請求項５記載のインバータ装置。 - 【請求項７】 電流値検出手段は、負側スイッチング素
子のオン期間において第１の検出動作を行うことを特徴
とする請求項６記載のインバータ装置。 - 【請求項８】 制御手段は、電流値検出手段により求め
られる回生電流値が制限値を超えると、当該回生電流値
が前記制限値を下回るまで入力電流値を減少させるよう
にオンオフ信号を出力することを特徴とする請求項１乃
至７の何れかに記載のインバータ装置。 - 【請求項９】 制限値は、入力電流値に応じて異なる値
に設定されていることを特徴とする請求項８記載のイン
バータ装置。 - 【請求項１０】 制御手段は、電流値検出手段により求
められる回生電流値が限界値を超えると、負荷の駆動を
停止させることを特徴とする請求項１乃至９の何れかに
記載のインバータ装置。 - 【請求項１１】 制御手段は、入力電流値を増加させる
ようにオンオフ信号を出力した場合であっても電流値検
出手段により求められる入力電流値が減少する場合に
は、一旦負荷の駆動を停止させた後、再度制御を開始す
ることを特徴とする請求項１乃至１０の何れかに記載の
インバータ装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24538497A JP3290388B2 (ja) | 1997-09-10 | 1997-09-10 | インバータ装置 |
| TW087106613A TW368776B (en) | 1997-09-10 | 1998-04-29 | Inverter device |
| KR1019980024257A KR100325672B1 (ko) | 1997-09-10 | 1998-06-26 | 인버터장치 |
| CN98118831A CN1089965C (zh) | 1997-09-10 | 1998-09-01 | 换流装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24538497A JP3290388B2 (ja) | 1997-09-10 | 1997-09-10 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1189245A JPH1189245A (ja) | 1999-03-30 |
| JP3290388B2 true JP3290388B2 (ja) | 2002-06-10 |
Family
ID=17132865
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24538497A Expired - Fee Related JP3290388B2 (ja) | 1997-09-10 | 1997-09-10 | インバータ装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3290388B2 (ja) |
| KR (1) | KR100325672B1 (ja) |
| CN (1) | CN1089965C (ja) |
| TW (1) | TW368776B (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| JP4675302B2 (ja) * | 2006-09-25 | 2011-04-20 | 三菱電機株式会社 | 半導体装置 |
| TWI481171B (zh) * | 2011-12-07 | 2015-04-11 | Acbel Polytech Inc | Exchange power supply with low sense current and its current sensing module |
| CN110068720A (zh) * | 2018-01-22 | 2019-07-30 | 北京维森科技有限公司 | 高频电流检测设备、方法和故障电弧检测系统 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR900004072A (ko) * | 1988-08-31 | 1990-03-27 | 안시환 | 인버터 과전류 보호방법 및 회로 |
| JP3249294B2 (ja) * | 1994-05-31 | 2002-01-21 | 株式会社東芝 | 誘導加熱調理器のインバータ装置 |
| JPH099622A (ja) * | 1995-06-16 | 1997-01-10 | Toshiba Corp | インバータ電源装置 |
-
1997
- 1997-09-10 JP JP24538497A patent/JP3290388B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-04-29 TW TW087106613A patent/TW368776B/zh active
- 1998-06-26 KR KR1019980024257A patent/KR100325672B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1998-09-01 CN CN98118831A patent/CN1089965C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR19990029234A (ko) | 1999-04-26 |
| KR100325672B1 (ko) | 2002-06-20 |
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| CN1089965C (zh) | 2002-08-28 |
| CN1212498A (zh) | 1999-03-31 |
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