JPS6266595A - マグネトロン用インバ−タ電源制御方法 - Google Patents
マグネトロン用インバ−タ電源制御方法Info
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- JPS6266595A JPS6266595A JP60206836A JP20683685A JPS6266595A JP S6266595 A JPS6266595 A JP S6266595A JP 60206836 A JP60206836 A JP 60206836A JP 20683685 A JP20683685 A JP 20683685A JP S6266595 A JPS6266595 A JP S6266595A
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- inverter
- magnetron
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- output
- voltage
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、マグネトロン用インバータ電源の制御方法に
関するものである。
関するものである。
従来の技術
従来、商用周波電圧を絶縁トランスにて昇圧し、更に高
圧コンデンサと高圧ダイオードからなる倍電圧整流回路
にて得られる高電圧によりマグネトロンを駆動するマグ
ネトロン用電源において、マグネトロンより得られる高
周波出力は高圧コンデンサを可変にするか、または、絶
縁トランスに印加する電圧をデユーティコントロールす
ることで可変することができる。
圧コンデンサと高圧ダイオードからなる倍電圧整流回路
にて得られる高電圧によりマグネトロンを駆動するマグ
ネトロン用電源において、マグネトロンより得られる高
周波出力は高圧コンデンサを可変にするか、または、絶
縁トランスに印加する電圧をデユーティコントロールす
ることで可変することができる。
しかし、高圧コンデンサを可変して何種類かの高周波出
力を得ようとすると、各々の高周波出力に応じた容量の
高圧コンデンサが必要となりコストアップになるととも
にスペースも必要となる。
力を得ようとすると、各々の高周波出力に応じた容量の
高圧コンデンサが必要となりコストアップになるととも
にスペースも必要となる。
また絶縁トランスに印加する電圧をデユーティコントロ
ールする方式は、フルパワーの発振と発振停止の時間々
隔を変えて平均値として高周波出力を得る方法であるの
で、マグネトロンの発振・停止を繰返すことになり、マ
グネトロンの寿命に悪影響を、およぼす。
ールする方式は、フルパワーの発振と発振停止の時間々
隔を変えて平均値として高周波出力を得る方法であるの
で、マグネトロンの発振・停止を繰返すことになり、マ
グネトロンの寿命に悪影響を、およぼす。
また、前記両方式とも、高周波出力を連続的に変えるこ
とはできなかった。
とはできなかった。
更に、絶縁トランスは商用周波数で使用するため、形状
・重量ともに大きくマグネトロン用電源の小形軽量化を
限外していた。
・重量ともに大きくマグネトロン用電源の小形軽量化を
限外していた。
近年電子機器の小形軽量化のために電源はスイッチング
方式に移行しており、マグネトロン用電源もスイッチン
グ化すなわちインバータ化することで小形軽量化が実現
できる。マグネトロン用インバータ電源の基本回路の一
例を第１図にもとづいて説明する。
方式に移行しており、マグネトロン用電源もスイッチン
グ化すなわちインバータ化することで小形軽量化が実現
できる。マグネトロン用インバータ電源の基本回路の一
例を第１図にもとづいて説明する。
１次、２次、３次巻線からなる絶縁トランス６の１次巻
線６ｐと並列に共振用コンデンサ４を接続し、前記１次
巻線６ｐと直列にパワースイッチング素子ｅを接続し、
前記パワースイッチング素子６と並列に７ライホイール
ダイオード７を接続し、前記１次巻線５ｐとパワースイ
ッチング素子６を直列に接続した回路の両端に、商用電
源１を整流ブリッジ２と平滑用コンデンサ３で整流平滑
した脈流出力を加えて１次回路を構成し、２次巻線５ｓ
と並列にマグネトロン８を接続して２次回路を構成し、
３次巻線６ｔと並列に前記マグネトロン８のヒータを接
続して３次回路を構成し、前記１次。
線６ｐと並列に共振用コンデンサ４を接続し、前記１次
巻線６ｐと直列にパワースイッチング素子ｅを接続し、
前記パワースイッチング素子６と並列に７ライホイール
ダイオード７を接続し、前記１次巻線５ｐとパワースイ
ッチング素子６を直列に接続した回路の両端に、商用電
源１を整流ブリッジ２と平滑用コンデンサ３で整流平滑
した脈流出力を加えて１次回路を構成し、２次巻線５ｓ
と並列にマグネトロン８を接続して２次回路を構成し、
３次巻線６ｔと並列に前記マグネトロン８のヒータを接
続して３次回路を構成し、前記１次。
２次、３次回路よりなる。
このインバータの動作原理を第２図により説明する。パ
ワースイッチング素子６のベース・エミッタ間に順方向
電圧を印加するとパワースイッチング素子６は導通し直
流電源Ｅによりエネルギーを蓄えられた平滑用コンデン
サ３によって絶縁トランス６の１次巻線６ｐに電圧Ｅが
加わり図示の向きの電流ＩＮ１が流れ１次巻線６ｐにエ
ネルギーが蓄えられる。次にパワースイッチング素子６
のペース・エミッタ間に逆方向電圧を印加するとパワー
スイッチング素子６は遮断され、前記１次巻線５ｐに蓄
えられたエネルギーにより１次巻線５ｐよりみたインダ
クタンス分と共振用コンデンサ４が並列共振して１次巻
線６ｐの両端に高い共振電圧−ｖＮｌ（図示と逆向き）
が発生する。この共振電圧は２次巻線５Ｂにより更に高
圧にされマグネトロン８のアノード・カンード間に供給
される。
ワースイッチング素子６のベース・エミッタ間に順方向
電圧を印加するとパワースイッチング素子６は導通し直
流電源Ｅによりエネルギーを蓄えられた平滑用コンデン
サ３によって絶縁トランス６の１次巻線６ｐに電圧Ｅが
加わり図示の向きの電流ＩＮ１が流れ１次巻線６ｐにエ
ネルギーが蓄えられる。次にパワースイッチング素子６
のペース・エミッタ間に逆方向電圧を印加するとパワー
スイッチング素子６は遮断され、前記１次巻線５ｐに蓄
えられたエネルギーにより１次巻線５ｐよりみたインダ
クタンス分と共振用コンデンサ４が並列共振して１次巻
線６ｐの両端に高い共振電圧−ｖＮｌ（図示と逆向き）
が発生する。この共振電圧は２次巻線５Ｂにより更に高
圧にされマグネトロン８のアノード・カンード間に供給
される。
なお前記１次巻線５ｐと２次巻線５Ｂとの極性は図示の
ように同極性の関係にし、パワースイッチング素子６の
遮断時にマグネトロン８が発振する接続とする。また、
マグネトロン８のヒータに接続される３次巻線６食の極
性は無関係でｖＮ、を降圧する巻数とする。
ように同極性の関係にし、パワースイッチング素子６の
遮断時にマグネトロン８が発振する接続とする。また、
マグネトロン８のヒータに接続される３次巻線６食の極
性は無関係でｖＮ、を降圧する巻数とする。
今、前記１次巻＋１ｌｓｐのインダクタンスをＬとし、
ると！Ｎ１が変わり１次巻線６ｐに蓄えられるエネルギ
ーも変わってマグネトロン８に供給されるエネルギーも
変わることになる。これはパワースイッチング素子６の
遮断時間をｔＯＦＦとするとスイを一定にして’ＯＮを
変えることはｆを変えるのと等価になる。そして第３図
に示すようにスイッチング周波数ｆとマグネトロン８の
高周波出力およびスイッチング周波数ｆと入力商用周波
電流および入力商用周波電流と高周波出力との間には各
々リニアーな関係があることから、入力商用周波電流を
検出しスイッチング周波数ｆを変えることで高周波出力
を連続可変に制御することができる。
ると！Ｎ１が変わり１次巻線６ｐに蓄えられるエネルギ
ーも変わってマグネトロン８に供給されるエネルギーも
変わることになる。これはパワースイッチング素子６の
遮断時間をｔＯＦＦとするとスイを一定にして’ＯＮを
変えることはｆを変えるのと等価になる。そして第３図
に示すようにスイッチング周波数ｆとマグネトロン８の
高周波出力およびスイッチング周波数ｆと入力商用周波
電流および入力商用周波電流と高周波出力との間には各
々リニアーな関係があることから、入力商用周波電流を
検出しスイッチング周波数ｆを変えることで高周波出力
を連続可変に制御することができる。
この制御のアルゴリズムは前記２次回路が半波倍電圧整
流回路または整流平滑回路の場合および３次回路が整流
平滑回路の場合も適用できる。
流回路または整流平滑回路の場合および３次回路が整流
平滑回路の場合も適用できる。
発明が解決しようとする問題点
ところで、インバータの動作開始時には過渡現象により
数サイクル程度パワースイッチング素子６にサージ電流
が流れる。また絶縁トランス６の３次巻線６ｔによりヒ
ータ電力を供給しているためインバータが動作開始後に
始めてヒータが加熱され、ヒータがあたたまってマグネ
トロン８が発振するに必要なエミフし、ン量に達するま
でにある程度の時間を要し、マグネトロン８の発振開始
時には過渡現象によシ数サイクル程度パワースイッチン
グ素子６に流れるコレクタ電流！。のピークおよび２次
巻線６ｍの電圧は、定常運転時の１．５〜２倍にもなる
。従って大きい高周波出力を得るために低いスイッチン
グ周波数でスタートすると過大なコレクタ電流！。が流
れてパワースイッチング素子６を破壊する問題点があっ
た。
数サイクル程度パワースイッチング素子６にサージ電流
が流れる。また絶縁トランス６の３次巻線６ｔによりヒ
ータ電力を供給しているためインバータが動作開始後に
始めてヒータが加熱され、ヒータがあたたまってマグネ
トロン８が発振するに必要なエミフし、ン量に達するま
でにある程度の時間を要し、マグネトロン８の発振開始
時には過渡現象によシ数サイクル程度パワースイッチン
グ素子６に流れるコレクタ電流！。のピークおよび２次
巻線６ｍの電圧は、定常運転時の１．５〜２倍にもなる
。従って大きい高周波出力を得るために低いスイッチン
グ周波数でスタートすると過大なコレクタ電流！。が流
れてパワースイッチング素子６を破壊する問題点があっ
た。
問題点を解決するための手段
上記問題点を解決するために、本発明のマグネトロン用
インバータ電源制御方法はインバータにより得られる高
周波電圧によりマグネトロンを駆動するマグネトロンの
インバータ電源に、前記インバータの入力商用周波電流
を検出する手段と、前記マグネトロンの高周波出力を任
意に設定するための基準を作る手段と、前記検出する手
段の出力と基準を作る手段の出力とを比較し演算する手
段と、前記比較し演算する手段の出力に応じて前記イン
バータΩスイッチング周波数を可変する周波数変換手段
と、前記インバータおよび前記マグネトロンの動作開始
時に発生する過渡現象による電圧電流サージを抑える手
段と、前記インバータのパワースイッチング素子を駆動
する手段を具備し、前記インバータの動作開始時に一定
時間最高のスイッチング周波数で動作し、その後一定時
間低パワーの高周波出力に相当するスイッチング周波数
で動作した後、設定した高周波出力に相当するスイッチ
ング周波数で動作することを特徴とするものである。
インバータ電源制御方法はインバータにより得られる高
周波電圧によりマグネトロンを駆動するマグネトロンの
インバータ電源に、前記インバータの入力商用周波電流
を検出する手段と、前記マグネトロンの高周波出力を任
意に設定するための基準を作る手段と、前記検出する手
段の出力と基準を作る手段の出力とを比較し演算する手
段と、前記比較し演算する手段の出力に応じて前記イン
バータΩスイッチング周波数を可変する周波数変換手段
と、前記インバータおよび前記マグネトロンの動作開始
時に発生する過渡現象による電圧電流サージを抑える手
段と、前記インバータのパワースイッチング素子を駆動
する手段を具備し、前記インバータの動作開始時に一定
時間最高のスイッチング周波数で動作し、その後一定時
間低パワーの高周波出力に相当するスイッチング周波数
で動作した後、設定した高周波出力に相当するスイッチ
ング周波数で動作することを特徴とするものである。
すなわち、第１図に示すような構成により実現される。
この第１図に示すように、制御回路は入力商用周波電流
を変流器で検出し整流平滑して電圧に変換する検出回路
１０ａと、基準電圧を作る基準回路１０ｂと、前記検出
回路１０ａの出力電圧と基準回路１ｏｂの出力電圧とを
比較しその結果を演算する比較演算回路１０ｃと、前記
比較演算回路１０ｃの出力電圧を高周波パルスに変換す
る周波数変換回路１ｏｄと、前記周波数変換回路１０ｄ
の高周波出力パルスによりパワースイッチング素子６を
駆動する°駆動回路１０ｇと、前記駆動回路１ｏｆのス
タート時に最高の周波数で数ミリ秒駆動しその後数秒間
低パワーの高周波出力に相当する周波数に切り変えた後
所定の高周波出力に相当する周波数へ移行させるソフト
スタート回路１０ｅから構成される装 作 用 上記構成において、パワースイッチング素子６を駆動す
る高周波パルスの周波数が高い程コレクタ電流ＩＣのピ
ークが小さいことから、インバータのスタート時すなわ
ち駆動回路１０ｆのスタート時に過渡現象により数サイ
クル程度パワースイッチング素子６に流れるサージ電流
も最高の周波数で数ミリ秒動かすことで押えることがで
きる。
を変流器で検出し整流平滑して電圧に変換する検出回路
１０ａと、基準電圧を作る基準回路１０ｂと、前記検出
回路１０ａの出力電圧と基準回路１ｏｂの出力電圧とを
比較しその結果を演算する比較演算回路１０ｃと、前記
比較演算回路１０ｃの出力電圧を高周波パルスに変換す
る周波数変換回路１ｏｄと、前記周波数変換回路１０ｄ
の高周波出力パルスによりパワースイッチング素子６を
駆動する°駆動回路１０ｇと、前記駆動回路１ｏｆのス
タート時に最高の周波数で数ミリ秒駆動しその後数秒間
低パワーの高周波出力に相当する周波数に切り変えた後
所定の高周波出力に相当する周波数へ移行させるソフト
スタート回路１０ｅから構成される装 作 用 上記構成において、パワースイッチング素子６を駆動す
る高周波パルスの周波数が高い程コレクタ電流ＩＣのピ
ークが小さいことから、インバータのスタート時すなわ
ち駆動回路１０ｆのスタート時に過渡現象により数サイ
クル程度パワースイッチング素子６に流れるサージ電流
も最高の周波数で数ミリ秒動かすことで押えることがで
きる。
また、その後低パワー（約２００Ｗ）の高周波出力に相
当する周波数で数秒間駆動する間にマグネトロン８のヒ
ータが充分あたためられマグネトロン８は低パワーで発
振を始める。この時マグネトロン８の発振開始時に数サ
イクル程度過渡現象により、コレクタ電流工。のピーク
は定常時より高いが周波数が高いためコレクタ電流！。
当する周波数で数秒間駆動する間にマグネトロン８のヒ
ータが充分あたためられマグネトロン８は低パワーで発
振を始める。この時マグネトロン８の発振開始時に数サ
イクル程度過渡現象により、コレクタ電流工。のピーク
は定常時より高いが周波数が高いためコレクタ電流！。
のピークは押えられてパワースイッチング素子６を破壊
するには至らない。その後所定のパワーに相当する周波
数に移行して定常発掘が続けられる。
するには至らない。その後所定のパワーに相当する周波
数に移行して定常発掘が続けられる。
なお、ソフトスタート回路１０ｅは、前記駆動回路１ｏ
ｆのスタート時に数秒間低パワー（約２００Ｗ）の高周
波出力に相当するスイッチング周波数で動作した後所定
の高周波出力に相当するスイッチング周波数で動作する
方法においても、最高のスイッチング周波数でスタート
し所定の高周波出力に相当するスイッチング周波数まで
数秒の間に徐々に下げる方法においても前述と同様、過
渡現象によるサージのピークを抑制する働きがある。
ｆのスタート時に数秒間低パワー（約２００Ｗ）の高周
波出力に相当するスイッチング周波数で動作した後所定
の高周波出力に相当するスイッチング周波数で動作する
方法においても、最高のスイッチング周波数でスタート
し所定の高周波出力に相当するスイッチング周波数まで
数秒の間に徐々に下げる方法においても前述と同様、過
渡現象によるサージのピークを抑制する働きがある。
実施例
以下、本発明を実現するための具体的な実施例について
説明する。
説明する。
第４図ａにおいて、入力商用周波電流を変流器で検出し
整流平滑して直流電圧に変換する検出回路１０ ａと、
マグネトロンの任意の高周波出力を設定するための基準
となる電圧をつくる基準回路１ｏｂと、前記検出回路１
０ ａの出力電圧と基準回路１０ｂの出力電圧とを比較
しその結果を演算する比較演算回路１０ ｃと、前記比
較演算回路１０ｃの出力電圧を高周波パルスに変換する
周波数変換回路１０ｄと、前記周波数変換回路１０ｄの
高周波出力パルスによりパワースイッチング素子を駆動
する駆動回路１ｏｆと、前記駆動回路１ｏｆのスタート
時に最高の周波数で数ミリ秒駆動しその後数秒間低パワ
ー（約２００Ｗ）の高周波出力に相当する周波数に切り
変えた後所定の高周波出力に相当する周波数へ移行させ
るソフトスタート回路１０ ｅから構成される。
整流平滑して直流電圧に変換する検出回路１０ ａと、
マグネトロンの任意の高周波出力を設定するための基準
となる電圧をつくる基準回路１ｏｂと、前記検出回路１
０ ａの出力電圧と基準回路１０ｂの出力電圧とを比較
しその結果を演算する比較演算回路１０ ｃと、前記比
較演算回路１０ｃの出力電圧を高周波パルスに変換する
周波数変換回路１０ｄと、前記周波数変換回路１０ｄの
高周波出力パルスによりパワースイッチング素子を駆動
する駆動回路１ｏｆと、前記駆動回路１ｏｆのスタート
時に最高の周波数で数ミリ秒駆動しその後数秒間低パワ
ー（約２００Ｗ）の高周波出力に相当する周波数に切り
変えた後所定の高周波出力に相当する周波数へ移行させ
るソフトスタート回路１０ ｅから構成される。
この制御回路の中で比較演算回路１０ｃの動作を説明す
る。
る。
まず前記検出回路１０ａの出力電圧と基準回路１ｏｂの
出力電圧をコンパレータ１で比較し、基準回路１０ｂの
出力電圧に対し検出回路１ｏ＆の出力電圧が低い時コン
パレータ１の出力は正の最大値まで振れ、その電圧をオ
ペアンプ２で反転増幅する時にＷ以下に落し、オペアン
プ３で基準回路１０ｂの出力電圧と前記オペアンプ２の
出力電圧との差をとり、更にオペアンプ４で反転増幅す
る時にμ以下に落し、更にオペアンプ６でＶＲで決まる
基準電圧と前記オペアンプ４の出力電圧との差をとり周
波数変換回路１０ｄへ伝達する。
出力電圧をコンパレータ１で比較し、基準回路１０ｂの
出力電圧に対し検出回路１ｏ＆の出力電圧が低い時コン
パレータ１の出力は正の最大値まで振れ、その電圧をオ
ペアンプ２で反転増幅する時にＷ以下に落し、オペアン
プ３で基準回路１０ｂの出力電圧と前記オペアンプ２の
出力電圧との差をとり、更にオペアンプ４で反転増幅す
る時にμ以下に落し、更にオペアンプ６でＶＲで決まる
基準電圧と前記オペアンプ４の出力電圧との差をとり周
波数変換回路１０ｄへ伝達する。
この時の電圧をｖｌ とし基準回路１０ｂの出力電圧に
対し検出回路１０ ａの出力電圧が高い時はコンパレー
タ１の出力は負の最大値まで振れ、以下前記と同様の演
算をしてオペアンプ６の出力電圧は■ となりｖｌ〈■
２の関係にある。
対し検出回路１０ ａの出力電圧が高い時はコンパレー
タ１の出力は負の最大値まで振れ、以下前記と同様の演
算をしてオペアンプ６の出力電圧は■ となりｖｌ〈■
２の関係にある。
また前記周波数変換回路１ｏｄの入力電圧と高周波出力
パルスの周波数との関係は第６図のようになり、マグネ
トロンの高周波出力を設定する基準回路１０ｂの出力電
圧に対し検出回路１０ ａの出力電圧が低い時には、低
い周波数ｆ１ で駆動回路１ｏｆは動作して入力商用周
波電流を増そうとし、検出回路１０ａの出力電圧が基準
回路１ｏｂの出力電圧を上回ると今度は高い周波数ｆ２
で動作して入力商用周波電流を押えようとして高周波出
力を一定に保つ。
パルスの周波数との関係は第６図のようになり、マグネ
トロンの高周波出力を設定する基準回路１０ｂの出力電
圧に対し検出回路１０ ａの出力電圧が低い時には、低
い周波数ｆ１ で駆動回路１ｏｆは動作して入力商用周
波電流を増そうとし、検出回路１０ａの出力電圧が基準
回路１ｏｂの出力電圧を上回ると今度は高い周波数ｆ２
で動作して入力商用周波電流を押えようとして高周波出
力を一定に保つ。
すなわち低い周波数ｆ、の時の高周波出力をＷｌ、高い
周波数の時の高周波出力をＷ２としＷｌ−Ｗ２をΔＷと
すると、設定した高周波出力を中心にプラスマイナスΔ
Ｖ２の幅で制御することになり平均値として設定の高周
波出力が得られることになる。また、その他の制御方法
として第４図すに比較演算回路のみ示す。この方法は前
述の幅をもたせた制御に対し入力商用周波電流と設定基
準値との差がゼロになるよう演算し、差がゼロになった
時の周波数が設定の高周波出力に相当するようにしたも
のである。
周波数の時の高周波出力をＷ２としＷｌ−Ｗ２をΔＷと
すると、設定した高周波出力を中心にプラスマイナスΔ
Ｖ２の幅で制御することになり平均値として設定の高周
波出力が得られることになる。また、その他の制御方法
として第４図すに比較演算回路のみ示す。この方法は前
述の幅をもたせた制御に対し入力商用周波電流と設定基
準値との差がゼロになるよう演算し、差がゼロになった
時の周波数が設定の高周波出力に相当するようにしたも
のである。
またソフトスタート回路１０ｅはスタートスイッチＳＷ
が閉じられると周波数変換回路１ｏｄの入力にＡの電圧
が数ミリ秒加わ９その後数秒間Ｂの・電圧が加わった後
、比較演算回路１０ｃの出力電圧が印加される。従って
インバータのスタート時すなわち駆動回路１０ｆのスタ
ート時に過渡現象により数サイクル程度パワースイッチ
ング素子６に流れるサージ電流は最高の周波数（電圧Ａ
で決まる周波数）で数ミリ秒動かすことで押えることが
でき、その後低パワー（約２００Ｗ）の高周波出力に相
当する周波数（電圧Ｂで決まる周波数）で数秒間駆動す
る間にマグネトロンのヒータが充分あたためられマグネ
トロンは低パワーで発振を始める。この時、マグネトロ
ンの発振開始時に数サイクル程度過渡現象によりコレク
タ電流１０ のピークは定常時より高いが周波数が高い
ためコレクタ電流Ｉ０のピークは押えられてパワースイ
ッチング素子６を破壊するには至らない。その後、所定
のパワーに相、当する周波数（比較演算回路１０ａの出
力電圧で決まる周波数）に移行して定常発振が続けられ
る。
が閉じられると周波数変換回路１ｏｄの入力にＡの電圧
が数ミリ秒加わ９その後数秒間Ｂの・電圧が加わった後
、比較演算回路１０ｃの出力電圧が印加される。従って
インバータのスタート時すなわち駆動回路１０ｆのスタ
ート時に過渡現象により数サイクル程度パワースイッチ
ング素子６に流れるサージ電流は最高の周波数（電圧Ａ
で決まる周波数）で数ミリ秒動かすことで押えることが
でき、その後低パワー（約２００Ｗ）の高周波出力に相
当する周波数（電圧Ｂで決まる周波数）で数秒間駆動す
る間にマグネトロンのヒータが充分あたためられマグネ
トロンは低パワーで発振を始める。この時、マグネトロ
ンの発振開始時に数サイクル程度過渡現象によりコレク
タ電流１０ のピークは定常時より高いが周波数が高い
ためコレクタ電流Ｉ０のピークは押えられてパワースイ
ッチング素子６を破壊するには至らない。その後、所定
のパワーに相、当する周波数（比較演算回路１０ａの出
力電圧で決まる周波数）に移行して定常発振が続けられ
る。
また前述のソフトスタート方法と同じくスタート時の過
渡現象によるサージのピークを押える他のソフトスター
ト方法を第４図Ｃ１第４図ｄにソフトスタート回路のみ
示す。第４図Ｃは駆動回路１ｏｆのスタート時に数秒間
低パワーの高周波出力に相当するスイッチング周波数で
動作した後、所定の高周波出力に相当するスイッチング
周波数で動作する方法のソフトスタート回路を示し、第
４図ｄは、最高のスイッチング周波数でスタートし、所
定の高周波出力に相当するスイッチング周波数まで数秒
の間に徐々に下げる方法のソフトスタート回路を示す。
渡現象によるサージのピークを押える他のソフトスター
ト方法を第４図Ｃ１第４図ｄにソフトスタート回路のみ
示す。第４図Ｃは駆動回路１ｏｆのスタート時に数秒間
低パワーの高周波出力に相当するスイッチング周波数で
動作した後、所定の高周波出力に相当するスイッチング
周波数で動作する方法のソフトスタート回路を示し、第
４図ｄは、最高のスイッチング周波数でスタートし、所
定の高周波出力に相当するスイッチング周波数まで数秒
の間に徐々に下げる方法のソフトスタート回路を示す。
この制御回路方法により以下の効果が生まれる０（１）
インバータスタート時の過渡現象による電流サージおよ
びマグネトロン発振開始時の過渡現象による電流サージ
（定常時の１．５〜２倍）を押えることができるので、
パワースイッチング素子の電流定格を必要以上に大きく
選定する必要がなくなシコストダウンがはかれる。
インバータスタート時の過渡現象による電流サージおよ
びマグネトロン発振開始時の過渡現象による電流サージ
（定常時の１．５〜２倍）を押えることができるので、
パワースイッチング素子の電流定格を必要以上に大きく
選定する必要がなくなシコストダウンがはかれる。
（２）入力商用周波電流を検出してフィードバック制御
する方式のため、絶縁トランス２次側の高圧回路の電流
検出方式に比べ絶縁が楽でコストも安くなる。
する方式のため、絶縁トランス２次側の高圧回路の電流
検出方式に比べ絶縁が楽でコストも安くなる。
（３） インバータおよびマグネトロンの動作開始時
の過渡現象による電流サージを押えることで、絶縁トラ
ンスの２次巻線に発生する電圧のピークも押えることが
でき、トランスの絶縁が楽になってコストダウンがはか
れる。
の過渡現象による電流サージを押えることで、絶縁トラ
ンスの２次巻線に発生する電圧のピークも押えることが
でき、トランスの絶縁が楽になってコストダウンがはか
れる。
発明の効果
本発明により次の効果がある。
■ マグネトロンの高周波出力を基準回路のボリューム
設定で任意に設定でき、しかも連続可変に高周波出力を
得ることができる。
設定で任意に設定でき、しかも連続可変に高周波出力を
得ることができる。
■ スイッチング素子のベース・エミッタ間に印加する
高周波パルスを断続的にすると従来と同じデユーティ制
御となり連続制御との組合せで多種多様の高周波出力の
組合せができる。
高周波パルスを断続的にすると従来と同じデユーティ制
御となり連続制御との組合せで多種多様の高周波出力の
組合せができる。
■ 高い周波数でスタートするため駆動回路スタート時
の過渡現象によるコレクタ電流！。のピークを押えるこ
とができるとともに、その後低パワー（約２００Ｗ）の
高周波出力に相当する周波数で動作さすためマグネトロ
ンのヒータが充分温まり、マグネトロンの発振スタート
時の過渡現象によるコレクタ電流！。を押えることがで
きるのでパワースイッチング素子の電流定格が必要以上
に大きいものを選定する必要がなくなりコストダウンが
はかれる。
の過渡現象によるコレクタ電流！。のピークを押えるこ
とができるとともに、その後低パワー（約２００Ｗ）の
高周波出力に相当する周波数で動作さすためマグネトロ
ンのヒータが充分温まり、マグネトロンの発振スタート
時の過渡現象によるコレクタ電流！。を押えることがで
きるのでパワースイッチング素子の電流定格が必要以上
に大きいものを選定する必要がなくなりコストダウンが
はかれる。
■ 入力商用周波電流を検出してフィードバック制御す
る方式のため、絶縁トランス２次側の高圧回路の電流検
出方式に比べ絶縁が楽でコストも安くなる。
る方式のため、絶縁トランス２次側の高圧回路の電流検
出方式に比べ絶縁が楽でコストも安くなる。
■ インバータおよびマグネトロンの動作開始時の過渡
現象による電流サージを押えることで、絶縁トランスの
２次巻線に発生する電圧のピーりも押えることができ、
トランスの絶縁が楽になり、コストダウンがはかれる。
現象による電流サージを押えることで、絶縁トランスの
２次巻線に発生する電圧のピーりも押えることができ、
トランスの絶縁が楽になり、コストダウンがはかれる。
第１図は本発明の一実施例におけるマグネトロン用イン
バータ電源の制御回路図、第２図ａは同要部の回路図、
第２図すは同各部の信号波形図、第３図ａは同回路にお
けるスイッチング周波数と高周波出力との関係を示す図
、第３図すは同回路におけるスイッチング周波数と入力
商用周波電流との関係を示す図、第３図Ｃは同回路にお
ける入力商用周波電流と高周波出力との関係を示す図、
第４図ａは本発明の具体的な実施例を示す回路図、第４
図す、第４図Ｃ１第４図ｄはそれぞれ本発明の具体的な
実施例における要部の回路図、第６図は周波数変換回路
の入力電圧と高周波出力パルスの周波数との関係を示す
図である。 １・・・・・・商用電源、２・・・・・・整流ブリッジ
、３・・・・・・平滑用コンデンサ、４・・・・・・共
振用コンデンサ、６・・・・・・絶縁トランス、６ｐ・
・・・・・１次巻線、６ｓ・・・・・・・２次巻線、５
ｔ・・・・・・３次巻線、６・・・・・・パワースイッ
チング素子、７・・・・・・７ライホイールダイオード
、８・・・・・・マグネトロン、９・・・・・・高周波
フィルタ、１０ａ・・・・・・検出回路、１０ｂ−・・
・・・基準回路、１０ ｃ・・・・・・比較演算回路、
１０ｄ・・・・・・周波数変換回路、ｊＯｅ・・・・・
・ン７トスタート回路、１ｏｆ・・・・・・駆動回路。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図 （ｂ） ＶＢＥ 第４図 （ｂ） （Ｃ） 第４図 （ｔＬ） 第５図 入力電圧
バータ電源の制御回路図、第２図ａは同要部の回路図、
第２図すは同各部の信号波形図、第３図ａは同回路にお
けるスイッチング周波数と高周波出力との関係を示す図
、第３図すは同回路におけるスイッチング周波数と入力
商用周波電流との関係を示す図、第３図Ｃは同回路にお
ける入力商用周波電流と高周波出力との関係を示す図、
第４図ａは本発明の具体的な実施例を示す回路図、第４
図す、第４図Ｃ１第４図ｄはそれぞれ本発明の具体的な
実施例における要部の回路図、第６図は周波数変換回路
の入力電圧と高周波出力パルスの周波数との関係を示す
図である。 １・・・・・・商用電源、２・・・・・・整流ブリッジ
、３・・・・・・平滑用コンデンサ、４・・・・・・共
振用コンデンサ、６・・・・・・絶縁トランス、６ｐ・
・・・・・１次巻線、６ｓ・・・・・・・２次巻線、５
ｔ・・・・・・３次巻線、６・・・・・・パワースイッ
チング素子、７・・・・・・７ライホイールダイオード
、８・・・・・・マグネトロン、９・・・・・・高周波
フィルタ、１０ａ・・・・・・検出回路、１０ｂ−・・
・・・基準回路、１０ ｃ・・・・・・比較演算回路、
１０ｄ・・・・・・周波数変換回路、ｊＯｅ・・・・・
・ン７トスタート回路、１ｏｆ・・・・・・駆動回路。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図 （ｂ） ＶＢＥ 第４図 （ｂ） （Ｃ） 第４図 （ｔＬ） 第５図 入力電圧
Claims (3)
- （１）インバータにより得られる高周波電圧によりマグ
ネトロンを駆動するマグネトロンのインバータ電源に、
前記インバータの入力商用周波電流を検出する手段と、
前記マグネトロンの高周波出力を任意に設定するための
基準を作る手段と、前記検出する手段の出力と基準を作
る手段の出力とを比較し演算する手段と、前記比較し演
算する手段の出力に応じて前記インバータのスイッチン
グ周波数を可変する周波数変換手段と、前記インバータ
および前記マグネトロンの動作開始時に発生する過渡現
象による電圧電流サージを抑える手段と、前記インバー
タのパワースイッチング素子を駆動する手段を具備し、
前記インバータの動作開始時に一定時間最高のスイッチ
ング周波数で動作し、その後一定時間低パワーの高周波
出力に相当するスイッチング周波数で動作した後、設定
した高周波出力に相当するスイッチング周波数で動作す
ることを特徴とするマグネトロン用インバータ電源制御
方法。 - （２）インバータにより得られる高周波電圧によりマグ
ネトロンを駆動するマグネトロンのインバータ電源に、
前記インバータの入力商用周波電流を検出する手段と、
前記マグネトロンの高周波出力を任意に設定するための
基準を作る手段と、前記検出する手段の出力と基準を作
る手段の出力とを比較し演算する手段と、前記比較し演
算する手段の出力に応じて前記インバータのスイッチン
グ周波数を可変する周波数変換手段と、前記インバータ
および前記マグネトロンの動作開始時に発生する過渡現
象による電圧電流サージを抑える手段と、前記インバー
タのパワースイッチング素子を駆動する手段を具備し前
記インバータの動作開始時に一定時間低パワーの高周波
出力に相当するスイッチング周波数で動作した後、設定
した高周波出力に相当するスイッチング周波数で動作す
ることを特徴とするマグネトロン用インバータ電源制御
方法。 - （３）インバータにより得られる高周波電圧によりマグ
ネトロンを駆動するマグネトロンのインバータ電源に、
前記インバータの入力商用周波電流を検出する手段と、
前記マグネトロンの高周波出力を任意に設定するための
基準を作る手段と、前記検出する手段の出力と基準を作
る手段の出力とを比較し演算する手段と、前記比較し演
算する手段の出力に応じて前記インバータのスイッチン
グ周波数を可変する周波数変換手段と、前記インバータ
および前記マグネトロンの動作開始時に発生する過渡現
象による電圧電流サージを抑える手段と、前記インバー
タのパワースイッチング素子を駆動する手段を具備し、
前記インバータの動作開始時に最高のスイッチング周波
数でスタートし、設定した高周波出力に相当するスイッ
チング周波数まで一定時間かけて徐々に下げることを特
徴とするマグネトロン用インバータ電源制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60206836A JPS6266595A (ja) | 1985-09-19 | 1985-09-19 | マグネトロン用インバ−タ電源制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60206836A JPS6266595A (ja) | 1985-09-19 | 1985-09-19 | マグネトロン用インバ−タ電源制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6266595A true JPS6266595A (ja) | 1987-03-26 |
Family
ID=16529868
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60206836A Pending JPS6266595A (ja) | 1985-09-19 | 1985-09-19 | マグネトロン用インバ−タ電源制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6266595A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63290169A (ja) * | 1987-05-20 | 1988-11-28 | Shimadzu Corp | 周波数スイ−プ型インバ−タ |
| JPH0298490U (ja) * | 1989-01-24 | 1990-08-06 | ||
| JPH0298491U (ja) * | 1989-01-24 | 1990-08-06 | ||
| JP2006197660A (ja) * | 2005-01-11 | 2006-07-27 | Meidensha Corp | 無停電電源装置の起動方法とその装置 |
| US20070195561A1 (en) * | 2004-04-07 | 2007-08-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High-frequency heating device |
-
1985
- 1985-09-19 JP JP60206836A patent/JPS6266595A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63290169A (ja) * | 1987-05-20 | 1988-11-28 | Shimadzu Corp | 周波数スイ−プ型インバ−タ |
| JPH0298490U (ja) * | 1989-01-24 | 1990-08-06 | ||
| JPH0298491U (ja) * | 1989-01-24 | 1990-08-06 | ||
| US20070195561A1 (en) * | 2004-04-07 | 2007-08-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | High-frequency heating device |
| US8217323B2 (en) * | 2004-04-07 | 2012-07-10 | Panasonic Corporation | High-frequency heating device |
| JP2006197660A (ja) * | 2005-01-11 | 2006-07-27 | Meidensha Corp | 無停電電源装置の起動方法とその装置 |
| JP4670351B2 (ja) * | 2005-01-11 | 2011-04-13 | 株式会社明電舎 | 無停電電源装置の制御装置。 |
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