JP5069726B2 - ワイヤレス給電装置およびワイヤレス電力伝送システム - Google Patents

Description

本発明は、ワイヤレスにて電力を送るためのワイヤレス給電装置、および、ワイヤレス電力伝送システムに関する。

電源コードなしで電力を供給するワイヤレス給電技術が注目されつつある。現在のワイヤレス給電技術は、（Ａ）電磁誘導を利用するタイプ（近距離用）、（Ｂ）電波を利用するタイプ（遠距離用）、（Ｃ）磁場の共振現象を利用するタイプ（中距離用）の３種類に大別できる。

電磁誘導を利用するタイプ（Ａ）は、電動シェーバーなどの身近な家電製品において一般的に利用されているが、数ｃｍ程度の近距離でしか使えないという課題がある。電波を利用するタイプ（Ｂ）は、数１０ｍＷ程度の微小な電力しか伝送できないという課題がある。共振現象を利用するタイプ（Ｃ）は、比較的新しい技術であり、数ｍ程度の遠距離でも比較的高い電力伝送効率を実現できることから特に期待されている。たとえば、ＥＶ（Electric Vehicle）の車両下部に受電コイルを埋め込み、地中の給電コイルから非接触にて電力を送り込むという案も検討されている。以下、タイプ（Ｃ）を「磁気共振型」とよぶ。

磁気共振型は、マサチューセッツ工科大学が２００６年に発表した理論をベースとしている（特許文献３参照）。二つのコイルを向かい合わせ、一方のコイルに交流電流を流すと、他方のコイルにも交流電流が流れる。給電コイルを受電コイルの固有振動数と共振させると、給電コイルから受電コイルに特に高い効率にて電力を送り込むことができる。

特開２００６−２３００３２号公報 国際公開２００６／０２２３６５号公報 米国公開２００８／０２７８２６４号公報 米国公開２００９／００７２６２９号公報

図１０は、磁気共振型のワイヤレス電力伝送システムの一般的な構成図である。図１０は、特許文献３のＦＩＧ．１４を模式的に示したものである。このシステムには、４つのコイルが含まれる。それぞれ、「エキサイトコイルＬ_１」、「給電コイルＬ_２」、「受電コイルＬ_３」および「ロードコイルＬ_４」とよぶことにする。エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２は近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。同様に、受電コイルＬ_３とロードコイルＬ_４も近距離にて向かい合わされ、電磁結合する。これらの距離に比べると、給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３までの距離は「中距離」であり、比較的大きい。このシステムの目的は、給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３にワイヤレス給電することである。

エキサイトコイルＬ_１に交流電力を供給すると、電磁誘導の原理により給電コイルＬ_２にも電流が流れる。給電コイルＬ_２が磁場を発生させ、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３が磁気的に共振すると、受電コイルＬ_３には大きな電流が流れる。電磁誘導の原理によりロードコイルＬ_４にも電流が流れ、ロードコイルＬ_４と直列接続される負荷Ｒから電力が取り出される。磁気共振現象を利用することにより、給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３の距離が大きくても高い電力伝送効率を実現できる。

現在、給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３への電力伝送についてはさまざまな検討がなされている。しかし、給電コイルＬ_２自体に電力を効率的に供給する方法については、あまり提案がなされていないのが現状である。特許文献４も磁気共振型のワイヤレス給電技術を開示するが、こちらも受電コイルＬ_３へ電力伝送効率の向上を目的としている。

本発明は、上記課題に基づいて完成された発明であり、磁気共振型のワイヤレス給電技術における給電コイルへの電力伝送効率、特に、高周波数帯における電力伝送効率を高めることを主たる目的とする。また、別の目的は、ワイヤレス給電に必要なコイルの数を抑制することである。

本発明におけるワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、給電コイルから受電コイルにワイヤレス送電するための装置である。この装置は、コイルおよびキャパシタが直列接続された共振周波数にて共振する共振回路と、共振回路への第１の方向からの電流の供給を制御する第１のスイッチングトランジスタと、共振回路への第２の方向からの電流の供給を制御する第２のスイッチングトランジスタと、を備える。第１および第２のスイッチングトランジスタを共振周波数にて交互に導通させることにより共振回路を共振させ、コイルを給電コイルとして、コイルから受電コイルにワイヤレス送電する。

給電コイルにいわゆるスイッチング電源を用いることにより、給電コイルへの電力供給効率を高めることができる。また、この装置は、共振周波数にて動作するため、システム全体としての電力伝送効率が高くなる。さらに、この装置は、エキサイトコイルを用いることなく、直接給電コイルを駆動できる。したがって、製造コストを抑え構成をコンパクトにしやすい。

第１および第２のスイッチングトランジスタそれぞれに対して第１および第２のキャパシタを並列接続してもよい。このような構成によれば、ワイヤレス給電装置を高周波数帯で動作させるときにもスイッチング損失を効果的に抑制できる。また、共振回路のコイルを給電コイルとして動作させるのではなく、エキサイトコイルとして動作させ、別のコイルとして設けられる給電コイルに電力を供給させてもよい。

本発明におけるワイヤレス電力伝送システムは、上述したワイヤレス給電装置と、受電コイルと、受電コイルと磁気結合して、受電コイルが給電コイルから受電した電力を供給されるロードコイルと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、磁気共振型のワイヤレス給電技術における電力伝送効率を高めることができる。また、そのために必要なコイルの数を抑制できる。

本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。 第１のスイッチングトランジスタが導通するときの電流経路を示す図である。 第２のスイッチングトランジスタが導通するときの電流経路を示す図である。 ２つのスイッチングトランジスタにおける電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。 調整キャパシタを取り除いたときの電流電圧波形のタイムチャートである。 調整キャパシタを取り除いたときの第２期間におけるソース・ドレイン間の電圧および電流の関係を示すタイムチャートである。 調整キャパシタを取り付けたときの第２期間におけるソース・ドレイン間の電圧および電流の関係を示すタイムチャートである。 受電コイル回路等における電流の変化過程を示すタイムチャートである。 変形例におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。 磁気共振型のワイヤレス電力伝送システムの一般的な構成図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態について詳細に説明する。

図１は、本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００のシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム１００は、ワイヤレス給電装置２００と、受電コイル回路１３０およびロード回路１４０を含む。ワイヤレス給電装置２００は、その一部に給電コイルＬ_２を含む。給電コイルＬ_２と受電コイル回路１３０の間には数ｍ程度の距離がある。ワイヤレス電力伝送システム１００の主目的は、給電コイルＬ_２から受電コイル回路１３０に電力を送ることである。また、本実施の形態におけるワイヤレス電力伝送システム１００は、ＩＳＭ（Industry-Science-Medical）周波数帯にて動作させることを想定したシステムである。本実施の形態においては、ワイヤレス給電装置２００をＩＳＭ周波数帯内の１３．５６ＭＨｚにて動作させる。給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３の共振周波数ｆも１３．５６ＭＨｚに設定される。

ワイヤレス給電装置２００は、エキサイトコイルＬ_１を介すことなく、共振周波数ｆにて給電コイルＬ_２に交流電力を直接供給するハーフブリッジ型の電源制御回路である。給電コイルＬ_２を流れる電流Ｉ_Ｓは交流であり、同図矢印にて示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。給電コイルＬ_２の巻き数は７回、導線の直径は５ｍｍ、給電コイルＬ_２自体の直径は２８０ｍｍである。

受電コイル回路１３０は、受電コイルＬ_３とキャパシタＣ_３が直列接続された回路である。給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３は互いに向かい合っている。給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３の距離は、０．２ｍ〜１ｍ程度と比較的長い。受電コイルＬ_３の巻き数は７回、導線の直径は５ｍｍ、受電コイルＬ_３自体の直径は２８０ｍｍである。受電コイル回路１３０の共振周波数ｆも１３．５６ＭＨｚとなるように、受電コイルＬ_３とキャパシタＣ_３それぞれの値が設定されている。したがって、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３は同一形状である必要はない。給電コイルＬ_２が共振周波数ｆにて磁界を発生させると、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３は磁気的に共振し、受電コイル回路１３０にも大きな電流Ｉ_３が流れる。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流Ｉ_Ｓの向きと電流Ｉ_３の向きは逆（逆相）である。

ロード回路１４０は、ロードコイルＬ_４と負荷Ｒが直列接続された回路である。受電コイルＬ_３とロードコイルＬ_４は互いに向かい合っている。受電コイルＬ_３とロードコイルＬ_４の距離は１０ｍｍ以下と比較的近い。このため、受電コイルＬ_３とロードコイルＬ_４は電磁的に強く結合している。ロードコイルＬ_４の巻き数は１回、導線の直径は３ｍｍ、ロードコイルＬ_４自体の直径は２１０ｍｍである。受電コイルＬ_３に電流Ｉ_３が流れることにより、ロード回路１４０に起電力が発生し、ロード回路１４０に電流Ｉ_４が流れる。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流Ｉ_３の向きと電流Ｉ_４の向きは逆（逆相）である。すなわち、電流Ｉ_４は、電流Ｉ_Ｓと同相である。こうして、ワイヤレス給電装置２００が供給する電力は、給電コイルＬ_２により送電され、受電コイル回路１３０とロード回路１４０により受電され、負荷Ｒにより取り出される。

負荷Ｒを受電コイル回路１３０に直列接続すると、受電コイル回路１３０のＱ値が悪くなる。このため、受電用の受電コイル回路１３０と電力取り出し用のロード回路１４０を分離している。また、電力伝送効率を高めるためには、給電コイルＬ_２、受電コイルＬ_３およびロードコイルＬ_４の中心線を揃えることが好ましい。

ワイヤレス給電装置２００の各回路パラメータは、共振周波数ｆでの動作を想定して値設定されている。ゲート駆動用トランスＴ１の一次側には、オシレータ２０２が接続される。オシレータ２０２は、共振周波数ｆにて交流電圧を発生させる。電圧波形は正弦波でもよいが、ここでは矩形波であるとして説明する。この交流電圧により、トランスＴ１一次コイルＬ_ｈには正負の両方向に交互に電流が流れる。トランスＴ１一次コイルＬ_ｈとトランスＴ１二次コイルＬ_ｆ、トランスＴ１二次コイルＬ_ｇはゲート駆動用の結合トランスＴ１を形成する。電磁誘導により、トランスＴ１二次コイルＬ_ｆとトランスＴ１二次コイ ルＬ _ｇ にも正負の両方向に交互に電流が流れる。

トランスＴ１二次コイルＬ_ｆの一端は、スイッチングトランジスタＱ_１のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ_１のソースと接続される。トランスＴ１二次コイルＬ_ｇの一端は、別のスイッチングトランジスタＱ_２のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタＱ_２のソースと接続される。オシレータ２０２が共振周波数ｆにて交流電圧を発生させると、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２の各ゲートには、電圧Ｖｘ（Ｖｘ＞０）が共振周波数ｆにて交互に印加される。このため、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２は共振周波数ｆにて交互にオン・オフする。スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２は同一特性のエンハンスメント型ＭＯＳＦＥＴ（Negative-Metal Oxide Semiconductor Field effect transistor）であるが、バイポーラトランジスタなど他のトランジスタでもよい。

スイッチングトランジスタＱ_１のドレインは、電源Ｖｄｄ１の正極に接続される。電源Ｖｄｄ１の負極は、キャパシタＣ_１と給電コイルＬ_２を介して、スイッチングトランジスタＱ_１のソースに接続される。電源Ｖｄｄ１の負極の電位は接地電位である。スイッチングトランジスタＱ_２のソースは、電源Ｖｄｄ２の負極に接続される。電源Ｖｄｄ２の正極は、キャパシタＣ_１と給電コイルＬ_２を介して、スイッチングトランジスタＱ_２のドレインに接続される。電源Ｖｄｄ２の正極の電位は接地電位である。

スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間にはキャパシタＣ_Ｑ１が並列接続され、スイッチングトランジスタＱ_２のソース・ドレイン間にはキャパシタＣ_Ｑ２が並列接続される。キャパシタＣ_Ｑ１とキャパシタＣ_Ｑ２も同一特性のキャパシタである。以下、キャパシタＣ_Ｑ１とキャパシタＣ_Ｑ２をまとめていうときには「調整キャパシタ」とよぶ。

スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ_２のソース・ドレイン間の電圧をソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ２とよぶ。また、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１、スイッチングトランジスタＱ_２のソース・ドレイン間を流れる電流をソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２とする。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。

ワイヤレス給電装置２００は、図１に示すように上下対称形の電気回路である。キャパシタＣ_１と給電コイルＬ_２は共振周波数ｆにて電流共振するように値設定される。いいかえれば、キャパシタＣ_１と給電コイルＬ_２は、共振周波数ｆの「共振回路」を形成している。キャパシタＣ_１と給電コイルＬ_２はソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１、Ｉ_ＤＳ２の電流波形を変化させる。

キャパシタＣ_Ｑ１はソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１の電圧波形を変化させ、キャパシタＣ_Ｑ２はソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ２の電圧波形を変化させるために挿入される。詳細については後述する。

図２は、スイッチングトランジスタＱ_１が導通するときの電流経路を示す図である。スイッチングトランジスタＱ_１が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ_２は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第１電流経路」とよぶ）は、電源Ｖｄｄ１からスイッチングトランジスタＱ_１、給電コイルＬ_２、キャパシタＣ_１を経由して帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ_１は、第１電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

図３は、スイッチングトランジスタＱ_２が導通するときの電流経路を示す図である。スイッチングトランジスタＱ_２が導通（オン）するとき、スイッチングトランジスタＱ_１は非導通（オフ）となる。このときのメインの電流経路(以下、「第２電流経路」とよぶ）は、電源Ｖｄｄ２からキャパシタＣ_１、給電コイルＬ_２、スイッチングトランジスタＱ_２を経由して帰還する経路となる。スイッチングトランジスタＱ_２は、第２電流経路の導通・非導通を制御するスイッチとして機能する。

図４は、スイッチングトランジスタＱ_１およびスイッチングトランジスタＱ_２の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。時刻ｔ_０〜時刻ｔ_１の期間(以下、「第１期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオン、スイッチングトランジスタＱ_２がオフとなる期間である。時刻ｔ_１〜時刻ｔ_２の期間(以下、「第２期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオフ、スイッチングトランジスタＱ_２がオンとなる期間、時刻ｔ_２〜時刻ｔ_３の期間(以下、「第３期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオン、スイッチングトランジスタＱ_２がオフとなる期間、時刻ｔ_３〜時刻ｔ_４の期間(以下、「第４期間」とよぶ）は、スイッチングトランジスタＱ_１がオフ、スイッチングトランジスタＱ_２がオンとなる期間である。

電源Ｖｄｄ１の値は、スイッチングトランジスタＱ_１のゲート・ソース電圧Ｖ_ＧＳ１が所定の閾値Ｖ_ｘを超えたとき、スイッチングトランジスタＱ_１が飽和状態となるように設定されている。したがって、第１期間の開始タイミングである時刻ｔ_０にスイッチングトランジスタＱ_１がオン（導通）となると、Ｖ_ｘによって決まる一定値のソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１が流れ始める。第１電流経路に挿入されている共振回路（給電コイルＬ_２とキャパシタＣ_１）が電流共振するため、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１の第１期間における電流波形は矩形波とはならず、立ち上がりと立ち下がりが緩やかになる。このためには、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１が第１期間の中間地点で最大値となり、第１期間の終了時点（時刻ｔ_１）でローレベルに戻るように、給電コイルＬ_２とキャパシタＣ_１の値をあらかじめ適切に設定しておく必要がある。具体的には、ワイヤレス給電装置２００の動作中にソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１の電流波形を計測し、給電コイルＬ_２とキャパシタＣ_１の最適値を求めればよい。

第２期間の開始タイミングである時刻ｔ_１にスイッチングトランジスタＱ_１がオフ（非導通）となると、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は流れなくなる。スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間にはキャパシタＣ_Ｑ１が並列接続されているため、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１の第２期間における電圧波形は矩形波とはならず、立ち上がりと立ち下がりが緩やかになる。このためには、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１が第２期間の中間地点で最大値となり、第２期間の終了時点（時刻ｔ_２）でローレベルに戻るように、キャパシタＣ_Ｑ１の値をあらかじめ適切に設定しておく必要がある。具体的には、ワイヤレス給電装置２００の動作中にソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１の電圧波形を計測し、キャパシタＣ_Ｑ１の最適値を求めればよい。

第１期間はスイッチングトランジスタＱ_２のオフ期間であるから、第１期間におけるＶ_ＧＳ２、Ｉ_ＤＳ２、Ｖ_ＤＳ２の変化は、第２期間におけるＶ_ＧＳ１、Ｉ_ＤＳ１、Ｖ_ＤＳ１の変化と同様である。第２期間はスイッチングトランジスタＱ_２のオン期間であるから、第２期間におけるＶ_ＧＳ２、Ｉ_ＤＳ２、Ｖ_ＤＳ２の変化は、第１期間におけるＶ_ＧＳ１、Ｉ_ＤＳ１、Ｖ_ＤＳ１の変化と同様である。第３期間、第４期間以降についても同様である。

次に、調整キャパシタＣ_Ｑ１、Ｃ_Ｑ２の役割を明確にするため、調整キャパシタを取り除いた場合の電流電圧特性について説明し、その問題点を指摘する。

図５は、調整キャパシタを取り除いた場合の電流電圧波形のタイムチャートである。スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２の動作は基本的に同じであるため、ここでは、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１およびソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１に注目して説明する。スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン間に並列接続されるキャパシタＣ_Ｑ１を取り除くと、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１の電圧波形は矩形波となる。

第１期間の開始タイミングである時刻ｔ_０にスイッチングトランジスタＱ_１がオン（導通）となると、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１はローレベルとなる。キャパシタＣ_Ｑ１を取り除いているため、スイッチングトランジスタＱ_１のオン・オフに連動して、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１はハイレベルとローレベルの間を急峻に変化する。ただし、スイッチングトランジスタＱ_１の内部的な遅延により、スイッチングトランジスタＱ_１がオンとなっても、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１はすぐにローレベルにはならない。時刻ｔ_０から所定の遅延時間が経過してからソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１はローレベルとなる。

第１期間の終了タイミングである時刻ｔ_１にスイッチングトランジスタＱ_１がオフ（非導通）となると、スイッチングトランジスタＱ_１のソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１はハイレベルとなる。この場合にも、スイッチングトランジスタＱ_１の内部的な遅延によりソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１はすぐにハイレベルには至らない。したがって、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１の電圧波形は台形状となる。

図６は、調整キャパシタを取り除いたときの第２期間（時刻ｔ_１〜ｔ_２）におけるＶ_ＤＳ１とＩ_ＤＳ１の関係を示すタイムチャートである。同図では、わかりやすさのため、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１とソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１を重ねて描いている。ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ２とソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２の関係も基本的に同じであるため、ここでは、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１とソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１の関係に注目して説明する。第２期間の開始タイミングである時刻ｔ_１に至り、スイッチングトランジスタＱ_１がオフとなると、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１は増加し始め、所定の遅延時間Ｔ_Ｓ後にハイレベルに安定する。一方、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は、給電コイルＬ_１とキャパシタＣ_１の電流共振により、時刻ｔ_１に至る前に減少し始める。時刻ｔ_１に、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１はローレベルに到達するのが理想である。しかし、実際には時刻ｔ_１が経過したあとにもわずかながらソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１が流れる可能性がある。したがって、遅延時間Ｔ_Ｓ中に「Ｖ_ＤＳ１＞０、かつ、Ｉ_ＤＳ１＞０」となる期間が存在する。この期間においては、スイッチングトランジスタＱ_１において無駄な電力Ｐ（＝Ｉ_ＤＳ１×Ｖ_ＤＳ１）が消費される。すなわち、スイッチング損失が発生している。

第２期間の終了タイミングである時刻ｔ_２に至り、スイッチングトランジスタＱ_１がオンとなるとソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１は減少し始め、所定の遅延時間Ｔ_Ｅ後にローレベルに安定する。一方、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は増加し始め、遅延時間Ｔ_Ｅ後にハイレベルに安定する。遅延時間Ｔ_Ｅ中には、「Ｖ_ＤＳ１＞０、かつ、Ｉ_ＤＳ１＞０」となるため、ここでもスイッチング損失が発生する。

以上のように、スイッチングトランジスタＱ_１のオン・オフを切り換えるごとに、スイッチングトランジスタＱ_１からはわずかながら電力が消費される。ＩＳＭ周波数帯のような高周波数帯でワイヤレス給電装置２００を動作させる場合には、スイッチング損失の影響が特に大きくなる。

一般的には、周波数が高くなると、スイッチング損失の影響が大きくなる。スイッチング損失を抑制するためには、スイッチングトランジスタＱ_１やスイッチングトランジスタＱ_２の遅延時間Ｔ_Ｓ、Ｔ_Ｅを短くするための工夫が必要であるが物理的な限界もあるため遅延時間をゼロにするのは難しい。本実施の形態では、ワイヤレス給電装置２００に調整キャパシタＣ_Ｑ１、Ｃ_Ｑ２を挿入し、いわゆるソフトスイッチング方式に基づいてスイッチング損失を抑制している。

図７は、調整キャパシタを取り付けたときの第２期間（時刻ｔ_１〜ｔ_２）におけるＶ_ＤＳ１とＩ_ＤＳ１の関係を示すタイムチャートである。この図でも、わかりやすさのため、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１とソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１を重ねている。ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ２とソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２の関係も基本的に同じであるため、ここでは、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１とソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１の関係に注目して説明する。第１期間（時刻ｔ_０〜ｔ_１）の後半に、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は減少し始め、時刻ｔ_１に到達するときにはローレベル近辺まで到達している。時刻ｔ_１にスイッチングトランジスタＱ_１がオフとなると、ソースドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１は徐々に増加し、第２期間の途中でハイレベルに到達する。図８に示した場合に比べてソースドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１の増加が緩やかであるため、スイッチング損失を抑制できる。

時刻ｔ_２に至り、スイッチングトランジスタＱ_１がオンとなるとき、ソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１はローレベル近辺まで減少している。一方、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は徐々に増加する。したがって、オフからオンへの切り換え時において「Ｖ_ＤＳ１＞０、かつ、Ｉ_ＤＳ１＞０」となる期間がほとんど存在しなくなる。また、この期間におけるソース・ドレイン電圧Ｖ_ＤＳ１とソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は図８に示した場合に比べて十分に小さくなる。調整キャパシタを接続することにより、スイッチングトランジスタＱ_１をオフからオンに切り換えるときのスイッチング損失を特に抑制しやすくなる。

図８は、電流Ｉ_Ｓ、Ｉ_３およびＩ_４の変化過程を示すタイムチャートである。第１期間においては、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１が流れ、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２は流れない。このため、給電コイルＬ_２には電流Ｉ_Ｓが正方向に流れる。第２期間においては、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ１は流れず、ソース・ドレイン電流Ｉ_ＤＳ２が流れる。このため、給電コイルＬ_２には、電流Ｉ_Ｓが負方向に流れる。受電コイル回路１３０には電流Ｉ_Ｓの逆相の電流Ｉ_３が流れる。ロード回路１４０には、電流Ｉ_Ｓと同相、電流Ｉ_３と逆相の電流Ｉ_４が流れる。

以上、実施形態に基づいてワイヤレス電力伝送システム１００を説明した。ワイヤレス電力伝送システム１００は、給電コイルＬ_２と受電コイルＬ_３を共振させた状態でワイヤレス送電するためのシステムである。ワイヤレス給電装置２００は、ハーフブリッジ型の電源制御回路であり、給電コイルＬ_２から受電コイルＬ_３への電力伝送効率を高めるために共振周波数ｆにて動作する。トランジスタにバイアスをかけた状態を動作点とする、いわゆるリニア・アンプ（Ａ級、ＡＢ級等）などにより電力を供給する場合、電源から供給された電力のうち、給電コイルＬ_２に実際に供給される電力はその４０％にも満たないため、全体としての電力供給効率は１５％程度にすぎない（特許文献３参照）。これに対して、本実施形態におけるワイヤレス給電装置２００の場合には８０〜９０％程度の電力を給電コイルＬ_２に供給できる。特に、調整キャパシタＣ_Ｑ１、Ｃ_Ｑ２を挿入することにより、スイッチングトランジスタＱ_１とスイッチングトランジスタＱ_２のオン・オフを切り換えるときのスイッチング損失を効果的に抑制できる。

本実施の形態におけるワイヤレス給電装置２００では、エキサイトコイルＬ_１が不要化するためにハーフブリッジ型の電源制御回路としている。これにより、図１０に示した従来のシステムと異なり、ワイヤレス給電装置２００にて給電コイルＬ_２を直接駆動できる。エキサイトコイルＬ_１が不要であることから、システムに必要なコイル数を削減できることになる。これにより、ワイヤレス電力伝送システム１００、特に給電側の製造コストやサイズを抑制する上で有効である。

図９は、変形例におけるワイヤレス電力伝送システムのシステム構成図である。図１のワイヤレス電力伝送システム１００では、ワイヤレス給電装置２００が給電コイルＬ_２と直接駆動したが、変形例におけるワイヤレス給電装置２０４は給電コイルＬ_２ではなくエキサイトコイルＬ_１を駆動する。ワイヤレス給電装置２０４の基本的な構造は図１と同様である。図１と同一の符号を付した構成は、図１で説明した構成と同一または同様の機能を有する。

ワイヤレス給電装置２０４は、エキサイトコイルＬ_１に共振周波数ｆにて交流電力を供給する。給電コイル回路１２０は、給電コイルＬ_２とキャパシタＣ_２が直列接続された回路である。エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２は互いに向かい合っている。エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２の距離は１０ｍｍ程度と比較的近い。このため、エキサイトコイルＬ_１と給電コイルＬ_２は電磁気的に強く結合している。エキサイトコイルＬ_１に電流Ｉ_Ｓを流すと、給電コイル回路１２０に起電力が発生し、給電コイル回路１２０には電流Ｉ_２が流れる。同図矢印にて示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流Ｉ_Ｓの向きと電流Ｉ_２の向きは逆（逆相）である。電流Ｉ_２は電流Ｉ_Ｓよりも格段に大きい。給電コイルＬ_２とキャパシタＣ_２それぞれの値は、給電コイル回路１２０の共振周波数ｆが１３．５６ＭＨｚとなるように設定すればよい。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

１００、１０２ ワイヤレス電力伝送システム
１２０ 給電コイル回路
１３０ 受電コイル回路
１４０ ロード回路
２００、２０４ ワイヤレス給電装置
２０２ オシレータ

Claims (5)

1. 給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、前記給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電するための装置であって、
   直列接続されたコイルおよびキャパシタを含み、前記共振周波数にて共振する共振回路と、
   前記共振回路への第１の方向からの電流の供給を制御する第１のスイッチングトランジスタと、
   前記共振回路への第２の方向からの電流の供給を制御する第２のスイッチングトランジスタと、
   前記第１および第２のスイッチングトランジスタそれぞれに対して並列接続され、前記第１および第２のスイッチングトランジスタを流れる半波交流電流の周期が前記第１および第２のスイッチングトランジスタのオン期間に対応するように調整された第１および第２のキャパシタと、を備え、
   前記第１および第２のスイッチングトランジスタの一方のトランジスタをオンからオフに切り換えるタイミングで他方のトランジスタをオフからオンに切り換え、かつ、その切り換えを前記共振周波数にて行うことにより前記共振回路を共振させ、前記コイルを前記給電コイルとして、前記コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電することを特徴とするワイヤレス給電装置。
2. 前記共振回路を構成するコイルとキャパシタは、前記第１および第２のスイッチングトランジスタを流れる半波交流電流のライズエッジおよびフォールエッジが曲線となるように調整されていることを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス給電装置。
3. 前記第１および第２のスイッチングトランジスタを前記共振周波数にて交互に導通させることにより前記共振回路を共振させ、前記コイルから、前記コイルとは別のコイルである前記給電コイルに前記共振周波数の交流電力と供給することを特徴とする請求項１または２に記載のワイヤレス給電装置。
4. 請求項１から３のいずれかに記載のワイヤレス給電装置と、
   前記受電コイルと、
   前記受電コイルと磁気結合し、前記受電コイルが前記給電コイルから受電した電力を供給されるロードコイルと、を備えることを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。
5. 給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、前記給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電するための装置であって、
   直列接続されたコイルおよびキャパシタを含み、前記共振周波数にて共振する共振回路と、
   前記共振回路への第１の方向からの電流の供給を制御する第１のスイッチングトランジスタと、
   前記共振回路への第２の方向からの電流の供給を制御する第２のスイッチングトランジスタと、
   前記第１および第２のスイッチングトランジスタそれぞれに対して並列接続される第１および第２のキャパシタと、を備え、
   デッドタイムを生じさせることなく前記第１および第２のスイッチングトランジスタの一方のトランジスタをオンからオフに切り換えるタイミングで他方のトランジスタをオフからオンに切り換え、かつ、その切り換えを前記共振周波数にて行うことにより前記共振回路を共振させ、前記コイルを前記給電コイルとして、前記コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電することを特徴とするワイヤレス給電装置。

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